DE2341761A1

DE2341761A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeugs mit einem synchronen linearmotor

Info

Publication number: DE2341761A1
Application number: DE19732341761
Authority: DE
Inventors: Joachim Dr Ing Holtz
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-08-17
Filing date: 1973-08-17
Publication date: 1975-07-03
Also published as: DE2341761C3; IT1019908B; SE7410414L; NL7410783A; FR2240841B1; BE818917A; FR2240841A1; AT336142B; CA1023019A; US3904942A; JPS5048611A; SE402252B; DE2341761B2; CH580506A5; JPS5532087B2; ATA636474A; GB1449409A

Description

Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als WanderfeIdwicklung verlegt und dessen Erreger auf dem Triebfahrzeug als mitbewegbarer Translator angeordnet ist.

Als Antriebssysteme für fahrweggebundene Triebfahrzeuge, insbesondere für Schnellbahnen und für Hochleistungsschnellbahnen im Geschwindigkeitsbereich bis zu 500 km/h, kommen vorzugsweise Linearmotoren in Betracht. Unter den einzelnen Varianten dieses Motortyps zeichnet sich der eingangs genannte synchrone Linearmotor durch einen guten Wirkungsgrad und durch eine einfache Energieübertragung aus. Ein solcher synchroner Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt ist, wird wegen der außergewöhnlichen Länge des Stators auch als synchroner Langstatormotor bezeichnet. Im folgenden soll mit dem Begriff "Linearmotor" stets ein solcher Langstatormotor gemeint sein.

Der synchrone Linearmotor besteht bekanntermaßen aus zwei Teilen, vergl. z. B. Arch. f. Elektrotechn. Bd. 55, H. 1 (19.72), Seiten 13 bis 20. Danach ist auf dem Triebfahrzeug als mitbewegter Erreger (Translator) entweder eine von Gleichstrom durchflossene Erregerwicklung, die sich über die Gesamtfahrzeugiänge erstrecken kann, oder ein Permanentmagnet angeordnet. Eine Wanderfeldwicklung (Stator) ist entlang der

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Trasse verlegt. Die Wanderfeldwicklung, die i. a. als Mehrphasenwicklung ausgebildet ist, erzeugt nach Maßgabe der eingespeisten Spannung und Frequenz ein in Längsrichtung der Trasse laufendes Wanderfeld, welches das Triebfahrzeug treibt.

Ss läßt sich nun daran denken, die gesamte Fahrstrecke in eine Anzahl von Streckenabschnitten zu unterteilen, jedem StreckenabscJhnitt eine Mehrphasenwicklung des Stators zuzuordnen und die einzelnen Statoren des so gebildeten vielteiligen synchronen Linearmotors von einer Anzahl von steuerbaren statischen Umrichtern, die entlang der Trasse verteilt angeordnet sind, mit veränderlicher Spannung und Frequenz zu speisen. Wird der Umrichter von der Synchronmaschine her getaktet, so erhält man eine Schaltungsanordnung, die bei rotierenden Synchronmaschinen unter dem Namen "Stromrichtermotor" bekannt geworden ist, vergl. z. B. Siemens-Zeitschrift 45 (1971), Heft 4, Seiten 177 bis 179.

Bei der Speisung eines synchronen Linearmotors über einen steuerbaren Umrichter sollte nun - wie bei anderen Synchronmotoren auch - folgendes beachtet werden:

a) Mögliche elektromechanische Pendelungen des Synchronmotors müssen durch eine überlagerte Regelung ausreichend gedämpft werden,

b) ein Kippen des Synchronmotors, das z. B. durch einen Lastanstieg bewirkt werden kann, muß mit Sicherheit ausgeschlossen sein, und

c) der Synchronmotor sollte möglichst im optimalen Arbeitspunkt, also bei geringen ohmschen Verlusten, betrieben werden.

Zur Einhaltung dieser Bedingungen a) bis c) ist die laufende Erfassung des Betriebszustandes des synchronen Linearmotors erforderlich. Für die Steuerung und Regelung eines Synchronmotors ist es insbesondere wichtig, die Stellung des bewegten Teils meßtechnisch zu erfassen. Bei einer rotierenden Synchron-

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maschine kann die Winkelstellung des Rotors, die auf die Polteilung bezogen und in "Grad elektrisch" gemessen wird, mittels eines Polradlagegebers festgestellt werden, der z. B. an der umlaufenden Welle befestigt ist. Bei einem synchronen Linearmotor, der z. B. bei einer Hochleistungsschnellbahn eingesetzt wird, entspricht dieser Winkelstellung eine im folgenden als "Polstellung" bezeichnete Größe. Sie gibt die Stellung des Translators innerhalb einer Polteilung des Stators an. Der Translator nimmt während des Fahrbetriebs bei konstanter Geschwindigkeit periodisch dieselbe Polstellung ein. Diese Polstellung kann zwar ebenfalls meßtechnisch festgestellt werden. Ihre Erfassung muß jedoch sehr ^"m erfolgen und ist daher mit Schwierigkeiten verbunden. Weiterhin wird die Information über die Polstellung nicht am Triebfahrzeug selbst, sondern in der unter Umständen sehr weit davon entfernten ortsfesten Station, die den Umrichter beherbergt, benötigt. Stellglied für alle Regelungen, also auch für diejenigen, die von einer Messung der Polstellung ausgehen, ist nämlich der Umrichter, der entsprechend dem Betriebszustand der Synchronmaschine gesteuert wird. Die Übertragung der Polstellung ließe sich zwar durch Funksignale zwischen dem Triebfahrzeug und der Umrichterstation bewerkstelligen, doch wäre damit ein erheblicher Aufwand verbunden. Insbesondere müßten dabei zusätzliche Maßnahmen ergriffen werden-, die die Stör- und Fehlersicherheit der Übertragung sicherstellen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe .zugrunde, die eingangs genannte Schaltungsanordnung hinsichtlich der stellungsabhängigen Taktung entsprechend dem bekannten Stromrichtermotor auszugestalten, gleichzeitig aber auch sicherzustellen, daß am Ort des Umrichters eine genaue Information über die Polstellung ohne Nachrichtenübertragung durch Funk oder andere Nachrichtenkanäle zwischen Triebfahrzeug und Umrichtersta-tion verfügbar ist.

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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Stator des synchronen Linearmotors von einem ortsfesten, steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung und Frequenz gespeist ist, daß der Umrichter in Abhängigkeit von der Polstellung des Translators getaktet ist, und daß diese Polstellung aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die am Einspeisepunkt des Umrichters in den Stator herrschen, mittels einer Rechenschaltung berechnet ist.

Für den Fall, daß als Erreger eine Erregerwicklung mit Magnetkern verwendet wird, sollte der Umrichter insbesondere aus einem steuerbaren oder ungesteuerten Gleichrichter und einem steuerbaren Wechselrichter bestehen, die über einen G-leichspannungs-Zwischenkreis miteinander verbunden sind. Die maximale Ausgangsfrequenz eines solchen Zwischenkreis-Umrichters kann dann zwischen 200 und 500 Hz liegen. Wird dagegen als Erreger eine Erregerwicklung aus supraleitendem Material verwendet, so ist es möglich, als Umrichter sowohl einen Direktumrichter als auch einen Zwischenkreis-Umrichter zu verwenden. Der Direktumrichter wird bevorzugt bei einer maximalen Ausgangsfrequenz, die unter der üblichen Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz liegt, eingesetzt. Die Umrichter sind dabei bevorzugt mit Halbleiterventilen ausgerüstet.

Bei der Berechnung kann so vorgegangen werden, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz am Einsρeisepunkt sowie aus dem Widerstandwert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen der Spannung einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung, die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht. Es kann aber auch so vorgegangen werden, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Strom

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einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung, die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.

Besonders vorteilhaft im Hinblick auf die Steuerung des Umrichters ist es, wenn die Rechenschaltung aus den Koordinatenwerten der auf ein Referenzsignal vektoriell bezogenen Spannung, aus den Koordinatenwerten des auf dasselbe Referenzsignal vektoriell bezogenen Stroms und aus der Frequenz am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Referenzsignal einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung, die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht. Diese Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß das Signal für die Polstellung auf ein vorgegebenes Referenzsignal bezogen ist, das nicht vom Betriebszustand des Linearmotors abhängig ist.

Als Koordinaten können dabei prinzipiell kartesische oderPolarkoordinaten verwendet werden. Eine bevorzugte Ausführungsform geht von Polarkoordinaten aus. Sie besteht darin, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannungsbetrag und Spannungsphasenwinkel der am Einsρeisepunkt herrschenden, auf das Referenzsignal vektoriell bezogenen Spannung, aus den Werten von Strombetrag und Stromphasenwinkel des am Einspeisepunkt herrschenden, auf dasselbe Referenzsignal vektoriell bezogenen Stroms, aus dem Wert der Frequenz und aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors den Phasenwinkel berechnet. Die Darstellung der Signale in Polarkoordinaten hat den Vorteil, daß die einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung besonders einfach aufgebaut werden können.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand von 9 Figuren näher erläutert. Gleiche Bauelemente sind dabei jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:

Figur 1 zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Antrieb eines Triebfahrzeugs in schematischer Darstellung,

Figur 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter und einer Steuer- und Regeleinrichtung in ausführlicher Darstellung,

Figur 3 ein Zeigerdiagramm für den Betrieb des Umrichters,

Figur 4 ein Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters,

Figur 5 Zeigerdiagramme für den Übergang des Triebfahrzeugs von einem Streckenabschnitt zum nächsten, .

Figur 6 eine Schaltung zum Umschalten der Führungswerte in einer Umrichterstation,

Figur 7 eine analoge Rechenschaltung zur Berechnung des Phasenwinkels zwischen Referenzsignal und Hauptfeldspannung,

Figur 8 einen Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung, und

Figur 9 einen weiteren Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung.

Figur 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug 2 enthält eine Erregerwicklung 3, die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstreckt. Sie wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem Gleichstrom ist ebenfalls möglich. Die Erregerwicklung 3 wird auch als Translator bezeichnet. Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material gewickelt sein. Es ist aber auch möglich, daß Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern ausgerüstete Erre-

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gerwicklung stattdessen verwendet werden.

Der gesamte Fahrweg ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, von denen in Figur 1 drei Streckenabschnitte a, b, c eingezeichnet sind. Jeder Streckenabschnitt ä, b, c enthält eine dreiphasige Wanderfeldwicklung, die als Stator anzusehen ist und zusammen mit der darüber bewegten Erregerwicklung 3 als synchroner Linearmotor wirkt. In Figur 1 sind ■\±e drei Wanderfeldwicklungen 4a, 4b und 4c schematisch eingezeichnet .

An die Einspeisepunkte 5b, 5c der einzelnen Wanderfeldwicklunge^ -h "h-^w. 4o ist jeweils ein ortsfester, steuerbarer statischer Umrichter 6b bzw. 6c angeschlossen. Diese Umrichter 6b, 6c werden aus einem gemeinsamen dreiphasigen Versorgungsnetz oder aber auch aus zwei getrennten dreiphasigen Versorgungsnetzen 7b, 7c gespeist. Entsprechend den vorgegebenen Steuersignalen s, bzw. s ist es möglich, Leistung aus den Versorgungsnetzen 7b, 7c mit gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage in die einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b, 4c einzuspeisen. Die Steuersignale s-, , s werden dabei in Steuer- und Regeleinrichtungen 8b, 8c erzeugt, die später anhand von Figur 2 näher beschrieben werden.

Es wurde bereits ausgeführt, dai3 in den einzelnen Streckenabschnitten die Wanderfeldwicklungen 4a, 4b, 4c jeweils den Stator eines synchronen Linearmotors bilden. Entsprechend dem Rotor einer umlaufenden Synchronmaschine trägt das Fahrzeug 2 an seiner Bodenfläche eine Reihe von Magnetpolen, die von der Erregerwicklung 3 erregt sind. Sie erzeugen in Wechselwirkung mit dem Wanderfeld auf der Strecke den zum Vortrieb erforderlichen Schub. Wenn das Triebfahrzeug "2 einen der Streckenabschnitte b, c verlassen hat, wird der zugehörige Umrichter 6b bzw. 6c abgeschaltet.

Sine lineare und eine rotierende Synchronmaschine zeigen ein weitgehend ähnliches Betriebsverhalten. Daraus ergeben sich an

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jedes Steuersignal s, , s grundsätzlich dieselben Forderungen wie bei der Uinrichterspeisung von rotierenden Synchronmaschinen. Demzufolge muß zur Beseitigung der Schwingungsneigung des synchronen Linearmotors 3, 4 und zur Vermeidung des Kippens bei Überlast die Erzeugung des Steuersignals s. , s für je-den Umrichter 6b, 6c vom jeweiligen Betriebszustand des synchronen Linearmotors abhängig gemacht wercten.Bei der rotierenden Synchronmaschine ist dazu die Messung der Polradstellung z. B. über einen mit der Welle der Synchronmaschine fest verbundenen Polradlagegeber notwendig. Würde man beim synchronen Linearmotor 3, 4 entsprechend vorgehen, so wäre es erforderlich, fortlaufend die Polstellung des z. B. mit bis zu 500 km/h bewegten Triebfahrzeugs 2 mittels einer mitgeführten Einrichtung millimetergenau zu messen. Weiterhin wäre es erforderlich, den Meßwert über insbesondere drahtlose Nachrichtenkanäle zu den ortsfesten Umrichtern 6b, 6c zu übertragen. Einem solchen Vorgehen stehen jedoch technische Probleme und bei der geforderten Betriebssicherheit auch hohe Kosten entgegen.

Daher wird auf die direkte Polstellungsmessung am Ort <äes Triebfahrzeugs 2 und auf eine anschließende Übertragung der Meßdaten durch Punk verzichtet. Stattdessen wird der Betriebszustand des Linearmotors 2, 3 jeweils aus den Werten von Spannung und Strom am Einspeisepunkt 5b, 5c berechnet.

Jede Steuer- und Regeleinrichtung 8b, 8c enthält eine (in Figur 1 nicht gezeigte) Rechenschaltung. Beispielsweise bestimmt die Rechenschaltung in der Steuer- und Regeleinrichtung 8b in jedem Zeitpunkt t die Polstellung des Translators 3. Die Berechnung erfolgt hier aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die an dem Einspeisepunkt 5b des Stators 4b herrschen. Die Werte von Spannung, Strom und Frequenz können dabei prinzipiell auf direktem Wege gemessen werden, und zwar unter Zuhilfenahme eines Spannungswandler 9b und eines Stromwandlers 10b. Der Umrichter 6b wird in Abhängigkeit vom berechneten Wert der Polstellung des Translators 3 getaktet. Entsprechendes gilt auch für die Steuer- und Regel-

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einrichtung 8c sowie für den zugeordneten Spannungswandler. yc und den zugeordneten Stromwandler 10c.

Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäi3e Schaltungsanordnung mit einem statischen Umrichter 6 und einer zugeordneten Steuer- und Regeleinrichtung. Der Umrichter 6 besteht aus einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem steuerbaren Wechselrichter 12, die über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis mit einem Glättungskondensator 13 und eingeprägter Zwischenkreisspannung miteinander verbunden sind. Der Gleichrichter 11 ist an ein dreiphasiges Versorgungsnetz 7 angeschlossen. Der Wechselrichter 12 ist als Pulswechselrichter ausgebildet. Er speist einen synchronen Linearmotor 14, dessen Einspeisepunkt 5 unmittelbar am Ausgang des Wechselrichters 12 liegt. Der synchrone Linearmotor 14 ist (abweichend von Pigur 1) im Ersatzschaltbild gezeichnet. Er besteht danach aus der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands mit dem Widerstandswert R, eines induktiven Widerstands mit der Induktivität L und einer fiktiven Gegenspannungsquelle mit der Hauptfeldspannung U-, . 3s kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor 14 handeln, 1er entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eisenloser Motor, mit einer Magnetspule mit Magnetkern als eisenbehafteter Motor oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter Motor ausgerüstet ist.

Zunächst wird in Pigur 2 die Rechenschaltung 15 betrachtet. In diese Rechenschaltung 15 werden insgesamt 7 Signale eingegeben. Zunächst einmal sind es zwei Signale, die den Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5, also direkt am Ausgang des Wechselrichters 12, beschreiben. Ein jeder beliebige Vektor ist durch seinen Betrag und einen Phasenwinkel festgelegt. Entsprechend ist der Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 durch ein Signal | U{ , das ein Maß für seinen Betrag ist, und durch sein Signal -P , das ein Maß für seinen auf ein Referenzsignal Ib-isenwinkel ist, vollständig charakterisiert..

Es i-;ei ber-::-^s ^;i: m¹ hervorgehoben, daß sie Signale -f.. und |U| für len "-paruuM.:'.-■■'J^-:tor ^TJ nic-nt, aufgrund ein-:-r 3ραί)·-ιηΏ^3ίηβε^Η

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am Ausgang des Wechselrichters 12 gebildet, sondern im Innern der Steuer- und Regeleinrichtung an den Punkten A und B abgegriffen werden. Dieses ist vorteilhaft, da die benötigten Signale ohnehin in der dargestellten Steuer- und Regeleinrichtung als Stellgrößen für den Wechselrichter 12 gebildet werden. Eine direkte Spannungsistwerterfassung am Ausgang des Wechselrichters 12 ist zwar ebenfalls möglich, bedeutet jedoch einen größeren Aufwand.

Im folgenden werden der Einfachheit halber alle Signale mit der ihnen zugeordneten Information bezeichnet. Beispielsweise wird also im folgenden das Signal [U | einfach als Spannungsbetrag und das Signal -P als Spannungsphasenwinkel bezeichnet J Weiterhin wird in die Rechenschaltung 15 die Frequenz f der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung U eingegeben. Die Frequenz f wird an einem Punkt C im Innern der Steuer- und Regelechaltung abgegriffen.

Ferner erhält die Rechenschaltung 15 zwei Signale, die den Stromvektor I am Sinspeisepunkt 5 festlegen. Es sind dies der Strombetrag |l| und der Stromphasenwinkel *p. . Diese Signale werden, wie später noch näher ausgeführt werden wird, aus einer Messung des Stroms am Einspeisepunkt 5 mittels des Stromwandlers 10 abgeleitet.

Schließlich werden in die Rechensehaltung 15 noch der ohmsche Widerstandswert R und die Induktivität L des synchronen Linearmotors 14 eingegeben. Diese Signale können entweder fest vorgegeben werden oder - was für die Berechnung genauer, aber auch aufwendiger ist - durch direkte Messung am betreffenden Streckenabschnitt ermittelt werden. Sine direkte Messung des ohmschen Widerstandswertes und/oder der Induktivität L kann angebracht sein, wenn der synchrone Linearmotor 14 im variablen Betrieb (Anfahren, Bremsen) die Wanderfeldwicklung unterschiedlich erwärmt.

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Die Rechenschaltung 15 berechnet aus den sieben eingegebenen Signalen den Phasenwinkel X der Hauptfeldspannung U^. Die Hauptfeldspannung U, , die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, ist eine fiktive, nicht direkt meßbare Größe. Um den Rechenvorgang zu verdeutlichen, wird im folgenden zunächst Figur 3 betrachtet. Darin ist das quasistationäre Betriebsverhalten des synchronen Linearmotors 14- in einem Zeigerdiagramm dargestellt. Die Darstellung enthält auch ein Referenzsystem, das durch die senkrecht aufeinander stehenden Zeiger Re und jlm gebildet wird. B. stellt eine reelle Achse und j Im eine imaginäre Achse dar. Ξ ist der Einheitsvektor in Richtung des Zeigers R . Das Zeigerdiagramm läuft mit der Frequenz f um.

In Figur 3 sind der Spannungsvektor U und der Stromvektor I am Einspeisepunkt 5 (vergl. Figur 2) gezeigt. Der Spannungsvektor U setzt sich aus der geometrischen Summe der vom Triebfahrzeug 2 in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeispannung U, und den Spannungsabfällen IR und ;jI23tfL am ohmschen bzw. induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Einheitsvektor R schließt der Spannungsvektor U den Spannungsphasenwinkel *f , der Stromvektor I den Stromphasenwinkel ^. und der Hauptfeldspannungsvektor TL den Phasenwinkel λ. ein.

Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (λ-*f ), also der Winkel zwischen dem Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung U, , die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits ein Maß für die Polstellung des Translators ist. Das ergibt sich aus der Analogie zum rotierenden Synchronmotor. Demzufolge ist auch der Phasenwinkel λ ein Maß für die Polstellung des Translators. Aus Figur 3 ergibt sich nun, daß Phasenwinkel X und Betrag der fiktiven Hauptfeldspannung IL bei Kenntnis der Werte U, I, f, R uiii L entsprechend dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne weiteres berechnet werden können.

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Im folgenden wird wieder Figur 2 betrachtet. Die dort dargestellte Rechenschaltung 15 führt eine Berechnung des Phasenwinkels Λ. gemäß dem Zeigerdiagramm in Figur 3 durch. Der Phasenwinkel Λ. wird anschließend zur Taktung des Wechselrichters 12 herangezogen. Bei der Berechnung des Phasenwinkels λ. wird also im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung der Meßwertverarbeitung das bei Figur 3 gezeigte Referenzsystem mit den Zeigern Re und jIm benutzt. Dieses mit der Frequenz f umlaufende Referenzsystem wird durch einen Referenzsignalgeber 16 schaltungstechnisch realisiert. Es handelt sich bei diesem Referenzsignalgeber 16 um einen Oszillator einstellbarer Frequenz f, der an seinem Ausgang ein zweiphasiges Referenzsignal r fester Amplitude abgibt. Dieses Referenzsignal r ist beispielsweise die Darstellung des Einheitsvektors Ξ (vergl. Figur 3), der in Richtung des Zeigers Re des umlaufenden Referenzsystems Re, j Im liegt, in ruhenden kartesischen Koordinaten; es handelt sich also in diesem Fall um ein Sinussignal und das entsprechende Oosinussignal gleicher Amplitude und Frequenz. Die Amplitude hat den normierten Wert eins.

Das zweiphasige Referenzsignal r, das dem Einheitsvektor E in Figur 3 entspricht, wird einem Phasendreher 17 zugeführt und mit dessen Hilfe um den ebenfalls vom Punkt A her eingegebenen Phasenwinkel -f gedreht. Das auf diese Weise gewonnene zweiphasige Phasensignal trägt als Information den Phasenwinkel -f_u, um den die Ausgangsspannung des Wechselrichters 12 bezüglich dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 gedreht erscheinen soll. Es entspricht also einem Vektor vom normierten Betrag eins und der Richtung des Spannungsvektors TJ. Das Phasensignal gelangt anschließend in einen Koordinatenwandler 18, der die bisher zweiphasige Information in eine symmetrische dreiphasige Information umsetzt. Die drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18 sind also um 120° gegeneinander versetzt, und das eine dieser Ausgangssignale ist um den Phasenwinkel f_u gegenüber dem Sinusanteil des Referenzsignals r

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Die drei Ausgangs signale werden in die Wechselrichtersteuerung 19, die dem dreiphasigen Wechselrichter 12 zugeordnet ist, eingegeben. Als weitere Eingangsgröße wird der Wechselrichtersteuerung 19 vom Punkt B der Spannungsbetrag J TJ) zugeführt. In der Wechselrichtersteuerung 19 findet zunächst eine Betragsmultipiikation statt. Dia drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18, die voraussetzungsgemäß die Amplitude 1 haben sollen, nehmen dabei den Amplitudenwert fu( an. Die Wechselrichtersteuerung 19 verändert dann über die so gebildeten Steuersignale s und die daraus hergeleiteten Zündimpulse die Ausgangsspannung U des Wechselrichters 12 nach Betrag U und Frequenz f und Phase *f .

Die bisherige Beschreibung und Darstellung in Figur 2 waren von einem Umrichter 6 mit einem ungesteuerten Gleichrichter 11 und einem Pulswechselrichter als Wechselrichter 12 ausgegangen. Abweichend davon kann der Gleichrichter 11 ebenfalls steuerbar sein. Sr ist dann so ausgebildet, daß über den Steuereingang einer zugeschalteten Gleichrichtersteuerung die Gleichspannung im Gleichspannungs-Zwischenkreis verändert werden kann. In diesem Fall wird der Spannungsbetrag |uj nicht in den Eingang der Wechselrichtersteuerung 19, sondern in den Eingang der (nicht gezeigten) Gleichrichtersteuerung gegeben. Als Wechselrichter 12 wird man in diesem Fall keinen Pulswechselriqhter, sondern einen ungepulsten Stromrichter verwenden. Abweichend von dieser Lösung kann aber auch als Umrichter 6 ein Direktumrichter verwendet werden. Das wird insbesondere dann der Fall sein, wenn eine eisenlose, supraleitende Erregerwicklung vorliegt.

Das Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 wird außer dem Phasendreher 17 auch einem Grundschwingungsanalysator 20 zugeführt. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 wird außerdem vom Stromwandler 10 her mit den drei Statorströmen i_R, ig und i_T gespeist. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 beschränkt sich auf die Auswertung der Grundschwingungen der Statorströme in,

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ic, und in,. Er macht mit den drei Eingangsgrößen i„, i„, im praktisch das Umgekehrte wie die oben erwähnten Bauelemente Phasendreher 17, Koordinatenwandler 18 und Wechselrichtersteuerung 19 mit den Eingangsgrößen ^ und |u| und kann entsprechend aufgebaut sein; er wandelt die Statorströme i_R, i„ und im demnach unter Zuhilfenahme des Referenzsignals r in zwei Signale um, die dem Stromphasenwinkel -f. und dem Strombetrag |l/ des Stromes I entsprechen. Die Ausgangsgrößen des Grundschwingungsanalysators 20 sind also Signale, die den Stromvektor I in Figur 3 eindeutig festlegen. Im vorliegenden Fall wird der Stromvektor I in Polarkoordinaten, also nach Betrag |ljund Phasenwinkel -f. in Bezug auf das Referenzsystem Re, jlm dargestellt. Prinzipiell ist auch eine Darstellung in kartesischen Koordinaten möglich.

Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, daß Betrag |U|und Phasenwinkel -f der Spannung U gleichzeitig Stellgrößen sind. Daher können diese Signale - wie bereits oben angedeutet - an geeigneter Stelle der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen werden. Besondere Meßgeber und Oberschwingungsfilter, die bei einem direkten Abgriff am Einspeisepunkt 5 erforderlich wären, sind dann überflüssig.

Es soll noch einmal hervorgehoben werden, daß die Polstellung des Translators, charakterisiert durch den Phasenwinkel X, aus dem Wert von Spannung U, Strom I und Frequenz, die am Einspeisepunkt 5 des Stators herrschen, unter Berücksichtigung des ohmschen Y/iderstandswertes R und der Induktivität L mittels der Rechenschaltung 15 berechnet werden kann. Der Betriebszustand des synchronen Linearmotors 14 ist damit gemäß Figur 3 in jedem Augenblick bekannt.

Der Wirkungsgrad des synchronen Linearmotors 14 hängt stark von

ρ
der Höhe der Leitungsverluste I R entlang der Strecke ab, wobei I der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte ein Betrieb mit möglichst geringem Strom I angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine

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hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Strom I wird ein Maximum an Schubkraft erzeugt, wenn die Strombelagswelle der Statorwieklung mit der Induktionswelle des Erregersystems in Phase ist. Mit anderen V/orten: Dieser Zustand, der als optimaler Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt vor, wenn der Stromvektor I in Figur 3 in dieselbe Richtung -weist wie der Hauptfeldspannunirsvektor U, . Es muß dann also die Bedingung

λ = ^₁ (1)

gelten.

Pigur 4- zeigt das Zeigerdiagramm für optimalen stationären Betrieb, das unter Beachtung der Bedingung (1) aus dem Zeigerdiagramm von Figur 3 hervorgeht. Zusätzlich sind dort Kurven |l| = konst und ^f- = const, also für konstanten Strombetrag (ij und konstanten Stromphasenwinkel f., gestrichelt eingezeichnet.

Mit Hilfe der Information, deren Gewinnung vorstehend beschrieben wurde, läßt sich nun durch einen Regelkreis das Arbeiten im optimalen Betriebspunkt erzwingen. Sin weiterer Regelkreis regelt den Strombetrag jlj. Die Genauigkeit, mit der der optimale Betriebspunkt eingehalten wird, hängt dabei was als besonderer Vorteil angesehen wird - nicht -rom ohmschen v/iderstandswert R des synchronen Linearmotors 14 ab. Temperaturschwankungen an der Wanderfeldwicklung machen sich, also im optimalen Betriebspunkt nicht störend bemerkbar.

Nach Figur 2 wird im Arbeitspunktregelkreis der von der Reehenschaltung 15 ermittelte Phasenwinkel λ. in einen Vergleicher 21 gegeben und dort mit dem Stromphasenwinkel *f., der vom Ausgang des G-runlschwingungsanalysators 20 geliefert wird, verglichen. Die Winkeldifferenz (λ --f.)» die die Abweichung vom optimalen Betriebspunkt repräsentiert, wird einem Stromwinkelregler 22 zugeführt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingan.r eines Sntkopplers 23 verbunden ist. An den beiden Aus-

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gangen A, B dieses Entkopplers 23 erscheinen zwei Stellgrößen. Die eine Stellgröi3e ist der Spannungsphasenwinkel -f , die andere der Spannungsbetrag |ü| .

Der Stromwinkelregler 22 sorgt also dafür, daß bei vorgegebenem Strombetrag fl) der optimale Betriebspunkt eingehalten wird. Dieser Strombetrag |l| wird nun in einem weiteren Regelkreis gfregelt, der einen Vergleicher 24 und einen Strombetragsregler 25 umfaßt. Der Vergleicher 24 erhält vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators 20 den Istwert des Strombetrages |l| als Eingangsgröße zugeführt. Als weitere Eingangsgröße dient ein Strombetrags-Sollwert |l|*. Die Abweichung Δ|ΐ| = |li* wird vom Ausgang des Vergleichers 24 dem Eingang des Strombetragsreglers 25 zugeführt. Dessen Ausgang wirkt auf den zweiten Eingang des Entkopplers 23 ein. Der Strombetragsregler 25 regelt den Schub des Triebfahrzeugs.

Der Strombetrags-Sollwert IH* kann fest vorgegeben und z. B. an einem (nicht dargestellten) Potentiometer abgegriffen sein. Bevorzugt wird er jedoch einem überlagerten Frequenz- oder Geschwindigkeitsregelkreis entnommen. Dieser Frequenzregelkreis umfaßt einen Frequenzregler 26, dem ein Vergleicher 27 vorgeschaltet ist. Im Vergleicher 27 wird die Frequenz f des v/echselriohters 12, die prinzipiell an einer beliebigen geeigneten Stelle in der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen sein kann und hier am Punkt 0 abgegriffen ist, mit einem vorgegebenen Frequenzsollwert f* verglichen. Dieser Frequenzsollwert f* wird im vorliegenden Fall von einem Fahrtenrechner vorgegeben, in dem ein Fahrprogramm F gespeichert ist. In dem Fahrtenrechner 28 wird zusätzlich eine Informationx( t) über die momentane Stellung des Translators auf der Fahrstrecke zu jeder Zeit t eingespeist.

Zur Erklärung der Funktion des Entkopplers 23 wird nochmals das Zeigerdiagramm in Figur 4 für den optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors 14 betrachtet. Soll in diesem Zeigerdiagramm nur der Strombetrag /ij, also die Länge

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des Stromvektors I, verändert werden, dann müssen sowohl der Betrag |u| als auch der Spannungsphasenwinkel -f des Spannungsvektors U so verstellt werden, daß die Spitze des Spannungsvektors U der gestrichelten geraden Kurve -^ = const, folgt. Soll dagegen in diesem Zeigerdiagramm der Stromphasenwinkel ^. verändert werden, so müssen sowohl Spannungsbetrag |U| al3 auch Spannungsphasenwinkel ■f des Spannungsvektors U so verstellt werden, daß sich die Spitze des Spannungsvektors U entlang der gestrichelten gekrümmten Kurve |l| = konst. bewegt. In beiden Fällen werden also beide G-rößen -f , jjjf verändert.

Um dieses Verhalten zu berücksichtigen, ist nach Figur 2 der Entkoppler 23 mit vier Verstärkern 29a, 29b, 29c und 29d ausgerüstet, deren Verstärkungsfaktoren über Korrektursignale k, die von der Rechenschaltung 15 in Abhängigkeit vom jeweiligen Betriebspunkt gebildet und geliefert werden, einstellbar sind. Der Entkoppler 23 enthält ferner zwei Additionsglieder 30a und 30b, deren Ausgänge die Stellgrößen V bzw. Juf an den Ausgangspunkten A bzw. 3 liefern.

Die Anordnung der einzelnen Elemente ist im Entkoppler 23 so getroffen, daß an das Additionsglied 30a einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29a und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29b angeschlossen ist, und daß an das Additionsglied 30b einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29c und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29d angeschlossen ist.

Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29a bis 29d werden wie bereits ausgeführt - von der Rechenschaltung 15 über die Korrektursignale k im Betrieb ständig nachgestellt. Sind geringere dynamische Anforderungen an die Regelung zu erfüllen, so kann auf die Nachstellung verzichtet werden. Es genügt eine einmalige Einstellung. Spielt die Regeldynamik nur eine vöLlig untergeordnete Rolle, so kann der Ausgang des Strombetragsreglers 25 direkt mit dem Punkt A und dem Ausgang des

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Stromwinkelreglers 23 direkt mit dem Punkt B verbunden, der Entkoppler 23 also weggelassen werden.

Bezüglich des Arbeitspunktregelkreises und des Strombetragsregelkreises ist also festzuhalten, daß der Spannungsbetrag Ju| und der S pannungs phasenwinkel Jf_n so lange verstellt werden, bis die Bedingung (1), die den optimalen Betriebspunkt beschreibt, erfüllt und bis der Strombetrag jl| dem vorgegebenen Strombetrags-Sollwert (Ij* entspricht.

Wie bereits erwähnt, gibt der Entkoppler 23 als Ausgangsgrößen am Ausgangspunkt A den S pannungs phasenwinkel -f und am Ausgangspunkt B den Spannungsbetrag |üf ab. Diese sind die Stellgrößen für die steuerung der Spannung U. Eine gleichförmig fortlaufende, z. B. zeitlich lineare Änderung des Spannung sphasenwinke Is -f am Ausgangspunkt A ist ein Anzeichen dafür, daß am Punkt C das Frequenzsignal f dem tatsächlichen Wert der Frequenz am Ausgang des Umrichters 6 nicht entspricht. In diesem Fall ist eine Korrektur des Frequenzsignals f erforderlich. Dazu wird der S pannungs phasenwinkel «P in einem Verglejcher 31 fortlaufend mit einem konstanten Sollwert -f*, der z. B. auf Full gesetzt ist, verglichen. Die dort ermittelte Abweichung wird einem Spannungswinkelregler 32 zugeführt, der das Frequenzsignal f im Punkt G entsprechend ändert. Der Referenzsignalgeber 16 wird also an seinem Frequenzsteuereingang entsprechend beaufschlagt und die angestrebte Korrektur bewirkt. Auf diese Weise kann auch das Kippen des Linearmotors 14 bei Lastanstieg verhindert werden.

Es wird im folgenden der Fall betrachtet, daß das Triebfahrzeug 2 in Figur 1 aus dem Streckenabschnitt b in den nachfolgenden Streckenabschnitt c einläuft. Vor dem Übergang muß der Umrichter 6c zur Speisung des Streckenabschnitts c eingeschaltet werden. Der Strom I im Streckenabschnitt c muß dabei nach Betrag und Phase fortlaufend derart gesteuert werden, daß während des Befahrens der Übergangsstelle keine unerwünschte Kraftwirkung auf das Triebfahrzeug 2 entsteht.

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Zu diesem Zweck muß sich das Wanderfeld des Streckenabschnitts b gleichmäßig im Streckenabschnitt c fortsetzen. Das bedeutet, daß die Stromvektoren I, und I in beiden Streckenabschnitten b, c nach Betrag und Phase übereinstimmen müssen. Ss muß also die Übergangsbedingung I, = I gelten.

In Figur 5 sind analog zu Figur -4 Zeigerdiagramme für die durch die benachbarten Wanderfeldwicklungen 4b, 4c gebildeten Linearmotoren für den Fall gezeigt, daß sich das Triebfahrzeug 2 noch vollständig im Bereich des Streckenabschnitts b befindet. 3in Index b kennzeich.net dabei die Größen im Strekkenabschnitt b, ein Index c diejenigen im Streckenabschnitt c.

Figur 6 zeigt einen Ausschnitt der Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c mit einer zusätzlichen Umschalteinrichtung für zwei Sollwerte. Die Steuer- und Regeleinrichtungen der anderen Streckenabschnitte sind entsprechend aufgebaut. Die Umschalteinrichtung umfaßt drei gleichzeitig betätigbare Schalter 38c, 39c und 40c. Der Schalter 38c schaltet den einen Eingang 42c des Vergleichers 24c wahlweise auf den Ausgang des Frequenzreglers 26c oder auf einen Punkt 41c, an dem zeitlich nacheinander vom Streckenabschnitt b und vom Streckenabschnitt d her der Strombetragssollwert fix,/* bzw. |ΐ^|* anliegt. Vom gleichen Eingang 42c des Vergleichers 24c kann der am Strombetragsregler 25c wirksame Strombetragssollwert JI I* des Streckenabschnitts c an die Steuer- und Regeleinriehtungen der benachbarten Streckenabschnitte b und d weitergegeben werden. Der Eingang 42c ist über den Schalter 39c mit einem Zusatzeingang des Frequenzreglers 26c verbunden. Auf diesem Wege kann das Signal am Eingang 42c dem Ausgang des Frequenzreglers 26c abgedrückt werden, und zwar unabhängig von seinem Eingangssignal. Der Schalter 40c schaltet den einen Eingang 44c des Vergleichers 21c wahlweise auf den Ausgang der (nicht gezeichneten) Reckeinheit 15c, die den Phasenwinkel ^■c abgibt, oder auf einen Punkt 43c-, an den zeitlich nacheinander von den Streckenabschnitten b und d her der Phasenwinkel λ bzw. λ, geliefert wird. Vom Eingang 44c des Vergleichers 21c

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kann auch der Phasenwinkel λ. an die dem Vergleicher 21c entsprechenden Vergleicher der benachbarten Steuer- und Regeleinrichtungen gegeben werden.

Im Streckenabschnitt c wird nach Figur 5 zunächst noch keine Hauptfeldspannung U, induziert. Daher ist im Streckenabschnitt c der Phasenwinkel /L nicht definiert. Deswegen wird die Steuerung des Umrichters 6c von der Steuer- und Regeleinrichtung des Umrichters 6b übernommen. Zu diesem Zweck wird der Referenzsignalgeber des Umrichters 6c phasenstarr und phasengleich mit dem Referenzsignalgeber des Umrichters 6b synchronisiert. Das ist durch die gestrichelte Linie 35 in Figur 1 schematisch angedeutet. Die Schalter 38c, 39c und 40c (vergl. Figur 6) stehen in der oberen Schaltstellung (Fremdsteuerung). Dadurch werden die Sollwerte |l.{* und JL des Abschnitts b dem Strombetragsregler 25c bzw. dem Stromwinkelregler 22c des Abschnitts c als Sollwerte zugeführt. Die Übergangsbedingung (1) wird dadurch eingehalten.

Während das Triebfahrzeug 2 in den Streckenabschnitt c einläuft, steigt im zugehörigen Zeigerdiagramm (vergl. Figur 5) die Hauptfeldspannung U, von Null aus gleichmäßig an. Im gleichen Maße nimmt die Hauptfeldspannung U^ im Zeigerdiagramm des Streckenabschnitts b ab, da das Triebfahrzeug 2 den zugehörigen Streckenabschnitt b verläßt. Die Stellung der Schalter 38 bis 40 (vergl. Figur 6) wird nicht geändert.

Um die Übergangsbedingung I, = I weiterhin aufrecht zu erhalten, müssen die Spannungsvektoren U, und U während des Befahrens der Übergangsstelle in Richtung der in Figur 5 punktiert eingezeichneten Pfeile 33 bzw. 34 gegensinnig verstellt werden.

tfenn sich das Triebfahrzeug 2 in der Mitte zwischen den beiden Streckenabschnitten b und c befindet, sind die Hauptfeldspannungen Uj₁^ und U, in den beiden Zeigerdiagrammen von Figur 5 gleich groß. Dies ist die Bedingung zur Übergabe der Führung

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an die Steuer- und Regeleinrichtung des folgenden Umrichters 6c. Bei Eintreten dieser Bedingung gehen die Schalter 38c, 39c und 4Oe in Figur b gemeinsam in ihre untere Schaltstellung, während gleichzeitig die entsprechenden Schalter in der Steuer- und Regeleinrichtung der Schaltstrecke b in die obere Schaltstellung übergehen. Dadurch geht die Führung der Steuer- und Regeleinrichtung der beiden Streckenabschnitte b und c für Strombetrag und Stromphasenwinkel auf die Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c über (Eigensteuerung).

Wenn das Triebfahrzeug 2 den Streckenabschnitt b vollständig verlassen hat, nimmt die induzierte Hauptfeldspannung U-, , in diesem Streckenabschnitt b den Wert Null an. Der Umrichter 6b kann dann abgeschaltet werden.

Abschlieiiend wird noch einmal Figur 2 betrachtet. Da die dort gezeigte Schaltungsanordnung den synchronen Betrieb des Linearmotors 14 unter allen Betriebsumständen aufrecht erhält, kann aus dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 durch digitale Integration die Position des Triebfahrzeugs 2 auf der Fahrstrecke ständig ermittelt werden. Zu diesem Zweck ist ein mit dem Referenzsignal r gespeister Analog-Digital-Wandler 36 vorgesehen, der einen digitalen Integrator 37 beaufschlagt. Dieser digitale Integrator 37 kann ein Zähler, insbesondere auch ein Vor- Rückwärts-Zähler sein. Sein Ausgangssignal x(t), das die Position χ des Triebfahrzeugs 2 in Abhängigkeit von der Zeit t als Information enthält, wird als Istwert für eine Lageregelung verwendet. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal x(t) nach Figur 2 dem Fahrtenrechner 28 als Eingangssignal zugeführt. Aus dem Ausgangs signal x(t) könnten auch weiterhin Informationen zur Zugsicherung abgeleitet werden, ebenso der richtige Zeitpunkt für das Einschalten des ir Fahrtrichtung liegenden folgenden Streckenabschnittes.

Figur 7 zeigt eine analoge Rechenschaltung 15, mit der eine Berechnung des Phasenwinkels λ zwischen dem Referenzsignal r einerseits und der Hauptfeldspannung U^ andererseits gemäß dem Zeigerdiagramm in Figur 3 durchgeführt werden kann.

5 0 9 0 2 7 / ^fj Ü sr ΐϊ - 22 -

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Hacli Figur 7 wird die Frequenz f zunächst in einem Multiplizierglied 45 mit dem Faktor 2K multipliziert und anschließend in ein weiteres Multiplizierglied 46 eingegeben. Hier wird die Größe 2/Γ mit der von außen zugeführten Induktivität L multipliziert. Die vom Multiplizierglied 46 berechnete Größe 27TfL wird zusammen mit dem von außen zugeführten Widerstandswert R in einen Koordinatenwandler 47 eingegeben. Dieser Koordinatenwandler 47 ist so aufgebaut, daß er seine beiden Eingangssignale R und 2HfL als kartesische Koordinaten eines Vektors behandelt und aus ihnen die entsprechenden Polarkoordinaten formt. Er gibt an seinen beiden Ausgängen die Signale -P und

JZj ab. fZ| ist der Betrag und -f der Phasenwinkel dieses Vektors Z, der als Impedanz zu betrachten ist. In einem Additionsglied 48 wird der Phasenwinkel-P zum von außen zugeführten Stromphasenwinkel -f. addiert. In einem weiteren Multiplizier-

F 1

glied 49 wird die Größe |z| mit dem Strombetrag |l( multipliziert. Aus den Ausgängen des Additionsgliedes 48 und des &taltipliziergliedes 49 erhält man die Größen -f. bzw. |lZ| . Diese beiden Größen -f. und |iz| beschreiben In Polarkoordinaten einen (nicht gezeigten) Spannungszeiger, der in Figur 3 von der Spitze des Hauptfeldspannungsvektors U, zur Spitze des Spannungsvektors U weisen würde. Der mit der Impedanz |Zj multiplizierte Strom |l| entspricht einem Spannungsabfall, der an der vVanderfeldwicklung des Linearmotors auftritt. Der genannte'Spannungszeiger wird in einem weiteren Koordinatenwandler 50 von Polarkoordinaten in kartesische Koordinaten umgesetzt.

Wie auf Figur 3 weiter ersichtlich ist, erhält man den Hauptfeldspannungsvektor TJ, dadurch, daß man vom Spannungsvektor TJ den genannten Spannungszeiger

abzieht. Nach Figur 7 wird diese Subtraktion durch Subtraktion der kartesischen Koordinaten beider Vektoren bewirkt. Dazu werden der Spannungsbetragfujund der Spannungsphasenwxnkel -p zunächst einem Koordinatenwandler 51 zugeführt, an dessen Ausgang der Spannungs vektor TJ in kartesischen Koordinaten erscheint. Für jede Koordinatenrichtung ist eine nachgeschaltete

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Subtraktionsstelle 52 bzw. 53 Yorgesehen. In der Subtraktionsstelle 52 wird der eino Koordinatenwert des genannten Spannun^szeigers vom entsprechenden Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen. Entsprechend wird in der Subtraktionsstelle 33 der orthogonale Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers von dem orthogonalen Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen.

Die Ausgangssignale beider Subtraktionsstellen 52 und 53 geben bereits den Hauptfeldspannungsvektor TJ, in kartesischen Koordinaten an. Zur Umsetzung in Polarkoordinaten, also in den Betrag IUj. I und den Phasenwinkel λ. » ist ein weiterer Koordinatenwandler 54 vorgesehen. Damit steht am Ausgang der Rechenschaltung 15 der Phasenwinkel λ. zur weiteren Verarbeitung durch die Steuer- und Regeleinrichtung zur Verfügung.

Die Figuren 8a und 8b zeigen in schematischer bzw. ausführlicher Darstellung einen Koordinatenwandler 55» der zwei Signale V₁ und Vp, die als kartesische Koordinaten eines Vektors V angesehen werden können, in die entsprechenden Polarkoordinaten Betrag |V| und Phasenwinkel J umsetzt. Dieser Koordinatenwandler 55 kann also als Koordinatenwandler 47 und/oder Koordinatenwandler 54 in Figur 7 eingesetzt werden.

Aus Figur 8b geht hervor, daß das Signal V^ zunächst in einem Multiplizierglied 56 mit sich selbst multipliziert wird. Entsprechend wird auch das Signal Vp in einem weiteren Multiplizierglied 57 mit sich selbst multipliziert. Die beiden Ausgangs-

2 2
signale V₁ und V₀ werden in einem Additionsglied 58 zu einem

? 2

Summensignal (V₁ + Vp ) addiert. Dieses wird einem Radizierglied 59 zugeführt, welches daraus die Wurzel zieht. Am Ausgang

p ? 1 /?

des Radiziergliedes 59 erscheint der Betrag |V| = (V₁ + Vp ) '

Innerhalb des Koordinatenwandlers 55 ist nach Figur 8b weiterhin ein Dividierglied 60 angeordnet. Diesem werden die Signale V₁ und Vp zugeführt. An seinem Ausgang erscheint der Quotient ^/V₂. Dieser wird in einen Funktionsgeber 61 eingespeist, der

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daraus den Ärcustangenz bildet. Das Ausgangssignal des Funktirmsgebers 61 entspricht dem Phasenwinkel -f = arctg (V₁ZV₉). Die Größen (V| und -f sind die Folarkoordinaten des Vektors V.

In den Figuren 9a und 9b ist in schematischer bzw. ausführlicher Darstellung ein Koordinatenwandler 62 gezeigt, die die umgekehrte Koordinatentransformation vornimmt wie der Koordinatenwandler 55 in den Figuren 8a und 8b. Er kann in Figur 7 an die Stelle des Koordinatenwandlers 50 und/oder 51 treten.

Nach Figur 9a werden dem Koordinatenwandler 62 der Betrag |VJ und der Phasenwinkel -^ eines Vektors V eingegeben. An seinen beiden Ausgängen erscheinen die Größen V, und V₉, die den Vektor '/ in kartesischen Koordinaten festlegen.

Nach Figur Qb sind im Koordinatenwandler 62 zwei Funktionsgeber 63 und 64 vorgesehen, die zum eingegebenen Phasenwinkel -p das entsprechende Cosinus- bzw. Sinussignal bilden". Das Oosinussignal cos -f wird in einem Multiplizierglied 65 mit dem. Vektorbetrag (V/ multipliziert. Am Ausgang des Multipliziergliedes erhält man bereits das Signal V₁ als die eine kartesische Koordinate. In einem weiteren Multiplizierglied'66 wird das Sinussignal sin-f des Funktionsgebers 64 mit dem Betrag |V| multipliziert. An seinem Ausgang erhält man das Signal Vp als die andere kartesische Koordinate. - '

In Figur 7 wurde dargestellt, wie mittels der Rechenschaltung 15 aus den sieben Eingangsgrößen der Phasenwinkel Λ gewonnen werden kann. Ss sei abschließend betont * daß auf entsprechende Weise durch Verwendung von Multipliziergliedern, Additionsgliedern und Koordinatenwandlern unter Verzicht auf ein Referenzsystem gemäß dem Zeigerdiagramm in Figur 3 sich auch die Phasenwinkel (^~"-f_u) und (Λ. - -f.) berechnen lassen.

9 Figuren

25 Patentansprüche

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Claims

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Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb eines, fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt und dessen Erreger auf dem Triebfahrzeug als mitbewegbarer Translator angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (4a, 4b, 4c; -) des synchronen Linearmotors (-; 14) von einem ortsfesten, steuerbaren statischen Umrichter (6b, 6c; 6) mit veränderlicher Spannung (IT) und Frequenz (f) gespeist ist, daß der Umrichter (6b, 6c; 6) in Abhängigkeit von der Polstellung des Translators (-; 3) getaktet ist, und daß diese Polstellung aus den Werten von Spannung (U), Strom (I) und Frequenz, die am Einspeisepunkt (5b, 5c; 5) des Umrichters (6b, 6c; 6) in den Stator (4a, 4b, 4c) herrschen, mittels einer Hechenschaltung (15) berechnet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 mit einer Erregerwicklung, die einen Magnetkern aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter (6) aus einem Gleichrichter (11) und einem steuerbaren Wechselrichter (12) besteht, die über einen G-leichspannungs-Zwisehenkreis mit eingeprägter Gleichspannung miteinander verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung (U), Strom (I) und Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors als Maß für die Polatellung des Translator?; denjenigen Phasenwinkel ( λ. - *f ) berechnet, der zwin3h:^vn ■» ¹T Spannung (U) einerseits und der fiktiven, nicht direkt ;flf ubaren FNuotfei !.spannung (U_n), 4ie Uirch die "-„■ wegune; 1es Tran ;li";.>rs In der ."/lnderf oldwiok .im;¹; iniuz ;.. νΐ wirl, and-.;rer:5^J.",j besteht,

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4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung (II), Strom (I) und Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität

(L) des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel (^.--f^) berechnet, der zwischen dem Strom (I) einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Haupt feld spannung (Uj₁)» die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (15) aus den Koordinatenwerten der auf ein Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Spannung (II), aus den Koordinatenwerten des auf dasselbe Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Stroms (i) und aus der Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) als Maß für die Polstellung des" Translators denjenigen Phasenwinkel (λ,) berechnet, der zwischen dem Referenzsignal (r) einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung (U, ), die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (15) aus den Werten von Spannungsbetrag ( I Uj ) und Spannungsphasenwinkel ( *f ) der am Einspeisepunkt (5) herrschenden, auf das Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Spannung (U), aus den Werten von Strombetrag ( |If ) und Stromphasenwinkel ( -f-) des am Einspeisepunkt (5) herrschenden, auf dasselbe Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Stroms (I), aus dem Wert der Frequenz (f) und aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (H) den Phasenwinkel (X) berechnet.

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7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzsignalgeber (16), der ein Referenzsignal (r) vorgegebener Frequenz abgibt, an dem Referenzeingang eines Grundschwin^ungsanalysators (20) angeschlossen ist, der wiederum von einem Stromwandler (1.0) mit einem Signal für den Strom (I) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist und der ein Signal für den Strombetrag (fl|) der Stromgrundschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Stromphaaenwinkel (*f .) der Stromgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalgeber (16) als Referenzsignal (r) ein Sinussignal und ein Oosinussignal gleicher Frequenz und Amplitude abgibt.

"■>,. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (f) des Referenzsignal- . gebers (16) einstellbar - ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalgeber (16) an den Referenzeingang eines weiteren Grundschwindungsanalysators angeschlossen ist, der wiederum von einem Spannungswandler mit einem Signal für die Spannung (TJ) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist, und der ein Signal für,den Spannungsbetrag ( ju/. ) der Spannung s gr und s c hwingung sowie ein Signal für den auf. das Referenzsignal (r) bezogenen Spannungsphasenwinkel ( -f ) der Spannungsgrundschwingung an die Reehenschaltung (15) abgibt.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis für den Strombetrag ( 11 { ) vorgesehen ist,.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das vom Grundschwingungsanalysator (20) abgegebene

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2 3 U ! 7 B 1

Signal für den Strombetrag ( (ij) und ein Strombetrags-Sollwert ( |lf*) einem Vergleicher (24) zugeführt sind, dem ein Strombetragsregler (25) nachgeschaltet ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß dem Regelkreis für den Strombetrag (|l() ein Frequenzregelkreis überlagert ist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis zur Regelung auf optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors (14) vorgesehen ist, der den Winkel (-f. -A-) zwischen Hauptfeldspannung (U, ) und Strom (I) zu Null regelt.

15· Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Rechenschaltung (15) abgegebene Signal für den Phasenwinkel (A) und das von dem Grundschwingungsanalysator (20) abgegebene Signal für den Stromphasenwinkel (-f.) einem Vergleicher (21) zugeführt wird, dem ein Stromwinkelregler (22) nachgeschaltet ist.

1b. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 14 und Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromwinkelreglers (22) mit dem ersten Eingang und der Ausgang des Strombetragsreglcrs (?3) mit dem zweiten Eingang eines Entkopplers (23) verbunden sind, an dessen einer Ausgangsklemme (A) ein Steilsignal für den Spannungsphasenwinkel (~P_U) ⁿⁿ& an dessen anderer Ausgangsklemme (B) ein Stellsignal für den Spannungsbeirag (fU|) auftritt.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1'.', dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristik des Ent\rpplers (23) von der Rechenschaltung (15) in Abhängigkeil vom Betriebszustand des Linearmotors (14) gesteuert lsi.

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18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Entkoppler vier Verstärker (29a ' b Lr; 2 ji,) mit eind teil barem Verstärkungsfaktor und zwei AH L Lionagiieder (30a, 30b) enthält.

·. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal für den Spannungsbetrag (Ju|) und das Signal für den Spannungsphasenwinkel (^f₁ ), die der Rechenschaltung (15) zugeführt sind, an den Ausgangsklemmen (A, B) des Entkopplers (23) abgegriffen sind.

20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß an den Frequenzsteuereingang des Referenzsignalgebers (16) ein Spannungswinkelregler (32) angeschlossen ist, welchem der Spannungsphasenwinkel (\ ) und ein vorzugsweise auf Null gesetzter Sollwert (■f*) zugeführt sind.

21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert (R) und/oder die Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) fortlaufend im Betrieb gemessen und in die Rechenschaltung (15) gegeben sind.

22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (r) des Referenzsignalgebers (16) zur Bestimmung der Geschwindigkeit (v) des Fahrzeugs (2) herangezogen ist.

25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (r) des Referenzsignalgebers (16) über einen Analog-Digital-Wandler (36) und einen nachgeschalteten digitalen Integrator (37) zur Bestimmung der Position des Fahrzeugs (2) herangezogen ist.

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24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgan ssignal (x(t)) des Integrators (37) als Istwert für eine übergeordnete Positionsregelung einem Fahrtenregler (28) zugeführt ist.

⁹5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Streckenabschnitt (a, b, c) der Fahrstrecke eine solche Schaltungsanordnung vorgesehen ist, und daß jade Schaltungsanordnung Schalter (38c, 4Oc) enthält, mit denen die Strombetrags-Sollwerte und die Stromphasenwinkel-Sollwerte der Schaltungsanordnungen beider benachbarter Streckenabschnitte (b, d) an den Sollwert-Eingang des dem Strombetragsregler (25c) vorgeschalteten Vergleichers (24c) bzw. an den Sollwert-Eingang des dem Stromwinkelregler (22c) vorgeschalteten Vergleichers (21c) schaltbar sind (Figur 6).

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