DE2341761C3

DE2341761C3 - Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeuges mit einem synchronen Linearmotor

Info

Publication number: DE2341761C3
Application number: DE2341761A
Authority: DE
Inventors: Joachim Dr.-Ing. 8520 Erlangen Holtz
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-08-17
Filing date: 1973-08-17
Publication date: 1978-04-13
Also published as: CH580506A5; JPS5532087B2; GB1449409A; DE2341761B2; AT336142B; DE2341761A1; FR2240841A1; SE402252B; BE818917A; JPS5048611A; ATA636474A; SE7410414L; NL7410783A; FR2240841B1; IT1019908B; US3904942A; CA1023019A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen Triebfahrzeuges mit einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers getäkteten Ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenen elektrischen Meßwerten ermittelt ist.

Als Antriebssysteme für fahrweggebiindene Triebfahrzeuge, insbesondere für Schnellbahnen und für Hochleistungsschnellbahnen im Geschwindigkeitsbereich bis zu 500 km/h, kommen vorzugsweise Linearmo-

toren in Betracht. Unter den verschiedenen Varianten dieses Motortyps zeichnet sich der synchrone Linearmotor durch einen guten Wirkungsgrad und durch eine einfache Energieübertragung aus. Ein synchroner Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt ist, wird wegen der außergewöhnlichen Länge des Stators auch als synchroner Langstatormotor bezeichnet. Im folgenden ist mit dem Begriff »Linearmotor« stets ein solcher Langstatormotor gemeint.

Ein synchroner Linearmotor besteht aus einer Wanderfeldwicklung und einem Erreger (Arch. f. Elektrotechn. Bd. 55, Heft 1 [1972], S. 13 bis 20). Auf dem Triebfahrzeug ist als mitbewegter Erreger (Tianslator) entweder eine von Gleichstrom durchflossene Erregerwicklung, die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstrecken kann, oder ein Permanentmagnet angeordnet. Eine Wanderfeldwicklung (Stator) ist entlang der Trasse verlegt. Die Wanderfeldwicklung, die in anderem als Mehrphasenwicklung ausgebildet ist, erzeugt nach Maßgabe der eingestellten Spannung und Frequenz e-n in Längsrichtung der Trasse laufendes Wanderfeld, welches das Triebfahrzeug treibt.

Die gesamte Fahrstrecke ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, wobei jedem Streckenabschnitt eine Mehrphasenwicklung des Stators zugeordnet ist, und die einzelnen Statoren des so gebildeten vielteiligen synchronen Linearmotors sind von einer Anzahl von steuerbaren statischen Umrichtern, die entlang der Trasse verteilt angeordnet sind, mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist. Die Umrichter werden jeweils in Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers (Translator) getaktet.

Bei der Speisung eines synchronen Linearmotors über einen steuerbaren Umrichter sollen mögliche elektromechanische Pendelungen des Synchronmotors durch eine überlagerte Regelung ausreichend gedämpft werden. Ein Kippen des Synchronmotors, das z. B. durch einen Lastanstieg bewirkt werden kann, muß mit Sicherheit ausgeschlossen sein. Der Synchronmotor sollte möglichst im optimalen Arbeitspunkt bei geringen ohmschen Verlusten betrieben werden.

Zur Einhaltung dieser Bedingungen ist die laufende Erfassung des Betriebszustands des synchronen Linearmotors erforderlich. Für die Steuerung und Regelung eines Synchronmotors ist es insbesondere wichtig, die Stellung des bewegten Teils meßtechnisch zu erfassen.

Zur Erfassung der Polstellung ist bei der eingangs genannten, aus der CH-PS 5 25 584 bekannten Schaltungsanordnung ein Positions-Detektor vorgesehen, der auf die am Finspeisepunkt Hes Umrichters auftretende gegenelektromotorische Kraft anspricht. Die Eingänge des Vollweg-Brückengleichrichters sind mit den Eingängen der Wanderfeldvvicklung verbunden. Die Ausgangssignale des Positionsdetektors werden nach einem vorgegebenen Verknüpfungsschema miteinander kombiniert und einer Zündsteuerung für die steuerbaren Ventile des statischen Umrichters zugeführt. Mit Hilfe dieser bekannten Schaltungsanordnung ist nur eine ungenaue Erfassung der Pclstellung möglieh.

Die Erfindung bezweckt demgegenüber eine wesentlich genauere Erfassung der Polstellung, wozu es erforderlich ist, die bekannten Beziehungen der gesuchten Polstellung zu den einzelnen meßbaren Betriebsgrößen, wie Frequenz, vektorielle Werte von Spannung und Strom, Widerstand und Induktivität des Synchronmotors, zu berücksichtigen (Siemens-Zeitschrift 1967. S. 830 und 83 Π.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Rechenschaltung vorgesehen ist, die aus der Frequenz und aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals bezogenen Werten der Spannung und des Stroms am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Erregers

ίο in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung einerseits und dem Vektor des Referenzsignals andererseits besteht

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht eine genaue Ermittlung der Polstellung, die im Hinblick auf die Steuerung des Umrichters erwünscht ist. Besonders vorteilhaft ist, daß das Signal für die Polstellung auf ein vorgegebenes Referenzsignal bezogen ist, das vom Betriebszustand des Linearmotors unabhängig ist.

ίο Die Berechnung der Polstellung k.-,ί-,η prinzipiell in kartesischem oder in Polarkoordinaten vorgenommen werden. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung geht von Polarkoordinaten aus und besteht darin, daß der Rechenschaltung als vektorielle Werte Spannungsbelrag und Spannungsphasenwinke!, sowie Strombetrag und Stromphasenwinkel vorgegeben sind. Die Berechnung in Polarkoordinaten hat den Vorteil, daß die einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung besonders einfach aufgebaut sein können. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden an Hand von 9 Figuren näher erläutert.

Gleiche Bauelemente sind dabei jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen. Es zeigt

F i g. 1 zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Antrieb.eines Triebfahrzeugs in schematicher Darstellung,

F i g. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter und einer Steuer- und Regeleinrichtung in ausführlicher Darstellung,

Fig.3 ein Zeigerdiagramm für den Beineb des Umrichters,

F i g. 4 ein Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters,

F i g. 5 Zeigerdiagramme für den Übergang des Triebfahrzeugs von einem Streckenabschnitt zum nächsten,

F i g. 6 eine Schaltung zum Umschalten der Führungswerte in einer Umrichterstation,

F i g. 7 eine analoge Rechenschaltung zur Berechnung de-· Phasenwinkel zwischen Referenzsignal und Hauptfeldspannung,

F i g. 8 einen K001 dinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung und

Fig.9 einen weiteren Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung.
F i g. 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei effindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug 2 enthält eine Errege-wicklung 3, die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstreckt. Sie wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem Gleichstrom ist ebenfalls möglich. Die Erregerwick-

lung 3 wird auch als Translator bezeichnet. Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material gewickelt sein. Es ist aber auch möglich, daß Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern ausgerüstete Erregerwicklung statt dessen verwendet werden.

Der gesamte Fahrweg ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, von denen in F i g. I drei Streckenabschnitte a, b. c eingezeichnet sind. Jeder Streckenabschnitt a, b, c enthält eine dreiphasige Wanderfeldwicklung, die als Stator anzusehen ist und zusammen mit der darüber bewegten Erregerwicklung 3 als synchroner Linearmotor wirkt. In Fig. I sind die drei Wanderfeldwicklungen (Statoren) 4a, 4b und 4c schematisch eingezeichnet.

An die Einspeisepunkte 5b, 5c der einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b bzw. 4c ist jeweils ein ortsfester, steuerbarer statischer Umrichter 66 bzw. 6c angeschlossen. Diese umrichter öo, öc werden aus einem gemeinsamen dreiphasigen Versorgungsnetz oder aber auch aus zwei getrennten dreiphasigen Versorgungsnetzen Tb, Tc gespeist. Entsprechend den vorgegebenen Steuersignalen Sb bzw. S₁ ist es möglich. Leistung aus den Versorgungsnetzen Tb, Tc mit gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage in die einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b, 4c einzuspeisen. Die Steuersignale Ss S₁ werden dabei in Steuer- und Regeleinrichtungen Sb. Sc erzeugt, die später an Hand von F i g. 2 näher beschrieben werden.

Es wurde bereits ausgeführt, daß in den einzelnen Streckenabschnitten die Wanderfeldwicklur.gen 4a. 4b. 4c jeweils den Stator eines synchronen Linearmotors bilden. Entsprechend dem Rotor einer umlaufenden Synchronmaschine trägt das Fahrzeug 2 an seiner Bodenfläche eine Reihe von Magnetpolen, die von der Erregerwicklung 3 erregt sind. Sie erzeugen in Wechselwirkung mit dem Wanderfeld auf der Strecke den zum Vortrieb erforderlichen Schub. Wenn das Triebfahrzeug 2 einen der Streckenabschnitte b. c verlassen hat. wird der zugehörige Umrichter 6b bzw. 6c abgeschaltet.

Eine lineare und eine rotierende Synchronmaschine zeigen ein weitgehend ähnliches Betriebsverhalten. Daraus ergeben sich an jedes Steuersignal s/> S₁ grundsätzlich dieselben Forderungen wie bei der Umrichterspeisung von rotierenden Synchronmaschinen. Demzufolge muß zur Beseitigung der Schwingungsneigung des synchronen Linearmotors 3.4 und zur Vermeidung des Kippens bei Überlast die Erzeugung des Steuersignals s^. s_c für jeden Umrichter 6b, 6c vom jeweiligen Betriebszustand des synchronen Linearmotors abhängig gemacht werden. Bei der rotierenden Synchronmaschine ist dazu die Messung der Polradstellung z. B. über einen mit der Welle der Synchronmaschine fest verbundenen Polradlagegeber notwendig. Würde man beim synchronen Linearmotor 3, 4 entsprechend vorgehen, so wäre es erforderlich, fortlaufend die Polstellung des z. B. mit bis zu 500 km/h bewegten Triebfahrzeugs 2 mittels einer mitgeführten Einrichtung millimetergenau zu messen. Weiterhin wäre es erforderlich, den Meßwert über insbesondere drahtlose Nachrichtenkanäle zu den ortsfesten Umrichtern 66, 6c zu übertragen. Einem solchen Vorgehen stehen jedoch technische Probleme und bei der geforderten Betriebssicherheit auch hohe Kosten entgegen.

Daher wird auf die direkte Polstellungsmessung am Ort des Triebfahrzeugs 2 und auf eine anschließende Übertragung der Meßdaten durch Funk verzichtet Statt

dessen wird der Betriebszustand des Linearmotors 3, 4 jeweils aus den Werten von Spannung und Strom am Einspeisepunkl56,5cberechnet.

Jede Steuer- und Regeleinrichtung Sb, Sc enthält eine (in Fig. 1 nicht gezeigte) Rechenschaltung. Die Rechenschaltung in der Steuer- und Regeleinrichtung 86 bestimmt in jedem Zeitpunkt t die Polstellung des Translators 3. Die Berechnung erfolgt hier aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die an dem Einspeisepunkt 5b des Stators 46 herrschen. Die Werte von Spannung, Strom und Frequenz können dabei prinzipiell auf direktem Wege gemessen werden, und zwar unter Zuhilfenahme eines Spannungswandlers 96 und eines Stromwandlers 106. Der Umrichter 66 wird in Abhängigkeit vom berechneten Wert der Polstellung des Transistors 3 getaktet. Entsprechendes gilt auch für die Steuer- und Regeleinrichtung 8c sowie für den zugeordneten Spannungswandler 9t· und den /.ugcuiuneten Stromwandler 10c.

F i g. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter 6 und einer zugeordneten Steuer- und Regeleinrichtung. Der Umrichter 6 besteht aus einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem steuerbaren Wechselrichter 12, die über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis mit einem Glättungskondensator 13 und eingeprägter Zwischenkreisspaniiung miteinander verbunden sind. Der Gleichrichter 11 ist an ein dreiphasiges Versorgungsnetz 7 angeschlossen. Der Wechselrichter 12 ist als Pulswechselrichter ausgebildet. Er speist einen synchronen Linearmotor 14. dessen Einspeisepunkl 5 unmittelbar am Ausgang des Wechselrichters 12 liegt. Der synchrone Linearmotor 14 ist (abweichend von Fi^. 1) im Ersatzschaltbild gezeichnet. Er besteht danach aus der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands mit dem Widerstandswert R, eines induktiven Widerstands mit der Induktivität L und einer fiktiven Gegenspannungsquelle mit der Hauptfeldspannung Uh- Es kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor 14 handeln, der entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eisenloser Motor, mit einer Magnetspule mit Magnetkern als eisenbehafteter Motor oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter Motor ausgerüstet ist.

Zunächst wird in Fig. 2 die Rechenschaltung 15 betrachtet. In diese Rechenschaltung 15 werden insgesamt sieben Signale eingegeben. Zunächst einmal sind es zwei Signale, die den Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5, also direkt am Ausgang de; Wechselrichters 12, beschreiben. Ein jeder belieuige Vektor ist durch seinen Betrag und einen Phasenwinke festgelegt. Entsprechend ist der Spannungsvektor t/arr Einspeisepunkt 5 durch ein Signal \U\. das ein Maß füi seinen Betrag ist, und durch sein Signal <p„, das ein MaC für seinen auf ein Referenzsignal bezogenen Phasenwin kel ist, vollständig charakterisiert.

Es sei bereits hier hervorgehoben, daß die Signale φ, und I U[ für den Spannungsvektor U nicht auf Grunc einer Spannungsmessung am Ausgang des Wechselrich ters 12 gebildet, sondern im Innern der Steuer- unc Regeleinrichtung an den Punkten A und B abgegriffer werden. Dieses ist vorteilhaft, da die benötigten Signale ohnehin in der dargestellten Steuer- und Regeleinrich tung als Stellgrößen für den Wechselrichter 12 gebilde werden. Eine direkte Spannungsistwerterfassung an Ausgang des Wechselrichters 12 ist zwar ebenfall: möglich, bedeutet jedoch einen größeren Aufwand.

Im folgenden werden der Einfachheit halber aiii

Signale mit der ihnen zugeordneten Information bezeichnet. Beispielsweise wird also im folgenden das Signal \l/\ einfach als Spannungsbetrag und das Signal (/„als Spannungsphasen winkel bezeichnet.

Weiterhin wird in die Rcchenschallung 15 die Frequenz /'der Grundschwingung der Ausgangswechsclspar^ung i/ eingegeben. Die frequenz f wird an einem Punkt C im Innern der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen.

Ferner erhält die Rechcnschaltung 15 ζν·εί Signale, die den Stromvektor /am Einspeisepunkt 5 festlegen, Es sind dies der Slrombelrag |/| und der Slromphasenwinkel (/v Diese Signale werden, wie spüler noch naher ausgeführt werden wird, aus einer Messung des Stroms am rinspeisepunkt 5 mittels des Stromwandler^ 10 abgeleitet.

Schließlich werden in die Kcchcnschaltting 15 noch ifiT iihm*.rhp Widrrstundswcrt R und die Induktivität /. lies synchronen l.incarmolors 14 eingegeben. Diese Signale können entweder fest vorgegeben werden oder was für die Berechnung genauer, aber auch aufwendiger ist - durch direkte Messung am betreffenden Streckenabschnitt ermittelt werden, Eine direkte Messung des ohmschcn Widerstandswerts und/oder der Induktivität /. kann angebracht sein, wenn der synchrone Linearmotor 14 im variablen Ueirieb (Anfahren, Bremsen) die Wanderfeldwicklung unter schiedlich erwärmt.

Die Rechenschaltung 15 berechnet aus den sieben eingei ibencn Signalen den Phasenwinkel λ der Hauplfeldspannung (//,. Die llauptfcldspannung ///,.die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfcldwicklung induziert wird, ist eine fiktive, nicht direkt meßbare Größe. Um den Rechenvorgang zu verdeutlichen, wird im folgenden zunächst I·'i g. 3 betrachtet. Darin ist das quasistalionärc Bclriebsvcrhalten des synchronen Linearmotors 14 in einem Zeigerdiagramm dargestellt. Die Darstellung enthält auch ein Rcfcrcnzsystcm, das durch die senkrecht aufeinander stehenden Zeiger R, und jlm gebildet wird. /?, stellt eine reelle Achse und jlm eine imaginäre Achse dar. [■' ist der Einheitsvektor in Richtung des Zeigers R₁. Da¹-Zeigcrdiagramm läuft mit der Frequenz Aum.

In f"ig. 3 sind der Spannungsvektor // und der Stromvektor /am Einspeisepunkt 5 (vgl. F i g. 2) gezeigt. Der Spannungsvektor U setzt sich aus der geometrischen Summe der vom Triebfahrzeug 2 in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeldspannung Ut, und den Spannungsabfällen IR und jl27cfL am ohmschen bzw. induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Einheitsvektor R₁ schließt der Spannungsvektor U den Spannungsphasenwinkel φ,» der Stromvektor /den Stromphasenwinkel φ, und der Hauptfeldspannungsvektor {//,den Phasenwinkel A ein.

Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (λ — φ_α). also der Winkel zwischen dem Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung (Λ. die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits, ein Maß für die Polstellung des Translators ist. Das ergibt sich aus der Analogie zum rotierenden Synchronmotor. Demzufolge ist auch der Phasenwinkel λ ein Maß für die Polstellung des Translators. Aus Fig.3 ergibt sich nun, daß Phasenwinkel λ und Betrag der fiktiven Hauptfeldspannung Uh bei Kenntnis der Werte U, I. f. R und L entsprechend dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne weiteres berechnet werden können.

Im folgenden wird wieder F i g. 2 betrachtet. Die dort dargestellte Rcchenschaltung 15 führt eine Berechnung des Phasenwinkel λ gemäß dem Zeigerdiagramm in F i g. 3 durch. Der Phasenwinkel A wird anschließend zur Taktung des Wechselrichters 12 herangezogen. Bei der Berechnung des Phasenwinkels λ wird also im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung der Mcßwsrtverarbeitung das bei Fig. 3 gezeigte Referenzsystem mit den Zeigern R₁ und jlm benutzt. Dieses mit der Frequenz /umlaufende Referenzsystem wird durch einen Rcferenzsignalgebcr 16 schaltungstcchnisch realisiert. Ls handelt sich bei diesem Rcferenzsignalgcber 16 um einen Oszillator einstellbarer Frequenz /!der an seinem Ausgang ein zwciphasiges Referenzsignal r fester Amplitude abgibt. Dieses Referenzsignal r ist beispielsweise die Darstellung des Einheitsvektors /:'(vgl. I"ig. 3), der in Richtung des /riper«. R. des umlaufenden Rcfcrenzsyslcms R- jlm liegt, in ruhenden kariesischen Koordinaten; es handeil sich also in diesem Fall um ein Sinussignal und das entsprechende Cosinussignal gleicher Amplitude und Frequenz. Die Amplitude hat den normierten Wert eins.

Das zweiphasigc Referenzsignal r, das dem Einheitsvektor /fin Fi g. 3 entspricht, wird einem Phasendreher 17 zugeführt und mit dessen Hilfe um den ebenfalls vom Punkt A her eingegebenen Phasenwinkel (/>„ gedreht. Das auf diese Weise gewonnene zwciphasige Phasensignal trägt als Information den Phasenwinkel (/<„. um den die Ausgangsspannung des Wechselrichters 12 bezüglich dem Referenzsignal r des Refcrenzsignalgebers 16 gedreht erscheinen soll. Es entspricht also einem Vektor vom normierten Betrag eins und der Richtung des .Spannungsvektors II. Das Phasensignal gelangt anschließend in einen Koordinatenwandlcr 18, der die bisher zwciphasige Information in eine symmetrische dreiphasige Information umsetzt. Die drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18 sind also um 120° gegeneinander versetzt, und das eine dieser Ausgangssignale ist um den Phasenwinkel q„ gegenüber dem Sinusanteil des Referenzsignals rgedreht.

Die drei Ausgangssignale werden in die Wechselrichtersteuerung 19, die dem dreiphasigen Wechselrichter 12 zugeordnet ist. eingegeben. Als weitere Eingangsgröße wird der Wechselrichtersteuerung 19 vom Punkt Bder Spannungsbetrag \U\ zugeführt. In der Wechselrichtersteuerung 19 findet zunächst eine Betragsmultiplikation statt. Die drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18, die voraussetzungsgemäß die Amplitude 1 haben sollen, nehmen dabei den Amplitudenwert \U\ an. Die Wechselrichtersteuerung 19 vei ändert dann über die so gebildeten Steuersignale s und die daraus hergeleiteten Zündimpulse die Ausgangsspannung U des Wechselrichters 12 nach Betrag I U\ und Frequenz /und Phase <p„

Die bisherige Beschreibung und Darstellung in F i g. 2 waren von einem Umrichter 6 mit einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem Pulswechselrichter als Wechselrichter 12 ausgegangen. Abweichend davon kann der Gleichrichter 11 ebenfalls steuerbar sein. Er ist dann so ausgebildet, daß über den Steuereingang einer zugeschalteten Gleichrichtersteuerung die Gleichspannung im Gleichspannungs-Zwischenkreis verändert werden kann. In diesem Fall wird der Spannungsbetrag I U\ nicht in den Eingang der Wechselrichtersteuerung 19, sondern in den Eingang der (nicht gezeigten) Gleichrichtersteuerung gegeben. Als Wechselrichter 12 wird man in diesem Fall keinen Pulswechselrichter, sondern einen ungepulsten Stromrichter verwenden.

Abweichend von dieser Lösung kann aber auch als Umrichter 6 ein Direktumrichter verwendet werden. Das wird insbesondere dann der Fall sein, wenn eine eisenlose, supraleitende Erregerwicklung vorliegt.

Das Referenzsignal r des Referenzsignalgcbers 16 wird außer dem Phasendreher 17 auch einem Grundschwingungsanalysator 20 zugeführt. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 wird außerdem vom .Stromwandler 10 her mit den drei Statcrströmen in. κ und /'/ gespeist. Dieser Grundschwingimgsanalysator 20 be schränkt sich auf die Auswertung der Grundschwingungen der Statorströme /'«, /'s und /'/. Kr macht mit den drei Eingangsgrößen in. /_s, ;'/ praktisch das Umgekehrte wie die obenerwähnten Bauelemente Phasendreher 17, Koordinatenwandler 18 und Wechselrichlersteuerung 19 mit den Eingangsgrößen </>„ und \(l\ und kann entsprechend aufgebaut sein; er wandelt die .Statorströme in. /'s und // demnach inner /.uhiiietiuhme des Referenzsignals r in zwei Signale um. die dem Stromphascnwinkcl </, und dem Strombetrag |/| des Stroms / entsprechen. Die Ausgangsgrößen des Grundschwingungsanalysators 20 sind also Signale, die den Stromvcktor / in Fig. 1 eindeutig festlegen. Im vorliegenden Fall wird der Stromvektor /in Polarkoordinaten, also nach Betrag \l\ und Phasenwinkel c/<, in bezug auf das Referenzsystem W₁, jlni dargestellt. Prinzipiell ist auch eine Darstellung in kartesischen Koordinaten möglich.

Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, dall Betrag \(l\ und Phasenwinkel φ,, d'.'r Spannung U gleichzeitig Stellgrößen sind. Daher können diese Signale - wie bereits oben angedeutet - an geeigneter Stelle der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen werden. Besondere Meßgeber und Oberschwingungsfilter, die bei einem direkten Abgriff an; Einspeisepunkt 5 erforderlich wären, sind dann überflüssig.

Es soll noch einmal hervorgehoben werden, dall die Polstellung des Translators, charakterisiert durch den Phasenwinkel λ, aus dem Wert von Spannung (J. Strom / und Frequenz, die am Einspeisepunkt 5 des Stators herrschen, unter Berücksichtigung des ohmschen Widerstandswer.s R und der Induktivität L mittels der Rechenschaltung 15 berechnet werden kann Der Betriebszustand des synchronen Linearmotors 14 ist damit gemäß F i g. 3 in jedem Augenblick bekannt.

Der Wirkungsgrad des synchronen Linearmotors 14 hängt stark von der Höhe der Leitungsverluste I¹R entlang der Strecke ab, wobei /der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte ein Betrieb mit möglichst geringem Strom /angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Strom / und gegebenem Erregerfeld wird ein Maximum an Schubkraft erzeugt, wenn die Strombelagswelle der Statorwicklung mit der Induktionswelle des Erregersystems in Phase ist. Mit anderen Worten: Dieser Zustand, der als optimaler Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt vor, wenn der Stromvaktor /in Fig. 3 in dieselbe Richtung weist wie der Hauptfeldspannungsvektor Uh-Es muß dann also die Bedingung

gelten.

Fig.4 zeigt das Zeigerdiagramm für optimalen stationären Betrieb, das unter Beachtung der Bedingung (I) aus dem Zeigerdiagramm von Fig.3 hervorgeht.

Zusätzlich sind dort Kurven |/| = konst und ψ, = const, also für konstanten Strombetrag |/] bei veränderlichem Phasenwinkel q>, und für konstanten Stromphasenwinkel φ, bei veränderlichem Strombetrag, gestrichelt eingezeichnet.

Mit Hilfe der Information, deren Gewinnung vorstehend beschrieben wurde, läßt sich nun durch einen Regelkreis das Arbeiten im optimalen Betriebspunkt erzwingen. Ein weiterer Regelkreis regelt den Stroinbetrag |/|. Die Genauigkeit, mit der der optimale Betriebspunkt eingehalten wird, hängt dabei — was als besonderer Vorteil angesehen wird - nicht vom ohmschen Widerstandswert R des synchronen Linearmotors 14 ab. Temperaturschwankungen an der Wandcrfeldwicklung machen sich also im optimalen Betriebspunkt nicht stoicnd bemerkbar.

Nach Fig. 2 wird im Stromwinkelregelkrcis der von

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\^rt crii'iiiiclic

einen Vergleicher 21 gegeben und dort mit dem .Stromphasenwinkel </„ der vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 geliefert wird, verglichen. Die Winkeldifferenz (λ-ty,), die die Abweichung vom optimalen Betriebspunkt repräsentiert, wird einem Slromwinkelreglei 22 zugeführt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines Enlkopplers 2} verbunden ist. An den beiden Ausgängen A. B dieses Entkopplers 21 erscheinen zwei Stellgrößen. Die eine Stellgröße ist der Spannungsphasenwinkel ψ,,, die andere der Spannungsbetrag!^.

Der Stromwinkelrcgler 22 sorgt also dafür, daß bei vorgegebenem Strombetrag |/| der optimale Betriebspunkt eingehalten wird. Dieser Strombetrag |/| wird nun in einem weiteren Regelkreis geregelt, der einen Vergleicher 24 und einen Strombetragsregler 25 umfaßt. Der Vergleicher 24 erhält vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 den Istwert des Stronibetrages |/| als Eingangsgröße zugeführt. Als weitere Eingangsgröße dient ein Strombetrags-Sollwert |/)*. Die Abweichung Δ \l\ = \l\*-\l\ wird vom Ausgang des Vergleichers 24 dem Eingang des Strombetra^reglers 25 zugeführt. Dessen Ausgang wirkt auf den zweiten Eingang des Entkopplers 23 ein. Der Strombetragsregler 25 regelt den Schub des Triebfahrzeugs.

Der Strombetrags-Sollwert |/]* kann fest vorgegeben und z. B. an einem (nicht dargestellten) Potentiometer abgegriffen sein. Bevorzugt wird er jedoch einem überlagerten Frequenz- oder Geschwindigkeitsregelkreis entnommen. Dieser Frequenzregelkreis umfaßt einen Frequenzregler 26, dem ein Vergleichcr 27 voigeschaltet ist. Im Vergleicher 27 wird die Frequenz f des Wechselrichters 12, die prinzipiell an einer beliebigen geeigneten Stelle in der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen sein kann und hier am Punkt C abgegriffen ist, mit einem vorgegebenen Frequenzsollwert Γ verglichen. Dieser Frequenzsollwert Γ wird im vorliegenden Fall von einem Fahrtenrechner 28 vorgegeben, in dem ein Fahrprogramm Fgespeichert ist. In dem Fahrtenrechner 28 wird zusätzlich eine Information x(l) über die momentane Steüjng des Translators auf der Fahrstrecke zu jeder Zeit feingespeist.

Zur Erklärung der Funktion des Entkopplers 23 wird nochmals das Zeigerdiagramm in Fg.4 für den cp.imalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors 14 betrachtet. Soll in diesem Zeigerdiagramm nur der Strombetrag |/|, also die Länge des Stromvektors /, verändert werden, dann müssen sowonl der Betrag \U\ als auch der Spannungsphasenwinkel φ,,des

Spannungsvektors l/so verstellt werden, daß die Spitze c s Spannungsvcklors U der gestrichelten geraden Kurve ψ, = const, folgt. Soll dagegen in diesem Zeigerdiagramm der Stromphasenwinkcl ψ, verändert werden, so müssen sowohl .Spannungsbetrag \LI\ als auch Spannungsphasenwinkel (/„des .Spannungsvektors (/ so verstellt werden, daß sich die Spitze des .Spannungsvektors U entlang der gestrichelten gekrümmten Kurve |/| = konst. bewegt. In beiden Fällen werden also beide Größen ψ,,· IM verändert.

Um dieses Verhalten zu berücksichtigen, ist nach I i g. 2 der Entkoppler 23 mit vier Verstärkern 29;;, 29/?, 29c- und 29(/ ausgerüstet, deren Verstärkungsfaktoren über Korrcktursignale k. die von der Rcchenschallung 15 in Abhängigkeit vom jeweiligen Betriebspunkt gebildet und geliefert werden, einstellbar sind. Der l'.nikoppler 23 enthält ferner zwei Additionsglieder 30;; und 306, deren Ausgange die Stellgrößen ip„ bzw. j (/j an den Ausgangspunkten A bzw. Bliefern.

Die Anordnung der einzelnen Klemmte ist im r.ntkoppler 23 so getroffen, daß an das Additionsglied 30;; einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29a und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 296 angeschlossen ist, und daß an das Additionsglied 306 einerseits der vom /weiten Eingang her gespeiste Verstärker 29c und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29c/angeschlossen ist.

Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29;j bis 29c/ werden — wie bereits ausgeführt — von der Rechenschaltung 15 über die Korrektursignale k im Betrieb ständig nachgestellt. Sind geringere dynamische Anforderungen an die Regelung zu erfüllen, so kann auf die Nachstellung verzichtet werden. Es genügt eine einmalige Einstellung. Spielt die Regeldynamik nur eine völlig untergeordnete Rolle, so kann der Ausgang des Strombetragsregiers 25 direkt mit dem Punkt A und der Ausgang des Stromwinkelreglers 22 direkt mit dem Punkt B verbunden, der Entkoppler 23 also weggelassen werden.

Bezüglich des Stromwinkelkreises und des .Strombetragsregelkreises ist also festzuhalten, daß der .Spannungsbetrag \U\ und der Spannungsphasenwinkel tp„ so lange verstellt werden, bis die Bedingung (I), die den optimalen Betriebspunkt beschreibt, erfüllt und bis der Strombetrag |/| dem vorgegebenen Strombetrags-Sollwert |/|* entspricht.

Wie bereits erwähnt, gibt der Entkoppler 23 als Ausgangsgrößen am Ausgangspunkt A den Spannungsphasenwinkel φ,, und am Ausgangspunkt B den Spannungsbetrag \U\ ab. Diese sind die Stellgrößen für die Steuerung der Spannung LJ. Eine gleichförmig fortlaufende, z. B. zeitlich lineare Änderung des Spannungsphasenwinkels φ,, am Ausgangspunkt A ist ein Anzeichen dafür, daß am Punkt Cdas Frequenzsignal /"dem tatsächlichen Wert der Frequenz am Ausgang des Umrichters 6 nicht entspricht. In diesem Fall ist eine Korrektur des Frequenzsignals /"erforderlich. Dazu wird der Spannungsphasenwinkel φ,, in einem Vergleicher 31 fortlaufend mit einem konstanten Sollwert φ,,*, der z. B. auf Null gesetzt ist, verglichen. Die dort ermittelte Abweichung wird einem Spannungswinkelregler 32 zugeführt, der das Frequenzsignal f im Punkt C entsprechend ändert. Der Referenzsignalgeber 16 wird also an seinem Frequenzsteuereingang entsprechend beaufschlagt und die angestrebte Korrektur bewirkt. Auf diese Weise kann auch das Kippen des Linearmotors 14 bei Lastanstieg verhindert werden.

F.s wird im iolgenden der Fall betrachtet, daß das Triebfahrzeug 2 in F i g. I aus dem Streckenabschnitt t> in den nachfolgenden Streckenabschnitt c einläuft. Vor dem Übergang muß der Umrichter 6c zur Speisung des

> Streckenabschnitts c eingeschaltet werden. Der Strom /, im Streckenabschnitt c muß dabei nach Betrag und Phase fortlaufend derart gesteuert werden, daß während des Befahrens der Übergangsstelle keine unerwünschte K raft wirkung auf das Triebfahrzeug 2

,; entsteht.

Zu diesem Zweck muß sich das Wanderfeld des Streckenabschnitts 6 gleichmäßig im Streckenabschnitt c fortsetzen. Das bedeutet, daß die Stromvektoren //. unu A in beiden Streckenabschnitten 6. c nach Betrag

ι, und Phase übereinstimmen müssen. Fs muß also die Übergangsbedingung //, = /,gelten.

In F i g. 5 sind analog zu F i g. 4 Zeigerdiagramme für die durch die benaciibarieii WuiiucrrCiuwiCKiiingcn 4l/, 4c- gebildeten Linearmotoren für den Fall gezeigt, daß

.,ι sich das Triebfahrzeug 2 noch vollständig im Bereich des Streckenabschnitts Λ befindet. Ein Index 6 kennzeichnet dabei die Größen im Streckenabschnitt 6, ein Index c diejenigen im Streckenabschnitt c.

Fig. 6 zeigt einen Ausschnitt der Steuer- und

j^ Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c mit einer zusätzlichen Umschalteinrichtung für zwei Sollwerte. Die Steuer- und Regeleinrichtungen d τ anderen Streckenabschnitte sind entsprechend aufgebaut. Die Umschalteinrichtung umfaßt drei gleichzeitig betätigba-

;,, re Schalter 38c, 39c und 40c. Der Schalter 38c schaltet den einen Eingang 42c des Vergleichers 24c wahlweise auf den Ausgang des Frequenzreglers 26coder auf einen Punkt 4U-, an dem zeitlich nacheinander vom Streckenabschnitt b vom Streckenabschnitt c/her der Strombe-

_ls tragssollwert |/_Λ|* bzw. |/,/|* anliegt. Vom gleichen Eingang 42c des Vergleichers 24c kann der am Strombetragsregler 25c wirksame Strombetragssollwert |/,|* des Streckenabschritts c an die Steuer- und Regeleinrichtungen der benachbarten Streckenab-

,,, schnitte b und d weitergegeben werden. Der Eingang 42c ist über den Schalter 39c mit einem Zusatzeingang des Frequenzreglers 26c verbunden. Auf diesem V'ege kann das Signal am Eingang 42c dem Ausgang des Frequenzreglers 26c aufgedrückt werden, und zwar

_ts unabhängig von seinem Eingangssignal. Der Schalter 40cschaltet den einen Eingang 44cdes Vergleichers 21c wahlweise auf den Ausgang der (nicht gezeichneten) Rechenschaltung 15c. die den Phasenwinkel Kc abgibt, oder auf einen Punkt 43c, an den zeitlich nacheinander

v) von den Streckenabschnitten b und d her der Phasenwinkel Af, bzw. A₁/ geliefert wird. Vom Eingang 44cdes Vergleichers 21ckann auch der Phasenwinkel A₁ an die dem Vergleicher 21 centsprechenden Vergleicher der benachbarten Steuer- und Regeleinrichtungen

^ gegeben werden.

Im Streckenabschnitt c wird nach Fig. 5 zunächst noch keine Hauptfeldspannung Uh₁- induziert. Daher ist im Streckenabschnitt c der Phasenwinkel A₁ nicht definiert. Deswegen wird die Steuerung des Umrichters

ho 6c von der Steuer- und Regeleinrichtung des Umrichters 66 übernommen. Zu diesem Zweck wird der Referenzsignalgeber des Umrichters 6c phasenstarr und phasengleich mit dem Referenzsignalgeber des Umrichters 66 synchronisiert. Das ist durch die gestrichelte Line 35

hs in F i g. 1 schematisch angedeutet. Die Schalter 38c, 39c und 40c(vgI. F i g. 6) stehen in der oberen Schaltstellung (Fremdsteuerung). Dadurch werden die Sollwerte |//,|* und A₄ des Abschnitts 6 dem Strombetragsregler 25c

bzw. dem Stromwinkelregler 22t- des Abschnitts r als Sollwerte zugeführt. Die Übergangsbedingung (1) wird dadurch eingehalten.

Während das Triebfahrzeug 2 in den Streckenabschnitt ι" einläuft, steigt im zugehörigen Zeigerdiagramm (vgl. Fig. 5) die Hauptfeldspannung (Λ, von Null aus gleichmäßig an. Im gleichen Maße nimmt die Hauptfeldspannung Uhh im Zeigerdiagramm des Strekkenabschnitts b ab, da das Triebfahrzeug 2 den zugehörigen Streckenabschnitt b verläßt. Die Stellung der Schalter 28 bis 40 (vgl. F i g. 6) wird nicht geändert.

Um die Übergangsbedingung 4 = /, weiterhin aufrechtzuerhalten müssen die Spannungsvektoren Uh un J U₁ während des Befahrens der Übergangsstelle in Richtung der in F i g. 5 punktiert eingezeichneten Pfeile 33 bzw. 34 gegensinnig verstellt werden.

Wenn sicii das Triebfahrzeug 2 iti der Mitte zwischen den beiden Streckenabschnitten b und c befindet, sind die Haupifeldspannungen Uhb und Uh₁ in den beiden Zeigerdiagrammen von F i g. 5 gleich groß. Dies ist die Bedingung r.ur übergabe der Führung an die Steuer- und Regeleinrichtung des folgenden Umrichters 6c Bei Eintreten dieser Bedingung gehen die Schalter 38c, 39c und 40c in F i g. 6 gemeinsam in ihre untere Schaltstellung, während gleichzeitig die entsprechenden Schalter in der Steuer- und Regeleinrichtung der Schaltstrecke b in die obere Schaltstellung übergehen. Dadurch geht die Führung der Steuer- und Regeleinrichtung der beiden Streckenabschnitte b und c für Strombetrag und Stromphasenwinkel auf die Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts cüber (Eigensteuerung).

Wenn das Triebfahrzeug 2 den Streckenabschnitt b vollständig verlassen hat, nimmt die induzierte Hauptfeldspannung Uhb in diesem Streckenabschnitt b den Wert Null an. Der Umrichter 6b kann dann abgeschaltet werden.

Abschließend wird noch einmal F i g. 2 betrachtet. Da die dort gezeigte Schaltungsanordnung den synchronen Betrieb des Linearmotors 14 unter allen Betriebsumständen aufrecht erhält, kann aus dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 durch digitale Integration die Position des Triebfahrzeugs 2 auf der Fahrstrecke ständig ermittelt werden. Zu diesem Zweck ist ein mit dem Referenzsignal r gespeister Analog-Digital-Wandler 36 vorgesehen, der einen digitalen Integrator 37 beaufschlagt. Dieser digitale Integrator 37 kann ein Zähler, insbesondere auch ein Vor-Rückwärts-Zähler sein. Sein Ausgangssignal x(t), das die Position χ des Triebfahrzeugs 2 in Abhängigkeit von der Zeit t als Information enthält, wird als Istwert für eine Lageregelung verwendet. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal x(t) nach F i g. 2 dem Fahrtenrechner 28 als Eingangssignal zugeführt. Aus dem Ausgangssignal x(t) könnten auch weiterhin Informationen zur Zugsicherung abgeleitet werden, ebenso der richtige Zeitpunkt für das Einschalten des in Fahrtrichtung liegenden folgenden Streckenabschnitts.

F i g. 7 zeigt eine analoge Rechcnschaltung 15, mit der eine Berechnung des Phasenwinkcls λ zwischen dem Referenzsignal r einerseits und der Hauptfeldspannung Uh andererseits gemäß dem Zeigerdiagramm in Fig. 3 durchgeführt werden kann.

Nach F i g. 7 wird die Frequenz /'zunächst in einem Multiplizicrglied 45 mil dem Faktor 2-τ multipliziert und anschließend in ein weiteres Multiplizicrglicd 46 eingegeben. Hier wird die Größe 2.7 mil der von außen zugeführlcn Induktivität /. multipliziert. Die vom Miiltipli/ierglied 46 berechnete (»rolle 2,-rfl. wird zusammen mit dem von außen zugeführten Widerstandswert R in einen Koordinaienwandler 47 eingegeben. Dieser Koordinaienwandler 47 ist so aufgebaut, daß er seine beiden Eingangssignale R und 2πΓί. als s kartesische Koordinaten eines Vektors behandelt und aus ihnen die entsprechenden Polarkoordinaten formt. Er gibt an seinen beiden Ausgängen die Signale φ, und \2\ ab. \Z\ ist der Betrag und η, der Phasenwinkel dieses Vektors Z der als Impedanz zu betrachte., ist. In einem ίο Additionsglied 48 wird der Phasenwinkel ψ, zum von außen zugeführten Stromphasenwinkel ψ, addiert. In einem weiteren Multiplizierglied 49 wird die Größe \2\ mit dem Strombetrag |/| multipliziert. Aus den Ausgängen des Additionsgliedes 48 und des Multipli-

is ziergliedes 49 erhält man die Größen (p„bzv/.\l2\. Diese beiden Größen φ,, und |/Z| beschreiben in Polarkoordinaten einen (nicht gezeigten) Spannungszeiger, der in Fig.3 von der Spitze des Hauptfeldspannungsvektors Uh zur Spitze des Spannungsvektors U weisen würde.

iv Der mit der Impedanz \Z\ multiplizierte Strom |/| entspricht einem Spannungsabfall, der an der Wandcrfeldwicklung des Linearmotors auftritt. Der genannte Spannungszeiger wird in einem weiteren Koordinatenwandler 50 von Polarkoordinaten in kartesische

js Koordinaten umgesetzt.

Wie aus F i g. 3 weiter ersichtlich ist, erhält man den Hauptfeldspannungsvektor Uh dadurch, daß man vom Spannungsvektor // den genannten Spannungszeiger abzieht. Nach F i g. 7 wird diese Subtraktion durch

ίο Subtraktion der kartesischen Koordinaten beider Vektoren bewirkt. Dazu werden der Spannungsbetrag \U\ und der Spannungsphasenwinkel <p_u zunächst einem Koordinatenwandler 51 zugeführt, an dessen Ausgang der Spannungsvektor U in kartesischen Koordinaten

is erscheint. Für jede Koordinatenrichtung ist eine nachgeschaltete Subtraktionsstelle 52 bzw. 53 vorgesehen. In der Subtraktionsstelle 52 wird der eine Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers vom entsprechenden Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen. Entsprechend wird in der Subtraktionsstelle 53 der orthogonale Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers von dem orthogonalen Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen.

4s Die Ausgangssignale beider Subtraktionsstellcn 52 und 53 geben bereits den Hauptfeldspannungsvektor Ui in kartesischen Koordinaten an. Zur Umsetzung in Polarkoordinalen, also in den Betrag |ίΛ| und der Phasenwinkel A, ist ein weiterer Koordinatcnwandler 54

sn vorgesehen. Damit steht am Ausgang der Rechenschal· tung 15 der Phasenwinkel λ zur weiteren Verarbeitung durch die Steuer- und Regeleinrichtung zur Verfügung.

Die F i g. 8a und 8b zeigen in «.chematischcr bzw

ausführlicher Darstellung einen Koordinaicnwandler

ss 55. der zwei Signale V₁ und V^, die als kartcsischi Koordinaten eines Vektors V angesehen werder können, in die entsprechenden Polarkoordinalen Betrag I V\ und Phasenwinkel λ, umsetzt. Dieser Koordinaten wandler 55 kann also als Koordinatcnwandler 47

1,11 und/oder Koordinatcnwandlcr 54 in Fig. 7 cingcsctz werden.

Aus F i g. 8b geht hervor, daß das Signal V, zunächs in einem Multiplizierglied 56 mit sich selbst multiplizier wird. Entsprechend wird auch das Signal V; in einen

'•s weiteren Multiplizicrglied 57 mit sich selbst multipli ziert. Die beiden Ausgangssignale V₁ ²UmI V;¹ werden ii einem Additionsglied 58 zu einem .Summensignal (V₁ f VV) addiert. Dieses wird einem Radi/icrglicd V

zugeführt, welches daraus die Wurzel zieht Am Ausgang des Radiziergliedes 59 erscheint der Betrag | V\ = (Vi² + V?)"².

Innerhalb des Koordinatenwandlers 55 ist nach Fig.8b weiterhin ein Dividierglied 60 angeordnet Diesem werden die Signale V₁ und V₂ zugeführt An seinem Ausgang erscheint der Quotient Vi/ Vj. Dieser wird in einen Funktionsgeber 61 eingespeist, der daraus den Arcustangens bildet Das Ausgangssignal des Funktsionsgebers 61 entspricht dem Phasenwinkel ₎₀ ψ_ν = arctg (V₁ZVi). Die Größen |V| und φ_ν sind die Polarkoordinaten des Vektors V.

In den Fig.9a und 9b ist in schematischer bzw. ausführlicher Darstellung ein Koordinatenwandler 62 gezeigt, der die umgekehrte Koordinatentransformation vornimmt wie der Koordinatenwandler 55 in den Fig.8a und 8b. Er kann in Fig.7 an die Stelle des Koordinatenwandlers 50 und/oder 51 treten.

Nach Fig.9a werden dem Koordinatenwandler 62 der Betrag | V| und der Phasenwinkel φ,-eines Vektors V eingegeben. An seinen beiden Ausgängen erscheinen die Größen Vi und V₂, die den Vektor Vin kartesischen Koordinaten festlegen.

Nach Fig.9b sind im Koordinatenwandler 62 zwei Funktionsgeber 63 und 64 vorgesehen, die zum eingegebenen Phasenwinkel q>_v das entsprechende Cosinus- bzw. Sinussignal bilden. Das Cosinussignal cos gif wird in einem Multiplizierglied65 mit dem Vektorbetrag I Vj multipliziert Am Ausgang des Multipliziergliedes 65 erhält man bereits das Signal Vi als die eine kartesische Koordinate. In einem weiteren Multiplizierglied 66 wird das Sinussignal singpydes Funktionsgebers 64 mit dem Betrag | V| multipliziert An seinem Ausgang erhält man das Signal V₂ als die andere kartesische Koordinate.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprache;

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen elektrischen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor, dessen als Wanderfeldwicklung ausgebildeter Stator entlang der Trasse verlegt und dessen als Translator ausgebildeter Erreger auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist, wobei die Wanderfeldwicklung von einem in ι ο Abhängigkeit von der Polstellung des Erregers getakteten ortsfesten steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist und wobei diese Polstellung aus am Einspeisepunkt des Umrichters in die Wanderfeldwicklung abgegriffenen elektrischen Meßwerten ermittelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rechenschi hung (15) vorgesehen ist, die aus dsr Frequenz (!) \nd aus den vektoriellen, auf den Vektor eines vorgegebenen Referenzsignals (r) bezogenen Werten der Spannung (U) und des Stroms (I) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandsweit (R) und der Induktivität (L) des synchronen Lirearmotors (t4) als Maß für die Polstellung denjenigen Phasenwinkel (λ) berechnet, der zwischen dom Vektor einer fiktiven, durch die Bewegung des Krregers (3) in der Wanderfeldwicklung (4a, 4b, 4c) nduzierten Hauptfeldspannung (Uh) einerseits und dem Vektor des Referenzsignals (r) andererseits bes.eht.

2. Schaltungsa nordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechc-.ischaltung (15) als vektorielle Werte Spannungsbetrag (\ U\) und Spannungsphasenwinkel (ψυ),sowie Str mbetrag (\i\)und Stromphasenwinkel (φ,)vorgegeben sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (!) des Referenzsignalgebers (16) über einen Spannungswinkelregler (32) einstellbar ist, welchem der Spannungsphasenwinkel (ψυ) und ein vorzugsweise auf Null gesetzter Sollwert (φ_υ*^zugeführt sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis mit einem Stromwinkelregler (22) zur Regelung auf optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors (14) vorgesehen ist, der den Winkel (φ,—λ) zwischen Hauptfeldspannung (Uh)und Strom (l)zu Null regelt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Grundschwingungsanalysator (20) vorgesehen ist, der von dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für den Strom (I) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist und der ein Signal für den Strombetrag (\1\) der Stromgrundschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Stromphasenwinkel (φ,) der Stromgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Grundschwingungsanalysator vorgesehen ist, der mit dem Referenzsignal (r) und mit einem Signal für die Spannung (U) am Einspeisepunkt gespeist ist, und der ein Signal für den Spannungsbetrag (\ U\)der Spannungsgrundschwingung sowie ein Signal für <>.s den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Spannungsphasenwinkel (ψιι) der Spannungsgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkisis für den Strombetrag Ql\) mit einem Strombetragsregler (25) vorgesehen ist

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromwinkelreglers (22) mit dem ersten Eingang und der Ausgang des Strombetragsreglers (25) mi', dem zweiten Eingang eines Entkopplers (23) verbunden ist, an dessen einer Ausgangsklemme (A) ein Stellsignal für den Sp;innungsphasenwinkel (q>u)und an defsen anderen Ausgangsklemme (B) ein Stellsignal für den Sptnnungsbetrag (\ U\)auftritt

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß die Charakteristik des Entkopplers (23) von der Rechenschaltung (15) in Abhängigkeit vom Betriebszustand des Linearmotors (14) gesteuert ist

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß an den Ausgangsklemmen (A, B) des Entkopplers (211) die der Rechenschaltung (15) zugeführten Signale für den Spannungsbetrag (I L/1) und für den Spanntngsphasenwinkel (ψυ) abgegril fen sind.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daG de,· Widerstandswert (R) und/oder die Induktivität (L) des synchronen Linearn: otors (14) foi tlaufenc im Betrieb gemessen und in die Rechenschaltung (IS) eingegeben sind.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß dii; dem Referenzsignalgeber (J6) zugeführte Frequenz (!) als Istwert für einen überlagerten Frequenzregelkreis herangezogen ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Streckenabschnitt (a, b, c) der Fahrstrecke eine solche Schaltungsanordnung vorgesehen »-it, und daß jede Schaltungsanordnung Schalter (38c, tue) enthält, mit denen die Strombetrags-Sollwerte und die Stromphasenwinkel-Sollwerte der Schaltungsanordnungen jeweils benachbarter Streckenabschnitte (b, d) an den Sollwert-Eingang des dem Strombetragsregler (25c) vorgeschalteten Vergleichers (24c^ bzw. an den Sollwert-Eingang des dem Stromwinkelregler (22c) vorgeschalteten Vergleichers (21ς> schaltbar sind (F i g. 6).