DE2744319C2

DE2744319C2 -

Info

Publication number: DE2744319C2
Application number: DE2744319A
Authority: DE
Inventors: John Douglas Erie Pa. Us D'atre; Thomas Anthony Schenectady N.Y. Us Lipo; Allan Barr Scotia N.Y. Us Plunkett
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1976-10-04
Filing date: 1977-10-01
Publication date: 1987-08-20
Also published as: SE426897B; JPS5820234B2; IT1087753B; AU2930777A; JPS5363518A; ZA774670B; FR2366740A1; US4088934A; BR7706571A; CA1083663A; GB1587211A; SU1371513A3; FR2366740B1; ES462768A1; MX144491A; SE7711023L; AU512880B2; DE2744319A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung für einen Drehfeldmotor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Steuerschaltung ist aus der DE-OS 25 16 247 bekannt. Bevor diese bekannte Steuerschaltung näher erläutert wird, sei zum besseren Verständnis der Erfindung folgendes bemerkt.

Bei vielen Anwendungen werden drehzahleinstellbare Elektromotoren, insbesondere Wechselstrom-Asynchronmotoren, anderen Motorarten bevorzugt, da sie verhältnismäßig einfach aufgebaut, kompakt, robust, leicht zu warten, gewichtsmäßig leicht und preisgünstig sind. Bei stromgespeisten Asynchronmotor-Antriebssystemen werden die Amplitude und die Frequenz des Wechselstroms gesteuert, der die Statorwicklungen des Motors erregt, und zwar im Gegensatz zu spannungsgespeisten Systemen, bei denen die gesteuerten Größen die Amplitude und die Frequenz der Grundschwingung der Wechselspannung sind, die an die Statorklemmen gelegt wird.

Es besteht ein Bedürfnis, den Betrieb von stromgespeisten Asynchronmotor-Antriebssystemen, aber auch den Betrieb von spannungsgespeisten Asynchronmotoren und Antriebssystemen, die Synchronmotoren oder Synchron-Reluktanzmotoren verwenden, zu stabilisieren.

Auf dem Gebiet der drehzahleinstellbaren Wechselstrommotor- Antriebssysteme sucht man fortwährend nach neuen Methoden, um die Genauigkeit zu erhöhen, die Ansprechzeit zu vermindern und die Zuverlässigkeit der Steuerung und Regelung zu verbessern. Dazu wird beispelsweise auf die US-Patentschriften 37 00 986 und 38 24 437 verwiesen. In der US-PS 39 89 991 wird bei der Würdigung des Standes der Technik der Vorschlag diskutiert, bei einem stromgespeisten Motor einen gewünschten Pegel des Flusses im Luftspalt durch Steuerung der Motorschlupffrequenz und des Statorstrombetrages aufrechtzuerhalten. Es wird eine vorteilhafte Methode zum Berechnen der Schlupffrequenz aus der Klemmenspannung und dem Strom ohne die Verwendung einer Tachometerrückführung offenbart. Dadurch sollen der Aufwand und die mit einem Tachometer verbundenen mechanischen Probleme überwunden werden. Die Schlupffrequenzsteuerung erzwingt, daß sich die Wechselrichterschaltfrequenz in Abhängigkeit von der Rotordrehzahl ändert. Obgleich dadurch ein stabilisierender Effekt erzielt wird, ist es nicht möglich, das System bei allen möglichen Betriebsbedingungen zu stabilisieren.

Wenn ein Asynchronmotor-Antriebssystem eine plötzliche Änderung der Sollbelastung oder einen Sprung in die Istbelastung erfährt, tritt eine Oszillation auf, die mit der Oszillation eines Synchronmotors unter den gleichen Bedingungen zu vergleichen ist. Bei einem Synchronmotor wird eine Dämpfung der Rotorschwingungen durch Kurzschluß von Rotorwicklungen erreicht. Bei einem Asynchronmotor, der an einen stromgesteuerten Wechselrichter angeschlossen ist, fließt der erforderliche Dämpfungsstrom nicht aus der Erregungsquelle. In Kenntnis dieses Problems wird in der US-PS 39 62 614 vorgeschlagen, der Schlupfregelschleife eine geeignete Einrichtung hinzuzufügen, die die Wechselrichterzündimpulse als vorgewählte Funktion eines gewünschten Drehmomentes/ Schlupfes vorschiebt oder verzögert, wobei diese Funktion so gewählt ist, daß sie für alle neuen Drehmoment- und Schlupffrequenzwerte die richtige Phasenverschiebung des Statorstromes in bezug auf seine flußerzeugende Komponente vorwegnimmt. Dieser Lösung des Oszillationsproblems wohnt jedoch nicht die Schaffung eines stabilen Betriebs inne, der gemäß der Lehre nach der US-PS 39 62 614 bei einem stromgespeisten Motorantrieb durch Regelung des Statorstromes erreicht wird.

Nach der US-PS 39 62 614 wird der Betrag des Statorstromes in Abhängigkeit von einer vorbestimmten nichtlinearen Funktion des Drehmoment-Befehlssignals geregelt. Diese Funktion ist so ausgewählt, daß der Statorstrom in einer richtigen Beziehung zur Schlupffrequenz steht, um unabhängig von der Drehzahl des Motors einen im wesentlichen konstanten Pegel des Luftspaltflusses im Motor aufrechtzuerhalten. Bei einer relativ hohen Schlupffrequenz, die von einem entsprechenden hohen Drehmoment-Befehlssignal gefordert wird, und bei konstantem Fluß hat die Klemmspannung am Stator des Motors die Neigung, sich mit zunehmender Drehzahl zu erhöhen (der Fluß ist im allgemeinen dem Amplituden/Frequenz-Verhältnis der Statorspannung proportional), so daß eine proportionale Erhöhung der Spannung erforderlich ist, die von dem elektrischen Energieumformer der Gleichstromverbindung aufgedrückt wird. Gegebenenfalls wird eine Drehzahl erreicht, bei der die aufgedrückte Spannung ihren Maximumwert erreicht hat, so daß die Stromregelschleife gesättigt wird. Da die Strombetragregelung den stabilisierenden Einfluß bei dieser bekannten Strategie darstellt, wird das Antriebssystem instabil, wenn der Sättigungspunkt erreicht ist. Eine mögliche Lösung zur Beseitigung dieser Instabilitätsprobleme besteht darin, die maximale Statorspannung auf einen Pegel zu begrenzen, der wesentlich niedriger als die maximale Spannungsleistungsfähigkeit des Energieumformers ist. Eine solche Methode ist in der US-PS 37 69 564 erläutert, bei der die Schlupffrequenz des Motors proportional mit der Drehzahl erhöht wird, wenn die Statorspannung die Neigung hat, eine vorbestimmte Grenze zu überschreiten. Auf diese Weise kann man oberhalb der Grunddrehzahl, bei der Spannungsgrenze erreicht wird, den Motorfluß umgekehrt mit der Drehzahl ändern. Die Folge davon ist, daß eine Betriebsart mit relativ konstanter Leistung erzielt wird. Diese Lösung des Stabilitätsproblems ist mit der Unzulänglichkeit verbunden, daß die volle Leistungsfähigkeit der Versorgungseinrichtung und des Energieumformers nicht ausgenutzt wird, so daß bei kurzzeitigen Speisespannungsabfällen Betriebsstörungen auftreten. Ein weiterer Nachteil der Stabilisierung durch Stromregelung besteht darin, daß man einen getrennten Zerhacker oder phasengesteuerten Gleichrichter für jede stromgesteuerte Wechselrichter/Motor-Gruppe verwenden muß.

Bei drehzahleinstellbaren Synchronmotor-Antriebssystemen ist es bekannt, zum Stabilisieren des Betriebs den Leistungswinkel des Synchronmotors ohne Dämpfungswicklungen zu steuern. Dazu wird verwiesen auf: Slemon, Forsythe und Dewan, "Controlled-Power-Angle Synchronous Motor Inverter Drive System", IEEE Trans. Industry Application, Volume IA-9, Seite 216-19 (März/April 1973). Dabei überwacht ein mit der Welle des Synchronmotors gekuppelter Rotorpositionsfühler die Winkelstellung des Rotors. Diese Information wird als Bezugswert benutzt und zum zyklischen Zünden der Wechselrichterventile synchron mit der Rotordrehzahl herangezogen, wobei die Zeitsteuerung bezüglich des Bezugswertes so vorgenommen wird, daß zwischen der Statorspannung und dem Rotorstrom eine gewünschte Phasenverschiebung w erreicht wird. Die Nulldurchgänge der den Statorwicklungen des Synchronmotors zugeführte Wechselspannung wird somit von der Winkelstellung des Rotors bestimmt. Eine solche Steueranordnung benötigt einen mechanischen Positionsfühler. Darüber hinaus ist sie ungenau, insbesondere bei niedrigen Drehzahlen, da der Statorwiderstand vernachlässigt wird. Eine solche Steueranordnung kann auch nicht auf Asynchronmotorantriebe übertragen werden.

Weitere Schwierigkeiten werden bei den bekannten drehzahleinstellbaren Wechselstrommotor-Antriebssystemen durch die Wechselrichterkommutierung hervorgerufen. Eine Art von Kommutierung, die mit Vorteil bei stromgespeisten Asynchronmotor-Antriebssystemen benutzt wird, ist als autosequentielle Kommutierung bekannt. Ihr wohnt beim Betrieb eine Zeitverzögerung zwischen der Zündung eines elektrischen Ventils in jeder Phase des Wechselrichters und dem Zeitpunkt des tatsächlichen Stromtransfers in der entsprechenden Phase der Statorwicklungen inne. Wellige Ströme verursachen zusätzliche zufallsbedingte Zeitverzögerungen bei der Kommutierungszeit. Solche Verzögerungen verursachen Schwierigkeiten bei der Steuerung des Wechselrichters und des Motors.

Bei der aus der bereits genannten DE-OS 25 16 247 bekannten Steuerschaltung für einen von einem Frequenzumformer gespeisten Drehfeldmotor ist ein Regelkreis vorgesehen, der auf den Frequenzeingang eines im Frequenzumformer enthaltenen Stromrichters wirkt und die Phasenlage des dem Motor zugeführten Stroms bezüglich der Motorspannung derart regelt, daß auch bei variabler Frequenz ein konstanter Leistungsfaktor eingehalten wird. Eine Umsetzung dieser Regelungsstrategie in die Praxis erfordert jedoch eine genaue Kenntnis der Motorparameter. Da Motorparameter die Neigung haben, sich mit dem Statorstrom, dem Luftspaltfluß, der Rotorfrequenz und der Temperatur verändern, ist es schwierig, diese Strategie auf den gesamten Drehzahl- und Lastbereich anzuwenden. Die Genauigkeit läßt insbesondere bei niedrigen Drehzahlen zu wünschen übrig, bei denen der Spannungsabfall am Statorwiderstand zum beherrschenden Anteil der Motorklemmenspannung wird.

Aus der DE-OS 23 48 157 ist für eine Drehfeldmaschine ein Stromrichterantrieb bekannt, bei dem dem Frequenzeingang des Maschinenstromrichters ein Drehmomentregler vorgeschaltet ist, der einen vorgegebenen Drehmoment-Sollwert mit einem Drehmoment-Istwert vergleicht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuerschaltung für den Drehfeldmotor der gattungsgemäßen Art derart weiterzubilden, daß sie auch in einem größeren Regelbereich genau funktioniert. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst.

Mit der nach der Erfindung ausgebildeten Steuerschaltung ist es insbesondere auch möglich, den Drehfeldmotor derart gut zu stabilisieren, daß der Antrieb auch ein reibungsloses Verhalten beim Durchgang durch die Nulldrehzahl zwischen dem Brems- und Motorbetrieb aufweist. Darüber hinaus werden transiente Kommutierungsprobleme im Wechselrichter des Frequenzumformers auf einem Minimum gehalten. Schließlich ist es mit der Steuerschaltung nach der Erfindung auch möglich, ohne die Verwendung eines Tachogenerators den Antrieb in einem großen Drehzahlbereich, einschließlich sehr niedriger Drehzahlen, erfolgreich zu stabilisieren.

Die Erfindung ist mit dem weiteren Vorteil verbunden, daß bei einem Gleichstromzwischenkreisumformer die Größe des stromglättenden Filters verkleinert und die Geschwindigkeit und Genauigkeit der Stromregulierung herabgesetzt werden kann, und zwar ohne Einbuße bezüglich des Betriebsverhaltens. Da zur Bildung des Phasenwinkels direkt der Vektor des mit dem Strom zusammenwirkenden Gesamtluftspaltflusses herangezogen wird, wird ein ausgezeichnetes Stabilisierungsverhalten über einen ungewöhnlich großen Drehzahl-, Belastungs- und Temperaturbereich des Drehfeldmotors sichergestellt.

Die Erfindung erstreckt sich auf einen weiten Anwendungsbereich und kann in Verbindung mit einer Vielfalt von zusätzlichen Regelkreisen verwendet werden. Obgleich die bevorzugte Anwendung bei stromgespeisten Asynchronmotorantrieben liegt, ist die Erfindung beispielsweise auch bei spannungsgespeisten Motorantrieben nützlich, um die Wechselrichterzündimpulse in bezug auf den Motorfluß bei der richtigen Phase zu halten. Auf diese Weise wird ein stufenloser Übergang zwischen dem Brems- und Motorbetrieb erreicht, und zwar ohne transiente Vorgänge.

Bevorzugte Weiterbildungen und zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines nach der Erfindung ausgebildeten drehzahleinstellbaren Wechselstrommotor- Antriebssystems,

Fig. 2A und 2B schematische Schaltbilder der Statorwicklungen und der Statorstromverläufe in dem in Fig. 3 gezeigten 3-Phasen-Motor,

Fig. 3 eine schematische Darstellung des Motorrotors mit Vektoren für die Rotor- und Statorströme sowie für den Luftspaltfluß und eine Darstellung einer Gruppe von drei Spulen zum Abfühlen des Flusses an drei verschiedenen Sektoren des Luftspaltes,

Fig. 4 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines typischen Wechselstrom-Asynchronmotors,

Fig. 5 ein Vektordiagramm, das die Änderungen des Statoranschlußspannungsvektors während einer Motordrehzahlumkehr bei konstanter Last zeigt,

Fig. 6 ein Vektordiagramm, das die Änderungen in den Stator- und Rotorstromvektoren bei sich ändernder Last und konstanter Drehzahl zeigt,

Fig. 7 eine grafische Darstellung der Änderung des Drehmoments und des Drehmomentwinkels in Abhängigkeit von der Motorschlupffrequenz,

Fig. 8 ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer Schaltung zur Gewinnung des Winkel-Rückführsignals und

Fig. 9 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Schaltung zur Gewinnung des Winkel-Rückführsignals, die bei dem Ausführungsbeispiel nach der Fig. 1 bevorzugt wird.

Ein in der Fig. 1 dargestelltes erfindungsgemäßes Motorantriebssystem enthält in Kombination einen elektrischen Energieumformer 11 und einen drehzahleinstellbaren Wechselstrommotor 12 mit Statorwicklungen, die eine 3-phasige Sternschaltung bilden und von dem mehrphasigen Ausgang des Energieumformers gespeist werden, und mit einem Rotor, der mit einem mechanischen Verbraucher gekuppelt ist, beispielsweise mit den Rädern eines (nicht dargestellten) Zugfahrzeugs. Der Energieumformer 11 ist derart konstruiert und ausgelegt, daß er Wechselstromenergie veränderbarer Frequenz und Amplitude den Statorwicklungen des Motors 12 zuführen kann. Eine bevorzugte Ausführungsform des Energieumformers 11 enthält eine vordere Stufe mit einer gesteuerten Gleichstrom-Versorgungseinrichtung 13, die an eine (nicht dargestellte) elektrische Energiequelle angeschlossen werden kann, eine hintere Stufe mit einem frequenzeinstellbaren statischen Leistungswechselrichter 14 und eine Gleichstromverbindung 15, die die Gleichstromanschlüsse des Wechselrichters 14 mit den Gleichstromanschlüssen der Versorgungseinrichtung 13 verbindet. Diese mehr oder weniger üblichen Teile des dargestellten Antriebssystems werden vor der Erläuterung des erfindungsgemäßen Konzepts kurz beschrieben. Dazu wird bemerkt, daß der Hauptzweck der Erfindung darin besteht, den Betrieb des Motors 12 zu stabilisieren, und daß dieses Konzept mit Vorteil auch bei anderen als dem in der Fig. 1 dargestellten Motorantriebssystem angewendet werden kann.

Die Gleichstrom-Versorgungseinrichtung 13 kann entsprechend irgendeiner bekannten Bauart ausgebildet sein, beispielsweise als Gleichstromwandler, dessen Eingangsanschlüsse mit einer nicht gesteuerten Stromquelle verbunden sind, als phasenanschnittgesteuerte Gleichrichterschaltung, die mit einer Wechselstromquelle fester Frequenz verbunden ist, oder als nicht gesteuerte Gleichrichterschaltung, die an eine veränderliche Wechselspannungsquelle angeschlossen ist. Durch Verändern des Tastverhältnisses des Wandlers oder des Zündwinkels der elektrischen Ventile, die die phasengesteuerte Gleichrichterschaltung bilden, oder der Spannungsamplitude der Wechselspannungsquelle, kann man in gewünschter Weise den Mittelwert der Ausgangsgleichspannung V _R steuern, die die Versorgungseinrichtung 13 der Gleichstromverbindung 15 aufdrückt. Die Gleichstromverbindung 15 enthält ein geeignetes Filter, beispielsweise eine einfache Drosselspule 16, die zur Glättung des welligen Gleichstromes dient, der zwischen der Versorgungseinrichtung 13 und dem Wechselrichter 14 fließt. Auf diese Weise wird dem Wechselrichter 14 ein Gleichstrom mit einem gesteuerten Betrag zugeführt. Es liegt daher ein stromgespeistes Wechselstrommotor-Antriebssystem vor. In einem solchen System ist die Gleichstrom- Versorgungseinrichtung 13 in geeigneter Weise derart ausgebildet, daß sie im Falle des elektrischen Bremsens eine Polaritätsumkehr der Spannung V _R bewirken kann. Das elektrische Bremsen ist ein Betriebszustand, bei dem der Motor 12 durch die Massenträgheit des mechanischen Verbrauchers angetrieben wird und folglich unter Zufuhr von elektrischer Energie zur vorderen Stufe des Energieformers 11 als Generator arbeitet.

Der Wechselrichter 14 kann nach Art einer geeigneten üblichen Wechselrichterschaltung ausgebildet sein. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann mit Vorteil ein 3-phasiger Wechselrichter eingesetzt werden, wie er beispielsweise aus der US-PS 39 80 941 bekannt ist. Der 3-phasige Ausgangsanschluß des Wechselrichters 14 ist über drei Wechselstromleiter oder Leitungen 17, 18 und 19 mit den entsprechenden Anschlüssen der 3-Phasen-Statorwicklung des Motors 12 verbunden. Der Wechselrichter ist wirksam, um den Strom in der Gleichstromverbindung sequentiell den einzelnen Phasen der Statorwicklung des Motors 12 zuzuführen.

Der Motor 12 kann irgendeine Bauart bekannter Motortypen sein, die im allgemeinen als Induktions- oder Asynchronmotor, Synchronmotor oder Synchronreluktanzmotor bekannt sind. Er kann als rotierender oder Linear- Motor ausgebildet sein. Zur Erläuterung der Erfindung wird unterstellt, daß es sich um einen rotierenden Induktionsmotor handelt. Wenn ein Synchronmotor verwendet wird, muß die Erregerquelle zusätzlich in der Lage sein, einen Gleichstrom zur Speisung der Feldwicklungen zu liefern. Das Motorantriebssystem kann einen einzigen Motor 12 enthalten, wie es gezeigt ist, oder eine Vielzahl solcher Motoren. Bei mehreren Motoren benötigt man getrennte Wechselrichter und Gleichstromverbindungen, um die einzelnen Motoren in Parallelschaltung von einer gemeinsamen Gleichstrom- Versorgungseinrichtung zu speisen. Obwohl ein 3-Phasen-Motor dargestellt ist, spielt die Anzahl der Phasen keine Rolle. Je nach Wunsch können Einphasen-, Zweiphasen-, Sechsphasen- oder Motoren mit noch mehr Phasen verwendet werden.

Die 3-Phasen-Statorwicklung des Motors 12 ist in der Fig. 2A schematisch dargestellt. Jede Wicklung enthält eine Vielzahl von Hauptwindungen, die in üblicher Weise in Nuten verteilt sind und die elektrisch zwischen einen Nulleiter N und die zugehörige Phase (A, B oder C) der 3-phasigen Leitungen 17 bis 19 geschaltet sind. In der Fig. 2B dargestellte Wechselströme i _A , i _B und i _C erregen die einzelnen Phasen der Statorwicklung während einer vollen Betriebsperiode. Die Kommutierungsintervalle sind idealisiert dargestellt, und die Welligkeit ist vernachlässigt. Wie man sieht, wird eine symmetrisch versetzte Phasensequenz A-B-C angenommen. In jeder Phase hat die Grundschwingung des Erregerstromes der Statorwicklung eine Amplitude, die durch den Betrag des Stromes in der Gleichstromverbindung 15 des Energieumformers 11 bestimmt ist, und eine Frequenz, die durch die Grundschaltfrequenz der elektrischen Ventile im Wechselrichter 14 bestimmt ist.

Die in der Fig. 1 gezeigten Steuermittel enthalten zwei äußere Regelschleifen 30 und 40. Die erste äußere Regelschleife 30 wirkt auf die Amplitude des Statorwicklungsstromes ein, um den Betrag des Flusses zu regeln, wohingegen die zweite äußere Regelschleife 40 auf die Frequenz des Statorwicklungsstromes einwirkt, um das Motordrehmoment zu regeln. Nach der Erfindung enthält die äußere Regelschleife 40 aus Stabilisierungsgründen eine innere Schleife 60.

Die erste äußere Schleife 30 regelt den Fluß des Motors 12 dadurch, daß sie den Mittelwert der Spannung V _R , die der Gleichstromverbindung 15 aufgedrückt wird, so einstellt, daß der Fehler zwischen einem Ist-Flußbetrag, das einem Anschluß 31 zugeführt wird, und einem veränderlichen Sollsignal an einer Leitung 32 so klein wie möglich gemacht wird. Der Mittelwert der Spannung V _R bestimmt den Betrag des Stromes in der Gleichstromverbindung und damit die Amplitude der Grundschwingung des Stromes in der Statorwicklung. Diese Schleife enthält eine Steuerschaltung 33, in der das Rückführsignal und das Befehlssignal an einer Summierstelle miteinander verglichen werden, um ein Fehlersignal abzuleiten, das der Differenz zwischen diesen Signalen entspricht und an einer Leitung 34 auftritt. Wie es aus der Fig. 1 hervorgeht, wird das an der Leitung 34 anliegende Fehlersignal von einem üblichen Verstärkungsnetzwerk 35 mit integrierendem und proportionalem Verhalten verarbeitet, so daß im stationären Zustand ein Fehler von Null erreicht werden kann. Von dem PI-Verstärkungsnetzwerk 35 wird ein Signal V* _R abgeleitet, das über eine Leitung 36 einer geeigneten Steuereinrichtung 37 zur Steuerung der Gleichstrom- Versorgungseinrichtung 13 zugeführt wird.

Das Flußrückführsignal wird vorzugsweise von der in der Fig. 9 dargestellten Schaltungsanordnung zur Verfügung gestellt. Das Sollsignal an der Leitung 32 wird von einem Steuersignal Φ * _C abgeleitet, das den gewünschten Flußbetrag darstellt, wie er durch den Befehlslogikmodul 21 bestimmt wird. Dieses Steuersignal wird der Regelschaltung 33 über eine Leitung 38 zugeführt. Zwischen die Leitungen 38 und 32 ist ein Begrenzer 39 geschaltet, der verhindert, daß das Befehlssignal an der Leitung 32 unter einen vorbestimmten Minimumwert abfällt.

Die zweite äußere Schleife 40 regelt das Motordrehmoment, und zwar dadurch, daß die Grundschaltfrequenz des Wechselrichters 14, die die Frequenz der Grundschwingung des Statorwicklungsstromes bestimmt, so eingestellt wird, daß die Differenz zwischen einem Drehmoment-Rückführsignal T an einer Leitung 41 und einem veränderlichen Steuersignal T* an einer Leitung 32 so klein wie möglich ist. Das veränderbare Steuersignal T* stellt ein Sollmotordrehmoment dar. Diese Schleife enthält eine Steuerschaltung 43, in der das Rückführsignal und das Steuersignal miteinander verglichen werden, um an einer Leitung 44 ein Fehlersignal abzuleiten, das die Differenz zwischen diesen Signalen darstellt.

Das Fehlersignal an der Leitung 44 wird von einem Verstärkungsnetzwerk 45 mit integrierendem und proportionalem Verhalten verarbeitet, so daß im eingeschwungenen oder stationären Zustand das Fehlersignal Null wird. Das Verstärkungsnetzwerk 45 liefert an eine Leitung 46 ein Befehlssignal sin R * _T für die innere Motorstabilisierungsschleife 60. Dieses Befehlssignal ändert sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal T* und hat die Tendenz, einen solchen Wert anzunehmen, der den Fehler zwischen T* und T auf Null vermindert. Die innere Schleife 60 spricht auf das Befehlssignal an der Leitung 46 an und gibt an eine Leitung 51 ein geeignetes Signal ab, das vorzugsweise an einer Summierstelle 52 mit einem Motordrehzahl-Rückführsignal ω _r kombiniert wird, um an einer Leitung 53 ein Frequenz-Steuersignal ω * _e zu erhalten, das die algebraische Summe der der Summierstelle 52 zugeführten Signale darstellt. Das Drehzahl- Rückführsignal ω _r wird von einer geeigneten Einrichtung geliefert, beispielsweise von einem Tachogenerator 54, der die Istwinkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors 12 abtastet. Das Ausgangssignal des Tachogenerators 54 wird auch dem Befehlslogikmodul 21 zugeführt. Das Frequenz-Steuersignal ω * _e , das sich von dem Signal ω _r betragsmäßig und richtungsmäßig um den Wert des Signals an der Leitung 51 unterscheidet, wird über die Leitung 53 einer geeigneten Steuereinrichtung 55 für den Wechselrichter 14 zugeführt. Die Steuereinrichtung 55 ist wirksam, um die Grundschaltfrequenz des Wechselrichters 14 zu bestimmen und damit die Grundfrequenz des Statorwicklungsstromes in Übereinstimmung mit dem Wert des Signals ω * _e . Da der Wert von ω * _e der Statorfrequenz entspricht und der Wert von ω _r der äquivalenten elektrischen Frequenz der Istmotordrehzahl entspricht, stellt das Signal an der Leitung 51 die Motorschlupffrequenz ω _sl dar.

Das Steuersignal T* wird von dem Befehlslogikmodul 21 geliefert und sein Wert wird in Übereinstimmung mit einem vorbezeichneten Plan bestimmt, der es dem Motor ermöglicht, gewünschte Drehzahl- Drehmoment-Kennlinien anzunehmen. Normalerweise ist der Modul 21 derart ausgebildet, daß der Wert des Steuersignals Φ * _c mit dem Wert des Steuersignals T* koordiniert wird. Das Drehmoment-Rückführsignal T an der Leitung 41 stellt den Istbetrag und die relative Richtung des Drehmoments im Rotor des Motors 12 dar, wenn dieser erregt ist. Dieses Signal kann vom Motor mit irgendeiner geeigneten Einrichtung abgeleitet werden.

Das Drehmoment-Rückführsignal T liefert vorzugsweise eine Drehmomentverarbeitungsschaltung 47, die vorzugsweise derart konstruiert und ausgebildet ist, wie es in der US-PS 40 23 083 beschrieben ist. Diese Drehmomentverarbeitungsschaltung erhält als Eingangssignale Statorerregungsstrom-Rückführsignale, die von drei Stromwandlern 57 abgeleitet werden, die mit den Wechselstromleitungen 17, 18 und 19 gekoppelt sind. Weitere Eingangssignale sind Motorfluß-Rückführsignale, die von einer geeigneten Einrichtung 58 zum Abfühlen des elektromagnetischen Istflusses im Rotor-Stator-Spalt des Motors 12 abgeleitet werden. Die Flußabfühleinrichtung 58 ist vorzugsweise derart ausgebildet, wie es in der US-PS 40 11 489 beschrieben ist.

Aus dieser US-PS geht hervor, daß die Flußabfühleinrichtung 58 eine Vielzahl von mehrwindigen Spulen 71, 72 und 73 aufweist, die nahe bei den Hauptspulen der Statorwicklungen in vorgewählten Statornuten angeordnet sind, um den Istfluß abzufühlen, der im Spalt zwischen dem Stator und dem Rotor des Motors 12 erzeugt wird, wenn der Stator erregt ist, wobei in jeder Abfühlspule Spannungssignale induziert werden, die im wesentlichen der Flußänderung im angrenzenden Sektor des Stator- Rotor-Spalts proportional ist. Mehrere mit den Abfühlspulen verbundene Integrierschaltungen 74, 75 und 76 erzeugen Fluß-Rückführsignale, bei denen es sich um die Zeitintegrale der induzierten Spannungssignale handelt. Dabei werden sowohl der Betrag als auch die Phase des Istflusses im Stator-Rotor-Spalt durch die Fluß-Rückführsignale getreu dargestellt. Die Spulen 71, 72 und 73 sind rings um den Luftspalt koaxial mit den Hauptspulen der betreffenden Phasen A, B und C der Statorwicklungen angeordnet. Bei einer solchen Anordnung stellen die von der Istflußabfühleinrichtung 58 gelieferten Fluß-Rückführsignale die Größen ψ _mA , ψ _mB und ψ _mC dar, wobei das Symbol " ψ " für den Fluß in Volt steht (gleich dem Produkt aus Flußverkettungen λ und die Grundfrequenz ω _b) und der tiefgestellte Index "m" die Verkettung der Hauptgröße bezeichnet (d. h., den Wert des Flusses, der im Stator-Rotor-Luftspalt herrscht und damit sowohl mit den Rotor- als auch den Statorwicklungen verkettet ist). Jedes dieser Signale ist eine Wechselstromgröße, die im allgemeinen sinusförmig ist und deren Frequenz gleich der Grundfrequenz der magnetomotorischen Kraft des Stators ist.

Um die Analyse des stationären Verhaltens und des transienten Verhaltens des oben beschriebenen symmetrischen 3-Phasen-Motorantriebssystems zu vereinfachen, kann man die tatsächlich abgefühlten 3-Phasen-Wechselstromgrößen in äquivalente 2-Phasen-Variable längs zweier senkrechter Achsen transformieren, die mit Direktachse (d) und mit Quadraturachse (q) bezeichnet werden. In dem in der Fig. 3 dargestellten System, bei dem der Kreis 77 den Umfang des Motorrotors darstellt, ist die Quadraturachse des Stators willkürlich so gewählt, daß sie mit der Mittellinie der Phase der Statorwicklung zusammenfällt. In diesem Fall wird die Quadraturachsenkomponente c _mq des 3-phasigen Stator- Rotor-Spaltflusses durch das Fluß-Rückführsignal ψ _mA der Phase A dargestellt, wohingegen die Direktachsenkomponente ψ _md nach irgendeinem einer Vielzahl von verschiedenen Wegen, z. B. dem in Fig. 3 dargestellten, leicht abgeleitet werden kann.

Die Komponenten ψ _md und ψ _mq sind Wechselgrößen, deren Momentanbeträge und relative Polaritäten sich sinusförmig in Übereinstimmung mit den Projektionen eines einzigen Vektors _m auf die Direktachse d und die Quadraturachse q ändern. Dieser Vektor hat einen konstanten stationären Betrag (gleich der Quadratwurzel aus der Summe der Quadrate von ψ _md und ψ _mq) und dreht sich rings um den Stator-Rotor-Spalt synchron mit der magnetomotorischen Kraft des Stators und zwar mit einer Geschwindigkeit oder Drehzahl, die der Grundfrequenz der Statorerregung entspricht. In der Fig. 3 ist der resultierende Vektor _m zu einem besonderen Zeitpunkt dargestellt, nämlich bei dem er mit der Direktachse d des Stators zusammenfällt. Dieser Zeitpunkt ist der Bezugszeitpunkt t = 0. Bei normalen stationären Bedingungen würde gelten: ψ _md = ψ _mcosω t und ψ _mq=ψ _msinω t. Im transienten Zustand kann die Zeitverschiebung zwischen diesen Komponenten von 90° elektrisch abweichen. _m ist ein Vektor, der den gesamten Luftspaltfluß darstellt.

In ähnlicher Weise entspricht die Quadraturachsenkomponente i _qs des Statorerregungsstromes dem Statorwicklungsstrom i _A der Phase A, wohingegen die Direktachsenkomponente i _ds des Stromes durch die Größe (i _C-i _B )/√ gegeben ist. Diese beiden Stromkomponenten könnten genau dieselben Magnetfelder im Motor wie die tatsächlichen 3-phasigen Ströme erzeugen. Ihr resultierender Vektor Î _s ist in dem sich synchron drehenden Bezugsfeld der Fig. 3 für einen typischen Motorbetrieb in Vorwärtsrichtung bei Nennlast gezeigt. In diesem Betriebszustand eilt der gesamte Statorstromvektor Î _s dem gesamten Luftspaltflußvektor _m infolge des Laststroms Î _r in den kurzgeschlossenen Leitern (Stäbe oder Wicklungen) des Motorrotors um einen positiven Winkel R _sm vor. Die Direktkomponente und Quadraturkomponente der Grundschwingung des Statorstroms kann man somit wie folgt ausdrücken: i _ds=I _s cos( ω t+R _sm) und i _qs=I _ssin(l t+R _sm).

Übliche d-q-Achsen-Ersatzschaltungen des Induktionsmotors 12 werden an Hand der Fig. 4 erläutert, die universell sowohl für die d-Achsenschaltung als auch die q-Achsenschaltung zutrifft. Parameter, die beiden Schaltungen gemeinsam sind, sind in der Fig. 4 mit den nachstehend aufgeführten Symbolen bezeichnet (Strichindices bezeichnen Rotorwerte, die unter Anwendung des Motorwindungsverhältnisses auf den Stator bezogen sind):

r _s = Statorwiderstand L _ls = Statorleckinduktivität L _m = Gegeninduktivität der Statorwicklungen und Rotorleiter (bezogen auf den Stator) L′ _lr = Rotorleckwiderstand r′ _r = Rotorwiderstand

Die übrigen in der Fig. 4 angegebenen Werte sind in der folgenden Tabelle genauer definiert:

Zusammenwirkende Ströme und Flüsse erzeugen während des Betriebs des Motors ein Drehmoment, das veranlaßt, daß sich der Rotor gegenüber dem Stator dreht. Seine Stärke kann mit K( ψ _md i _qs - ψ _mq i _ds ) angegeben werden, wobei K eine Konstante ist, und zwar 3p/4ω _b , und p dabei die Anzahl der Pole im Stator des Motors ist. Dies ist das gleiche wie das K-fache des Vektor- oder Kreuzprodukts aus den Vektoren Î _s und _m , d. h. K(Î _s × _m ). Der Betrag und die relative Richtung des Drehmoments hängen somit vom Produkt der Beträge der zusammenwirkenden Strom- und Flußvektoren multipliziert mit dem Sinus des zwischen diesen Vektoren befindlichen Phasenwinkels ab. Alternative Schreibweisen für das Momentanmotordrehmoment sind weiter unten angegeben, wobei zu bemerken ist, daß die tiefgestellten Indices r und s Rotor- bzw. Statorgrößen bezeichnen und die identifizierten Vektordarstellungen des Stroms und des Flusses in jedem Fall d- und q-Achse-Komponenten in dem sich synchron drehenden Bezugsbild haben. Weiterhin sei bemerkt, daß sich diese Ausdrücke auf symmetrische Induktions- oder Asynchronmotoren beziehen und geringfügig modifiziert werden müßten, wenn sie für Schenkelpol- Wechselstrommotoren gelten sollen:

K( _m × Î _r )
K( _s × Î _r )
K(Î _s × Î _r )

Eine Analyse der d-q-Achsen-Ersatzschaltungen ermöglicht es, daß die miteinander in Wechselbeziehung stehenden Motorvariablen in bequemer Weise durch Vektordiagramme dargestellt werden können, wie es in den Fig. 5 und 6 gezeigt ist. Dabei wird der Luftspaltflußvektor _m als Bezugsgröße benutzt. Die Fig. 5 stellt insbesondere den Ort des Statoranschlußspannungsvektors _s für einen Reversiervorgang dar, und zwar für einen typischen drehzahleinstellbaren Induktionsmotor, wobei ein relativ konstantes hohes Ausgangsdrehmoment aufrechterhalten wird. Man kann sehen, daß sich dieser Spannungsvektor winkel- und betragsmäßig stark ändert, wenn der Motor ausgehend von einer Anfangsdrehzahl von 300 UpM (diese Drehzahl hat beispielsweise eine äquivalente elektrische Frequenz von 62,8 rad/s oder näherungsweise 0,2 ω _b) auf die Drehzahl von Null verzögert wird und anschließend auf eine neue Drehzahl von 150 UpM beschleunigt wird. Demgegenüber bleibt während desselben Übergangs der Statorstromvektor Î _s , der ebenfalls in der Fig. 5 dargestellt ist, verhältnismäßig fest. Ein stromgespeistes Wechselstrommotorantriebssystem, bei dem die Winkelbeziehung zwischen den Vektoren, die den Statorstrom und den Luftspaltfluß darstellen, von der Zündung des Wechselrichters abhängt, nimmt daher die richtige Fluß-Strom-Vektorausrichtung ohne Schwierigkeit bei den in der Fig. 5 dargestellten Bedingungen an.

Fig. 6 zeigt die Orte der Statorspannungs- und Stromvektoren für einen Bereich von Motorbelastungen bei der Grundfrequenz l _b , und zwar ausgehend von +1000 Newtonmeter (Motorbetrieb) bis hin zu -1000 Newtonmeter (Bremsbetrieb bzw. Generatorbetrieb). Bei fehlender Belastung ist der Statorstromvektor in Phase mit dem Flußvektor und 90° gegenüber dem Statoranschlußspannungsvektor verschoben. Wenn die Motorbelastung (Drehmoment) zunimmt, muß der Rotorstrom entwickelt werden. Dies erfordert wiederum eine Gegenwirkungskomponente des Statorstroms. In der Fig. 6 ist die Änderung der Winkellage sowohl des Statorstromvektors als auch des Rotorstromvektors Î _s in Abhängigkeit von der Last dargestellt.

Der Fig. 6 kann man entnehmen, daß der Statorklemmen- oder Statoranschlußspannungsvektor _s keine bedeutende Lageänderung in Abhängigkeit von der Last ausführt. Dies bedeutet, daß die relative Phase der Statorerregerspannung in einem spannungsgespeisten Wechselstrommotorantriebssystem in Abhängigkeit von Laständerungen nicht geändert zu werden braucht. Im Gegensatz zu einem stromgespeisten System bietet ein spannungsgespeistes System eine innere Stabilisierungswirkung an, und zwar durch Zufuhr von Dämpfungsströmen, so daß der Motor in der Lage ist, sich sehr schnell ohne die Hilfe des Wechselrichters auf neue Betriebszustände einzustellen. Andererseits kann man aus der Fig. 6 sehen, daß der Winkel R _sm des Statorstromvektors schnelle Änderungen in Abhängigkeit von der Last ausführt, so daß in dem dargestellten stromgespeisten Wechselstrommotorantriebssystem, bei dem die Winkelbeziehung zwischen dem Statorstrom und dem Luftspaltfluß von der Zündung des Wechselrichters beeinflußt wird, die Wechselrichtersteuereinrichtung auf Belastungsänderungen ansprechen sollten. Um die Beziehung zwischen dem Motorausgangsdrehmoment T und dem Sinus des Winkels R _sm darzustellen, sind diese beiden Variablen in der Fig. 7 in Abhängigkeit von der Motorschlupffrequenz f _sl in Hertz dargestellt, und zwar beim Nennbetrag der Erregung und für denjenigen Quadranten, der einem Betrieb des Systems im Motorbetrieb in Vorwärtsrichtung entspricht.

Bei wechselnden Lastbedingungen werden gemäß der Erfindung die Stabilität des dargestellten Motorantriebssystems erhöht und das transiente oder Übergangsverhalten des Systems allgemein verbessert, und zwar dadurch, daß die erwähnte innere Schleife 60 im Frequenzsteuerkanal des Wechselrichters 14 vorgesehen ist und diese Schleife herangezogen wird, um die Motorerregung in Abhängigkeit von dem tatsächlichen "Drehmomentwinkel" in der Maschine zu steuern. Unter dem "Drehmomentwinkel" ist der Phasenwinkel zwischen den beiden Vektoren zu verstehen, die den Fluß und den Strom darstellen, die im Motor in Wechselbeziehung zueinander stehen, um das Ausgangsdrehmoment zu entwickeln. In Anbetracht seiner relativen Zugänglichkeit bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Phasenwinkel R _sm zwischen dem Statorstromvektor Î _s und dem Luftspaltgesamtflußvektor _m für den Drehmomentdrehwinkel genommen. Dieser Winkel ist während des Motorbetriebs in der Vorwärtsrichtung positiv und während des Bremsbetriebs in der Vorwärtsrichtung negativ.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die Stabilisierungsschleife 60 so angeordnet, daß sie die Statorfrequenz so ändert, wie es erforderlich ist, um irgendeinen Fehler zwischen einem Drehmomentwinkel- Rückführsignal, das den Istphasenwinkel R _sm darstellt, und dem Befehlssignal sin R * _T , das einen gewünschten Phasenwinkel oder den Sollphasenwinkel darstellt, so klein wie möglich zu machen. Wie bereits beschrieben, ändert sich das zuletzt genannte Signal selbst in einem korrigierenden Sinne in Abhängigkeit vom Fehler zwischen dem Istmotordrehmoment-Rückführsignal T an der Leitung 41 und dem Solldrehmoment-Steuersignal T* an der Leitung 42 in der in der Fig. 1 dargestellten äußeren Regelschleife 40. Um das Winkelrückführsignal abzuleiten, ist eine geeignete Drehmomentwinkelverarbeitungseinrichtung 61 mit dem Motor 12 verbunden. Zwei verschiedene Ausführungsformen der Drehmomentwinkelverarbeitungseinrichtung 61 werden an Hand der Fig. 8 und 9 erläutert.

In der Fig. 1 ist gezeigt, daß das von der Verarbeitungseinrichtung 61 abgeleitete Winkelrückführsignal über eine Leitung 62 einer Summiereinrichtung 63 zugeführt wird, wo es mit einem Sollwinkel-Befehlssignal vereinigt wird, das an einer Leitung 46 anliegt. In der Summiereinrichtung 63 werden das Befehlssignal und das Rückführsignal miteinander verglichen, und ein die Differenz darstellendes Fehlersignal tritt an einer Leitung 64 auf, die über eine Verstärkungsschaltung 65 mit proportionalem Verhalten mit der Schlupffrequenzleitung 51 verbunden ist. Der Wert des Schlupffrequenzsignals ω _sl ist daher eine Funktion von der Differenz zwischen dem Drehmomentwinkel-Befehlssignal und dem Drehmomentwinkel-Rückführsignal. Sofern es gewünscht ist, kann man zwischen die Leitungen 64 und 51 ein weiteres Verstärkungsnetzwerk 66 mit integralem Verhalten schalten, das parallel zur Verstärkungsschaltung 65 liegt. Die Ausgangssignale der Verstärkungsschaltung 65 und des Verstärkungsnetzwerks 66 werden in einer Summierstelle 67 kombiniert. Diese Option ermöglicht es, an der Leitung 64 im stationären Zustand ein Fehlersignal von Null zu erreichen, und sollte in solchen Systemen angewendet werden, die von einem Tachogenerator 54 keinen Gebrauch machen und ohne Motordrehzahl-Rückführsignal ω _r arbeiten.

Die Arbeitsweise der Stabilisierungsschleife 60 soll jetzt erneut betrachtet werden. Es sei als erstes bemerkt, daß die Frequenz des Stromes, der die Statorwicklungen des Motors erregt, durch die Grundschaltfrequenz der elektrischen Ventile im Wechselrichter 14 bestimmt ist und daß Veränderungen in dieser zuletzt genannten Frequenz in transienter Weise die Statorstrom-Durchlaßintervalle verschieben und damit die relative Phasenlage des Stromvektors Î _s . Wenn die Erregerfrequenz erhöht wird, wird der Statorstromvektor in der Phase vorgeschoben, d. h., der Winkel dieses Vektors nimmt im positiven Sinne in bezug auf eine vorbestimmte Bezugslage zu, und wenn die Erregerfrequenz abnimmt, wird die Phase des Stromvektors verzögert, d. h., der Winkel nimmt in bezug auf denselben Richtungssinn ab oder nimmt im entgegengesetzten Richtungssinn in bezug auf die vorbestimmte Bezugslage zu. Als nächstes wird angenommen, daß der Wert des Solldrehmoment- Steuersignals T*, das der Motordrehmoment-Regelschleife 40 zugeführt wird, plötzlich von seinem stationären Belastungsnennwert beim Motorbetrieb in Vorwärtsrichtung um einen vorbestimmten Betrag abgesenkt wird. Dadurch entsteht eine abrupte Abnahme des Winkelbefehlssignals sin R * _T und ein entsprechendes Dekrement im Winkelfehlersignal an der Leitung 64. Dieses Dekrement wird durch eine proportionale Abnahme des Schlupffrequenzsignals ω _sl an der Leitung 51 wiedergegeben und ruft folglich eine sprungartige Abnahme im Frequenz-Steuersignal ω * _e hervor. Die Zündsteuereinrichtung 55 des Wechselrichters 14 spricht auf diese Abnahme an, indem sie die Wechselrichterschaltfrequenz herabsetzt. Dadurch wird die Grundfrequenz der Statorerregung vermindert. Die Folge davon ist, daß die Motorschlupffrequenz kleiner wird und im Laufe der Zeit die Winkellage des Statorstromvektors in bezug auf den Stator-Rotor-Luftspaltvektor verzögert wird. Der Drehmomentwinkel wird somit vermindert. Als Ergebnis davon nehmen sowohl das Drehmoment-Rückführsignal an der Leitung 41 als auch das Winkel-Rückführsignal an der Leitung 62 betragsmäßig ab. Die Grundfrequenz der Statorerregung erreicht sehr schnell ein Gleichgewicht bei einem neuen Betriebspunkt, bei dem das Istdrehmoment-Rückführsignal gleich dem Wert des Drehmoments ist, der durch das verminderte Steuersignal T* in der äußeren Drehmomentregelschleife 40 gewünscht wird, und bei dem nur noch eine Minimumdifferenz zwischen dem Winkel-Rückführsignal und dem neuen Wert des Winkel-Befehlssignals in der inneren Stabilisierungsschleife 60 besteht.

In gleicher Weise wie auf die erläuterte Sprungänderung im Befehlswert des Drehmomentwinkels spricht die innere Schleife 60 auf zufällige Änderungen des Istwinkel- Rückführsignals an, die beispielsweise durch Anomalien oder Störungen irgendwelcher Art im Motor oder in der mit ihm gekuppelten Last hervorgerufen werden, um eine korrigierende Änderung der Statorerregung einzuleiten, so daß der passende Winkel sofort wieder hergestellt wird. Dadurch wird verhindert, daß der Motor selbsterregte Schwingungen um einen stationären Betriebspunkt ausführt. Die Istwinkellage des Statorstromvektors wird veranlaßt, dem Sollwinkel- Befehlssignal sin R * _T spontan nachzulaufen. Auf diese Weise synchronisiert sich das System selbst. Von einem anderen Gesichtspunkt aus könnte man sagen, daß die Wirkung der Drehmomentwinkelregelung der inneren Schleife 60 die Zündsignale des Wechselrichters 14, d. h. die tatsächlichen Stromschaltzeitpunkte, mit dem Stator- Rotor-Luftspaltfluß synchronisiert und damit mit der Gegen- EMK des Motors. Eine oszillierende Instabilität wird dadurch vermieden.

Das erläuterte Stabilisierungsschema hat eine Reihe von wichtigen Vorteilen, die im folgenden kurz zusammengefaßt werden sollen. Da das System dadurch stabilisiert wird, daß die Motorerregungsfrequenz in Abhängigkeit vom Drehmomentwinkel gesteuert wird, brauchen an die gesteuerte Gleichstrom-Versorgungseinrichtung 13 nicht mehr so hohe Anforderungen gestellt zu werden, so daß die Versorgungseinrichtung 13 nur noch dazu dient, im stationären Zustand den Betrag der Erregung einzustellen. Weiterhin führt die Winkelsteuerung zu einem weniger sprunghaften Stromfluß in der Gleichstromverbindung 15 des Systems. Das stromglättende Filter 16 kann man daher kleiner machen und preisgünstiger herstellen. Es ist eine weniger kritische Stromregulierung in der Gleichstromverbindung 15 erforderlich. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Auswirkungen der veränderlichen Wechselrichterkommutierungsverzögerung durch die Verstärkung in der Winkelregelschleife 60 gedämpft werden, so daß mögliche abnormale Wechselrichterkommutierungsbedingungen nicht auftreten.

Für ein zufriedenstellendes Arbeiten der erfindungsgemäßen Stabilisierungsanordnung ist der Tachogenerator 54 nicht unbedingt erforderlich. Er kann daher auf Wunsch weggelassen werden. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Tachogenerator 54 vorhanden, um es dem Steuersystem zu erleichtern, der Motordrehzahl nachzulaufen, und zwar für den Fall der anfänglichen elektrischen Energiezufuhr zu den Statorwicklungen bei sich drehendem Rotor oder bei bedienungsbedingten Drehzahländerungen. Wenn ein Istmotordrehzahl- Rückführsignal nicht vorhanden wäre, würde die Winkelregelschleife (mit dem vorhandenen Verstärkungsnetzwerk 66) trotzdem ein solches Erregungsfrequenz-Steuersignal erzeugen, das erforderlich wäre, um den Fehler zwischen dem Ist- und Sollwert des Drehmomentwinkels so klein wie möglich zu machen.

Als nächstes werden zwei besondere Schaltungen zum Ableiten des Drehmomentwinkel-Rückführsignals beschrieben. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der am bequemsten zu messende Drehmomentwinkel der Winkel R _sm zwischen dem Statorstromvektor und dem Luftspaltflußvektor. Dies ist deswegen so, weil Mittel zum Abfühlen des Statorstromes und des Luftspaltflusses zur Verfügung stehen. Diese Mittel enthalten vorzugsweise die bereits erwähnten Stromwandler 57 und die Flußabfühleinrichtung 58. Die Rückführsignale von der zuletzt genannten Einrichtung werden vorzugsweise direkt vom Motoristfluß abgeleitet, anstatt von Statoranschlußgrößen berechnet zu werden, die Fehlern unterliegen, und zwar aufgrund von temperaturempfindlichen Motorparametern, unterschiedlichen Belastungsbedingungen und Motortoleranzen.

In der Fig. 8 ist eine Anordnung dargestellt, die dazu dient, ein Signal abzuleiten, das den Phasenwinkel R _sm darstellt. Diese Anordnung weist vier Eingangsanschlüsse 81, 82, 83 und 84 auf, denen Signale zugeführt werden, die von einer Istflußsignalverarbeitungsschaltung 80 und einer Statorstromsignalverarbeitungsschaltung 80′ stammen.

Die beiden zuletztgenannten Schaltungen oder Einrichtungen können an die Flußabfühleinrichtungen 58 und an die Stromwandler 57 (Fig. 1) angeschlossen werden. Dazu sind sie in entsprechender Weise ausgebildet, wie es beispielsweise in der Fig. 9 durch die Komponenten 115, 117, 120 und 122 dargestellt ist, und liefern an die betreffenden Anschlüsse 81, 82, 83 und 84 ein erstes, ein zweites, ein drittes und ein viertes periodisches Eingangssignal, das jeweils durch die folgenden Motorgrößen dargestellt ist:

Es ist ersichtlich, daß das erste und das dritte Eingangssignal mit den in der effektiven q- und d-Achse des Stators liegenden Grundschwingungskomponenten des im Stator-Rotor-Luftspalt erzeugten Istflusses synchronisiert sind. Das zweite und das vierte Eingangssignal sind in ähnlicher Weise mit den Grundschwingungskomponenten der Statorwicklungsströme in der d- und q-Achse des Stators synchronisiert. Im stationären Betrieb ist das System ausgeglichen und symmetriert. Der jeder Phase zugeordnete Luftspaltfluß hat den gleichen Spitzenbetrag ψ _mA . Die Phasenströme in den Statorwicklungen haben gleiche Spitzenbeträge I _A , wobei sich die zweite und die dritte Größe in der oben angegebenen Tabelle auf

reduzieren. Der interessierende Winkel ist somit das "Komplement" der fundamentalen elektrischen Phasenverschiebung zwischen dem ersten und dem zweiten Signal, die den Anschlüssen 81 und 82 zugeführt werden, oder zwischen dem dritten und dem vierten Signal, die den Anschlüssen 83 und 84 zugeführt werden. Unter "Komplement" wird hier der Winkel verstanden, um den die Istphasenverschiebung (entweder mehr oder weniger) von 90° abweicht.

Die vier periodischen Eingangssignale, die den Eingangsanschlüssen 81 bis 84 der Winkelverarbeitungsschaltung nach der Fig. 8 zugeführt werden, werden in Einrichtungen 85, 86, 87 und 88 einzeln verstärkt und begrenzt, um rechteckförmige Signale zu erzeugen, die in Phase mit den Grundschwingungskomponenten der betreffenden Eingangssignale sind. Die Ausgangsleitungen 90 und 91 des ersten Paares der Rechteckumformereinrichtungen 85 und 86 sind mit zugeordneten Eingangsanschlüssen eines Logikglieds 92 verbunden, das an einer Leitung 93 einen ersten Zug 94 einzelner Signale abgibt, die die Phasenverschiebung zwischen den rechteckförmigen Signalen an den Leitungen 90 und 91 angeben. Der Signalzug 94 enthält vorzugsweise eine Reihe von 1-Signalen mit einer konstanten Amplitude, mit einer Frequenz, die sich mit der Grundfrequenz der Statorwicklungserregung ändert, und mit einer Dauer oder Länge, die vom Phasenwinkel zwischen den rechteckförmigen Signalen an den Leitungen 90 und 91 abhängt. Wenn das Logikglied 92, wie es in derFig. 8 dargestellt ist, ein exklusives ODER-Glied ist, haben alle 0-Signalzwischenräume zwischen aufeinanderfolgenden 1-Signalen im Signalzug 94 eine Winkeldauer, die gleich der Phasenverschiebung zwischen den periodischen Signalen ist, die dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluß 81 bzw. 82 zugeführt werden. Jedes der 1-Signale hat eine Winkeldauer, die gleich dem Ergänzungswinkel zu dieser Phasenverschiebung ist.

Die Leitung 93 am Ausgang des Logikglieds 92 ist mit einer Summiereinrichtung 95 verbunden. Dort wird der erste Signalzug 94 vorzugsweise mit einem zweiten Zug 96 einzelner Signale vereinigt, die an einer Leitung 97 auftreten. Der zweite Signalzug 97 tritt am Ausgang eines Logikglieds 98 auf, dessen Eingangsanschlüsse mit den Ausgangsleitungen eines zweiten Paares von Rechteckumformereinrichtungen 87 und 88 verbunden sind. Der zweite Signalzug 96 ist somit dem ersten Signalzug 94 ähnlich, allerdings mit der Ausnahme, daß die Winkeldauer jedes 0-Zwischenraumes zwischen aufeinanderfolgenden 1-Signalen beim Signalzug 96 mit der Phasenverschiebung zwischen dem dritten und dem vierten periodischen Eingangssignal zusammenfällt. Die Summierstelle 95 spricht auf die Signale an den beiden Leitungen 93 und 97 an und gibt an eine Leitung 99 ein resultierendes Signal ab, das der Differenz zwischen den Eingangssignalen entspricht. In die Leitung 99 ist ein geeignetes Filter 100 eingeschaltet, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, und zwar das Winkel-Rückführsignal R _sm , das sich in Abhängigkeit vom Mittelwert des an der Leitung 99 auftretenden Signals ändert. Dieser Mittelwert wird wiederum vom Komplement der Phasenverschiebung zwischen den gepaarten Eingangssignalen bestimmt, d. h. von dem Winkel, um den diese Phasenverschiebung von 90° abweicht.

Wenn die gepaarten Eingangssignale gerade um 90° außer Phase sind (R _sm = 0), beträgt die Dauer der 1-Signale in beiden Signalzügen 94 und 96 gleich 90°. Der Mittelwert des resultierenden Signals an der Leitung 99 ist daher Null. Das Ausgangssignal des Filters 100, das eine Mittelwertbildungsschaltung darstellt, ist somit ebenfalls Null. Das gleiche Ergebnis wird richtigerweise auch dann erzielt, wenn die Amplitude von einem Signal jedes Eingangssignalpaares so klein ist, daß die zugehörige Rechteckumformereinrichtung ein vernachlässigbares Ausgangssignal liefert. Wenn die gepaarten Eingangssignale miteinander in Phase sind (R _sm = +90°), ist das resultierende Signal an der Leitung 99 fortwährend +1 und das Ausgangssignal nimmt einen maximalen positiven Betrag an. Wenn andererseits die gepaarten Signale um 180° gegeneinander außer Phase sind (R _sm = -90°), ist das resultierende Signal an der Leitung 99 fortwährend -1 und das Ausgangssignal nimmt einen maximalen negativen Betrag an. Die Logikglieder 92 und 98, die Summiereinrichtung 95 und die Mittelwertbildungsschaltung 100 arbeiten zusammen, um die Funktion eines Phasendiskriminators auszuüben.

Die erläuterte Winkelverarbeitungsschaltung kann sehr gut in digitaler Technik verwirklicht werden. Sie ist vorzugsweise derart ausgelegt, daß sie auf beide Paare der vier periodischen Eingangssignale anspricht, um die Genauigkeit und Schnelligkeit des transienten Verhaltens zu optimieren und die Glätte des Winkel-Rückführsignals zu erhöhen. Eine gleichermaßen genaue stationäre Anzeige des Winkels R _sm könnte man auch dadurch erhalten, daß der zweite Signalzug 96 durch ein kontinuierliches Vorspannsignal ersetzt wird, dessen Amplitude halb so groß wie die Amplitude der 1-Signale im ersten Signalzug 94 ist. Zu diesem Zweck kann man die Leitung 97 an eine geeignete Vorspannquelle 101 anschließen, die in der Fig. 8 gestrichelt eingezeichnet ist. Die Auslenkung des Ausgangssignals der Mittelwertbildungsschaltung 100 wird dann um 50% vermindert.

Eine andere Anordnung zur Gewinnung eines Rückführsignals, das den Winkel R _sm darstellt, ist in der Fig. 9 gezeigt. Diese besondere Anordnung wird bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung bevorzugt. Es ist eine geeignete Drehmomentverarbeitungsschaltung vorgesehen, die dazu dient, ein Drehmoment-Rückführsignal abzuleiten, das den Betrag und die relative Richtung des Istmotordrehmoments T darstellt. Diese Drehmomentverarbeitungsschaltung ist mit einer Winkelverarbeitungsschaltung kombiniert, die an die Drehmomentverarbeitungsschaltung angeschlossen ist und ein Ausgangssignal abgibt, dessen Wert sich direkt mit dem Wert des Drehmoment-Rückführsignals ändert, jedoch umgekehrt mit dem Wert von jedem der beiden Signale, deren Beträge den Strom und den Fluß darstellen, der zur Erzeugung des Drehmoments im Motor mit dem Strom in Wechselbeziehung steht. Es ist ersichtlich, daß der Wert eines solchen Ausgangssignals vom Sinus des Istdrehmomentwinkels abhängt.

In der Fig. 9 ist die Drehmomentverarbeitungsschaltung 47 durch ein von unterbrochenen Linien gebildetes Kästchen dargestellt. Diese Schaltung ist vorzugsweise derart ausgebildet, wie es in der US-PS 40 23 083 erläutert ist. Das Ausgangssignal der Drehmomentverarbeitungsschaltung 47 wird über die Leitung 41 der Winkelverarbeitungsschaltung 61 zugeführt. In der Winkelverarbeitungsschaltung 61 sind zwei Dividiereinrichtungen 110 und 111 vorgesehen, die das Drehmoment-Rückführsignal durch ein an einer Leitung 112 auftretendes erstes Signal und durch ein an einer Leitung 113 auftretendes zweiten Signal teilen. Das an der Leitung 112 anliegende erste Signal ist dem Betrag des Statorstromvektors Î _s proportional. Das an der Leitung 113 anliegende zweite Signal stellt den Betrag des Luftspaltflußvektors _m dar. Die aus den Dividiereinrichtungen 110 und 111 gebildete Tandemdividiereinrichtung ist über eine Konstantverstärkungsschaltung 114 mit der Ausgangsleitung 62 der Winkelverarbeitungsschaltung 61 verbunden. Die konstante Verstärkung K ₁ der Schaltung 114 beträgt vorzugsweise 3ψ _b/4P, wobei es sich um den reziproken Wert der Konstanten K in den oben angegebenen Motordrehmomentgleichungen handelt. Vor der genaueren Erläuterung der bevorzugten Ausführungsform der Winkelverarbeitungsschaltung 61 wird die Drehmomentverarbeitungsschaltung 47 kurz erläutert.

Wie es aus der Fig. 9 hervorgeht, enthält die Drehmomentverarbeitungsschaltung 47 eine Stromsignalverarbeitungsschaltung, der von den Stromwandlern 57 die drei Wechselstrom-Rückführsignale zugeführt werden, die die Istströme i _A , i _B und i _C in den drei Phasen der Statorwicklung darstellen. Weiterhin enthält sie eine Flußsignalverarbeitungsschaltung, der von den Flußabfühleinrichtungen 58 drei Wechselstrom-Rückführsignale zugeführt werden, die den Istfluß ψ _mA , ψ _mB und ψ _mC im Luftspalt nahe bei den drei Flußabfühlspulen 71, 72 und 73 (Fig. 1) darstellen. Die Fluß-Rückführsignale der Phasen B und C werden in einer Summierschaltung 115 miteinander vereint. Die an einer Leitung 116 auftretende Differenz zwischen diesen beiden Signalen wird durch eine Proportionalitätskonstante 1/√ einer Konstantverstärkungsschaltung 117 geteilt. Das Wechselsignal an der Leitung 116 stellt daher den Direktachse-Motorfluß ψ _md dar. Die Leitung 116 ist mit einer Multipliziereinrichtung 118 verbunden, die das Signal ψ _md mit dem Phase-A-Strom-Rückführsignal multipliziert, das den Quadraturachse-Statorstrom i _qs darstellt. Das Produkt ( ψ _md i _{q _is ) der Multipliziereinrichtung 118 wird dem ersten
Eingang einer Summiereinrichtung 119 zugeführt. Die Phase-
B- und Phase-C-Strom-Rückführsignale werden in einer
Summiereinrichtung 120 miteinander vereint. Ihre Differenz
tritt an einer Leitung 121 auf und wird durch die
Proportionalitätskonstante 1/√ einer Konstantverstärkungsschaltung
122 geteilt. Das Wechselsignal an der Leitung 121 stellt
daher den Direktachse-Statorstrom i _ds dar. Die Leitung 121
ist mit einer Multipliziereinrichtung 123 verbunden, die das
Wechselsignal an der Leitung 121 mit dem Phase-A-Fluß-
Rückführsignal multipliziert, das den Quadraturachse-Motorfluß
ψ _mq darstellt. Das Produkt ( ψ _qm i _ds ) dieser Multiplikation
wird dem anderen Eingang der Summiereinrichtung 119 zugeführt.
In der Summiereinrichtung 119 werden somit die
Ausgangssignale der Multipliziereinrichtungen 118 und 123 summiert,
um ein Signal zu gewinnen, das ihrer Differenz
proportional ist. Dieses resultierende Differenzsignal wird
über eine Konstantverstärkungsschaltung mit dem Proportionalitätsfaktor
K der Ausgangsleitung 41 zugeführt.
Man kann zeigen, daß die Ausgangssignale der beiden
Multipliziereinrichtungen 118 und 123 der Drehmomentverarbeitungsschaltung
47 Wechselgrößen sind, die aus denselben
Doppelfrequenzkomponenten und entgegengesetzt gepolten
Gleichkomponenten bestehen, die dem Motordrehmoment proportional
sind. Der Wert (Betrag und Vorzeichen) ihrer Differenz
ist daher ein wahres Maß für das im Motor entwickelte
elektromagnetische Drehmoment T. Das Drehmoment-Rückführsignal
an der Leitung 41 ändert sich daher mit dem Kreuz-
oder Vektorprodukt aus dem Statorstromvektor (Î _s und aus
dem Stator-Rotor-Luftspaltflußvektor _m). Wenn man nun das
Drehmoment-Rückführsignal T an der Leitung 41 sowohl durch
den Statorstrombetrag, der vom Signal an der Leitung 112
dargestellt wird, als auch durch den Luftspaltflußbetrag,
der vom Signal an der Leitung 113 dargestellt wird, teilt,
so tritt
an der Ausgangsleitung 62 ein Signal auf, das dem
Sinus des Phasenwinkels ( R _sm ) zwischen den Vektoren Î _s
und _m entspricht.
Die Winkelverarbeitungsschaltung 61 enthält vorzugsweise
eine geeignete gleichrichtende und summierende
Schaltungseinrichtung 125, die eingangsseitig über die Stromwandler
57 mit allen drei Phasen der Statorwicklung verbunden
ist und ausgangsseitig über ein Filter 126 an die Leitung
112 angeschlossen ist, um der Dividiereinrichtung 110 ein
Signal zuzuführen, das dem mittleren Betrag des Wechselstroms
in den Statorwicklungen entspricht. Der mittlere
Betrag des Statorstroms kann als eine gute Annäherung an den
Betrag des Statorstromvektors Î _s betrachtet werden. Wie es
aus der Fig. 9 hervorgeht, enthält die Winkelverarbeitungsschaltung
61 eine weitere gleichrichtende und summierende
Schaltungseinrichtung 127, die auf die drei Fluß-Rückführsignale
der Flußabfühleinrichtungen 58 anspricht und
ausgangsseitig über ein Filter 128 mit einer Leitung 129
verbunden ist, an der somit ein Signal auftritt, das den mittleren
Betrag des im Stator-Rotor-Luftspalt des Motors
erzeugten Flusses darstellt. Der mittlere Wert des Luftspaltflusses
ist eine dichte Annäherung an den Betrag des
Gesamtflußvektors _m . Den wahren Betrag des Strom- oder
Flußvektors kann man, sofern erwünscht, dadurch erhalten,
daß Mittel verwendet werden, die aus der Summe der Quadrate
der betreffenden Direktachse- und Quadraturachse-Komponenten
der relevanten Größen die Quadratwurzel ziehen. Solche Mittel
liefern im allgemeinen ein mehr geglättetes Rückführsignal,
wenn man sinusförmige Direkt- und Quadraturachse-Komponenten
unterstellt. Wenn es erwünscht ist, kann man das an der Leitung
129 auftretende Flußbetragsignal als Erregungsbetrag-
Rückführsignal für die erste äußere Regelschleife 30 des
Motorantriebssystems verwenden. In diesem Falle wäre der in
der Fig. 1 dargestellte Anschluß 31 mit einem Anschluß 131
zu verbinden, der an die Leitung 129 angeschlossen ist, wie
es aus der Fig. 9 hervorgeht.
Wenn man das an der Leitung 129 anliegende Flußbetragsignal
der Dividiereinrichtung 111 der Winkelverarbeitungsschaltung
61 direkt zuführen würde, wäre das Ausgangssignal
dieser Schaltung ein wahres Maß von sin R _sm . Diese Wechselbeziehung
des Drehmomentbetrags und von sin R _sm ist in der
Fig. 7 gezeigt, der man entnehmen kann, daß die Größe
sin R _sm keine umkehrbar eindeutige Funktion des Drehmoments ist.
In Motorantriebssystemen,
die über einen weiten Drehzahl- und Lastbereich
arbeiten sollen, übt das erfindungsgemäße Winkelregelprinzip
seine Stabilisierungsfunktion besser aus, wenn zwischen
dem Drehmoment und dem Winkel eine monotone Beziehung
besteht. Zu diesem Zweck enthält das bevorzugte Ausführungsbeispiel
der Winkelverarbeitungsschaltung 61 zwischen den
Leitungen 129 und 113 eine Konstantverstärkungsschaltung
132 und eine damit über eine Leitung 133 verbundene
Summiereinrichtung 134. In der Summiereinrichtung 134 wird
das Flußbetragsignal algebraisch mit einem Kompensationssignal
summiert, das von dem an der Leitung 112 anliegenden
Strombetragsignal abgeleitet wird. Dazu ist die Leitung 112
über eine Leitung 135, in die eine Konstantverstärkungsschaltung
136 geschaltet ist, mit der Summiereinrichtung 134
verbunden.
Das Flußbetragsignal an der Leitung 133 ändert sich
in Abhängigkeit vom mittleren Betrag des Stator-Rotor-
Luftspaltflusses und wird mit dem Verstärkungsfaktor K ₂ der
Schaltung 132 multipliziert. Das Kompensationssignal an der
Leitung 135 stellt einen vorbestimmten Bruchteil des mittleren
Betrags des Statorstromes dar und wird zu diesem Zweck
mit dem Verstärkungsfaktor K ₃ der Schaltung 136 multipliziert.
Der Verstärkungsfaktor K ₃ ist so gewählt, daß sich die
gewünschte monotone Beziehung einstellt. Typischerweise ist
der Verstärkungsfaktor K ₃ relativ niedrig, beispielsweise
in der Größenordnung von 0,05. Das Kompensationssignal wird
von dem Flußbetragssignal in der Summiereinrichtung 134 abgezogen.
Die resultierende Differenz stellt ein kompensiertes
Flußbetragsignal dar, das an der Leitung 113 auftritt. Die
Verwendung dieses kompensierten Signals als Divisor für die
Dividiereinrichtung 111 der Winkelverarbeitungsschaltung 61
bewirkt, daß sich das Winkelrückführsignal an der Ausgangsleitung
62 der Winkelverarbeitungsschaltung tatsächlich wie
der Sinus eines äquivalenten Drehmomentwinkels R _T ändert
und die gewünschte monotone Beziehung gegenüber dem
Drehmoment annimmt, wie es aus der Fig. 7 aus der mit "sin R _T"
bezeichneten Kurve hervorgeht. Der Fig. 7 kann man entnehmen,
daß der äquivalente Drehmomentwinkel R _T für verhältnismäßig
niedrige Werte der Schlupffrequenz im normalen
Betriebsbereich eines Asynchronmotors scheinbar mit dem
Phasenwinkel R _sm übereinstimmt. Für einen typischen Motor
gilt dies bis zu einer Schlupffrequenz von etwa 1 Hz, was
ebenfalls in der Fig. 7 gezeigt ist. Wenn daher das
Motorantriebssystem bei Drehmomentwerten bis zur Nennlast
einschließlich dieses Nennlastwertes arbeitet, wird die
wesentliche Wechselrichtersynchronisation bei dem
erfindungsgemäßen Stabilisierungsschema beibehalten, und wenn
das Antriebssystem bei höheren Drehmomenten arbeitet, die
sich dem Außertrittfalldrehmoment nähern, werden durch die
doppelt bewerteten Winkel sonst hervorgerufene Regelprobleme
vermieden.
Um beim Starten oder unter abnormalen Betriebsbedingungen
ein bedeutsames Winkelrückführsignal zu erhalten,
sollten die Dividiereinrichtungen 110 und 111 in dem
Ausführungsbeispiel der Winkelverarbeitungsschaltung nach der
Fig. 9 mit nichtlinearen Begrenzern ausgerüstet sein, die
geeignete Minimumdivisorwerte vorsehen, so daß eine
Division durch Null vermieden wird. Um einen Verlust des
Winkelrückführsignals zu vermeiden, wenn der Motor mit einem
Drehmoment von Null arbeitet, ist für das Befehlssignal der
Flußbetrag-Regelschleife 30 des Motorantriebssystems
vorzugsweise ein vorbestimmter Minimumgrenzwert vorgesehen,
der einen Nullflußzustand vermeidet. Zu diesem Zweck wird
auf den bereits erwähnten Begrenzer 39 (Fig. 1) verwiesen.}

Claims

1. Steuerschaltung für einen Drehfeldmotor, der von einem Frequenzumformer gespeist wird, mit einem auf den Frequenzsteuereingang des Umformers wirkenden Regelkreis, der den Phasenwinkel des Ständerstroms regelt, und mit einer Schaltung, die aus Meßgrößen den Istwert des Phasenwinkels ermittelt, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenwinkel der Winkel zwischen dem Ständerstromvektor und dem Vektor des mit dem Strom zusammenwirkenden Gesamtluftspaltflusses ist.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sollwert des Phasenwinkel-Regelkreises der Ausgang eines zweiten, überlagerten Drehmomentregelkreises ist.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang des Phasenwinkelregelkreises ein mit einem Tachometer gewonnenes Drehzahlsignal hinzuaddiert wird.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Drehmoment-Ist-Signal für den Drehmoment-Regelkreis durch eine Rechenschaltung aus Meßgrößen gewonnen wird.

5. Steuerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Steuerkanal des Umrichters für die Strom- oder Spannungsamplitude ein Flußregler mit einem aus Meßgrößen errechneten Flußwert als Istwert vorgesehen ist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenwinkel-Istwert der Ausgang einer Rechenschaltung ist, in der das errechnete Drehmoment durch die Amplitude des Gesamtluftspaltfluß- und des Ständerstromvektors dividiert wird.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Flußbetrag vor der Division eine Kompensationsgröße hinzuaddiert wird, die dem Strombetrag proportional ist.

8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßsignale von Gesamtluftspaltfluß und Ständerstrom in Rechtecksignale umgeformt werden und daß das Supplement und/oder das Komplement des Phasenwinkels mit einem Phasendiskriminator durch Verknüpfung der Rechtecksignale mit einem UND- oder ODER-Gatter ermittelt wird.

9. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Flußregler einen Minimalwertbegrenzer enthält, der verhindert, daß der Fluß unter einen vorbestimmten Minimalwert absinkt.