DE3708261A1 - Einrichtung zum steuern eines dreiphasen-wechselrichters zur versorgung des wechselstrommotors einer aufzugsanlage - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, der den Wechselstrommotor einer Aufzugsanlage versorgt und dessen Leistungsstufe mit Halbleiterschaltern verwirklicht ist. Zu der Einrichtung gehört eine an sich bekannte Steuerelektronikeinheit zum Erzeugen einer Bezugsgeschwindigkeit und ein Drehzahlmeßgenerator zum Erzeugen einer Istgeschwindigkeit, ferner Spannungsmeßglieder zum Messen der Phasenspannungen am Wechselrichterausgang, an sich bekannte Impulsbreitenmodulatoren und Treiberstufen zum Antreiben der Halbleiterschalter der Leistungsstufe des Wechselrichters unter Verwendung von Steuersignalen, die von den Impulsbreitenmodulatoren erhalten werden.

Ein frequenzgesteuerter Wechselstrommotor stellt z. B. für die Antriebsmotoren von Aufzugsanlagen die fortschrittlichste Technik dar. Bei einer Steuerung der Frequenz ist für alle Motorgeschwindigkeiten der Wirkungsgrad hoch, und der Netzstromfaktor ist nahezu 1. Die Frequenzsteuerung ist für Aufzüge mit und ohne Übertragungsgetriebe und für beliebige Geschwindigkeiten anwendbar. Außerdem kann ein einfacher Kurzschlußmotor benutzt werden, der zu günstigen Preisen zu haben ist. Bei Anwendung in einem Aufzug ist ein Wechselrichter, der mit Transistoren bestückt ist, für die Frequenzsteuerung am besten geeignet, da mit Transistoren unter den gegenwärtig zur Verfügung stehenden Bauelementen der Leistungselektronik die höchste Schaltfrequenz erreicht wird. Es sind auch GTO-Thyristoren (Vollsteuer-Gatt-Thyristoren) denkbar, da bei ihnen die Schaltzeiten etwa von gleicher Länge sind. Wegen der Schaltsicherungen ist in diesem Fall jedoch der Hauptstromschaltkreis komplizierter als bei Transistoren.

Die Erfahrung hat gezeigt, daß eine gute Strategie zur Steuerung eines Kurzschlußmotors darin besteht, den Magnetfluß konstant zu halten. Im allgemeinen geht mit dem Magnetfluß ein langsames Ansprechen einher. Wenn sich der Magnetfluß ändert, wird eine Zeitkonstante in das System eingeführt. Ein Stabilisieren des Magnetflusses kann dadurch erzielt werden, daß der Magnetfluß des Stators, Rotors oder Luftspaltes gleichbleibend gehalten wird. Am vorteilhaftesten ist es, den Magnetfluß des Stators konstant zu halten, da in diesem Fall die Gefahr am geringsten ist, daß Bauelemente des Magnetschaltkreises des Motors gesättigt werden.

In der heutigen Wechselrichtertechnik wird mit Stromrückkopplung gearbeitet, um den Kurvenverlauf zu verbessern, in welchem die vom Wechselrichterausgang erhaltenen Phasenströme gemessen werden. Ein negatives Merkmal der Stromrückkopplung besteht in dem langsamen Ansprechen, was darauf zurückzuführen ist, daß bei der Stromrückkopplung die Induktivitäten des Motors Zeitkonstanten einführen. Die Steuerschleife ist im allgemeinen um so langsamer, je größer die Anzahl der Zeitkonstanten ist. Außerdem sind Strommeßglieder teuer, weil sie auch Gleichstrom messen können müssen.

Wenn im Wechselrichter eine Impulsbreitenmodulation mit Hilfe einer Vergleichsschaltung als sinusförmiger oder dreieckiger Spannungsvergleich ohne Rückkopplung durchgeführt wird, ist der vom Wechselrichter dem Motor zugeleitete Strom nicht ausreichend sinusförmig beispielsweise bei Anwendung in einer Aufzugsanlage, weil in dem gleichgerichteten Zwischenspannungsschaltkreis, aus dem die den Motor speisende dreiphasige Wechselspannung durch Gleichrichten mit dem Wechselrichter erhalten wird, die Spannung nicht konstant ist, und weil der Halbleiterschalter seiner Treiberstufe nicht ohne Verzögerung folgt. Ein dritter Faktor, der Fehler einführt, besteht in der durch die Restspannung am Leistungselektronikbauelement verursachte Differenzspannung im Vergleich zu der Spannung, die bei der anderen Stromrichtung auftritt, wenn die dem Halbleiterschalter parallelgeschaltete Diode leitend ist. In der Praxis führen diese Fehler zum Schwingen des Motors, wodurch beispielsweise bei einem Aufzug die Leistung beeinträchtigt wird und Unannehmlichkeiten für die Benutzer entstehen.

Mit Hilfe der Erfindung können die genannten Nachteile vermieden werden. Die Einrichtung gemäß der Erfindung zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, der den Wechselstrommotor eines Aufzugs versorgt, ist gekennzeichnet durch einen Geschwindigkeitsregler, der die Frequenz des Rotorstroms und die Frequenz der Bezugsspannung anhand des Istwertes und des Bezugswertes für die Geschwindigkeit bildet, einen Kurvenscharrechner, der die Amplitude der Bezugsspannungen anhand der Rotorstromfrequenz und der Bezugsspannungsfrequenz bildet, einen Dreiphasenoszillator, der die Bezugsspannungen anhand der Bezugsspannungsfrequenz und Amplitude bildet, sowie Spannungsregler, die die Steuerspannungen für die Impulsbreitenmodulatoren anhand der Bezugsspannungen und der Istwertspannungen vom Wechselrichterausgang bilden.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß der Geschwindigkeitsregler eine Differenziereinheit, die die Differenz aus dem Istwert und einem Bezugswert der Geschwindigkeit bildet, eine P(Proportional)-Steuereinheit und eine I(Integrier)-Steuereinheit zum Steuern der Differenz zwischen dem Istgeschwindigkeits- und Bezugsgeschwindigkeitswert, eine Summiereinheit, die die Ausgangssignale der P- und I-Steuereinheiten mit dem Bezugsgeschwindigkeitswert kombiniert, um die Rotorstromfrequenz zu bilden, und eine Summiereinheit aufweist, die die Frequenz der Bezugsspannungen anhand der Rotorstromfrequenz und des Bezugsgeschwindigkeitswertes bildet.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich auch dadurch aus, daß der Kurvenscharrechner zum Bilden der Amplitude der Bezugsspannungen mit Hilfe einer Kurvenschar des konstanten Flusses, die den Motor wiedergibt, mit Ausnahme niedriger Frequenzen der Wechselrichterbezugsspannungen, eine Summiereinheit aufweist, die eine Korrekturkomponente proportional zur Rotorstromfrequenz mit der Frequenz der Bezugsspannungen kombiniert, sowie einen Absolutwertverstärker, der den absoluten Wert der Amplitude für den Fall negativer Bezugsspannungsfrequenzen bildet, und auch eine Steuereinheit, die die Korrekturkomponente in Abhängigkeit von der Rotorstromfrequenz steuert, um den nichtlinearen Teil bei den niedrigen Frequenzen an einen horizontalen Teil anzunähern, eine Summiereinheit, die den horizontalen Teil in Annäherung an das Minimum der Kurve bei positiven Bezugsspannungsfrequenzen bildet, eine Summiereinheit, die den Mindestwert der Basiskurve zu dem von der Summiereinheit bei negativen Bezugsspannungsfrequenzen erhaltenen Amplitudenwert addiert, eine Steuereinheit, die die Korrekturkomponente in Abhängigkeit von der Rotorstromfrequenz steuert, und auch eine Steuereinheit, die den Mindestwert der Basiskurve steuert, sowie zum Bilden der Amplitude in verschiedenen Teilen der Kurve Dioden und eine Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich auch dadurch aus, daß der Dreiphasenoszillator eine Absolutwerteinheit aufweist, die den absoluten Wert der Frequenz der Bezugsspannungen bildet, einen spannungsgesteuerten Oszillator, der eine Rechteckwelle erzeugt, deren Frequenz zur Frequenz der Bezugsspannungen proportional ist, Speicherschaltungen, die den Kurvenverlauf jeder Bezugsspannung speichern, D/A-Umsetzer, die die in digitaler Form vorliegenden Bezugsspannungen in analoge Spannungen umsetzen, einen Aufwärts/Abwärts-Zähler, der die Adresse der Speicherschaltungen bildet, sowie eine Vergleichsschaltung, die das Vorzeichen der Frequenz der Bezugsspannungen und damit die Drehrichtung des Motors feststellt.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich auch dadurch aus, daß jeder Spannungsregler einen Schaltkreis zum Bilden der Istwertspannung, der die Istwertspannung anhand der am Wechselrichterausgang gemessenen Spannung bildet, sowie einen Schaltkreis zum Bilden der Istwertspannung aufweist, der die Steuerspannung des Impulsbreitenmodulators anhand der Istwertspannung und der Bezugsspannung bildet.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeichnet sich auch dadurch aus, daß der Schaltkreis zum Bilden der Istwertspannung hauptsächlich durch eine Summiereinheit, die die positiven und negativen Spannungen einer pulsierenden Gleichspannung kombiniert, die aus der Dreiphasenspannung einer Ganzwellengleichrichtung unterzogen wurde, und durch eine Summiereinheit verwirklicht ist, die die am Wechselrichterausgang gemessene Spannung mit der in der beschriebenen Weise erhaltenen Wechselspannung kombiniert.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich auch dadurch aus, daß der Schaltkreis zum Bilden der Steuerspannung hauptsächlich durch eine Differenziereinheit, die die Istwertspannung und die Bezugsspannung vergleicht, einen die Differenz integrierenden Verstärker sowie eine Summiereinheit verwirklicht ist, die es ermöglicht, die erhaltene Differenz dem Bezugswert zu überlagern, um eine Steuerspannung zu liefern, die den momentanen Zustand des Wechselstrommotors berücksichtigt.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung ist auch dadurch gekennzeichnet, daß jede Treiberstufe eine Verzögerungsschaltung zur Berücksichtigung der Schaltverzögerung des Halbleiterschalters und eine mit einem Optoisolator versehene Treiberschaltung für den Halbleiterschalter aufweist.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich ferner dadurch aus, daß der Wechselrichter ein Transistor-Inverter ist, in welchem die gesteuerten Halbleiterschalter in der Leistungsstufe Transistoren sind.

Ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Einrichtung zeichnet sich auch dadurch aus, daß der Wechselrichter ein GTO-Thyristor-Inverter ist, in welchem die gesteuerten Halbleiterschalter in der Leistungsstufe GTO-Thyristoren sind.

Wegen der I-Steuereinheit ist der Geschwindigkeitsregler schnell. Das ist für die Anwendung in Aufzügen unerläßlich, weil kein Geschwindigkeitsfehler hingenommen werden kann. Mit dem Kurvenscharrechner werden die Kurven des konstanten Statorflusses bei gegebenem Statorfluß annähernd verwirklicht; aber die Genauigkeit ist zum Antrieb des Aufzugs angemessen. Ferner ist die Aufgabe des Abstimmens des Kurvenscharrechners gemäß der Erfindung leichter als die entsprechende Aufgabe bei einem Rechner, der die gegebenen Kurven exakt verwirklicht. Statt des Dreiphasenoszillators kann für den Prozeß des Bildens der Bezugsspannung auch beispielsweise Servotechnologie angewandt werden. Allerdings lassen sich mit Hilfe des Oszillators Bauelemente des Motorantriebs leichter prüfen und nachforschen.

Da für die Steuerung des Wechselrichters Spannungsregler statt Stromregler benutzt werden, ist die Steuerung schneller, weil Spannungsregler von durch Induktionserscheinungen verursachter Verzögerung frei sind. Ferner ist die Verwendung teuerer Bauelemente zum Messen des Stroms im Ausgang des Wechselrichters vermieden. Die Isolierung der Leistungsstufe des Wechselrichters mit Hilfe eines Optoisolators sorgt wirksam dafür, daß keine Störung vom Hauptstrompfad in die Steuerschaltungen gelangen kann.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 einen Antrieb einer Aufzugsanlage mit einem Wechselstrommotor, der von einem Frequenzwandler versorgt wird;

Fig. 2 einen Geschwindigkeitsregler gemäß der Erfindung;

Fig. 3a-3c den Betrieb und Aufbau eines Kurvenscharrechners gemäß der Erfindung;

Fig. 4 einen Dreiphasenoszillator gemäß der Erfindung;

Fig. 5a und 5b Aufbau und Betrieb eines Spannungsreglers gemäß der Erfindung;

Fig. 6 eine Treiberstufe für einen Halbleiterschalter gemäß der Erfindung.

Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung wird nachfolgend unter Hinweis auf einen in Fig. 1 gezeigten Aufzugsantrieb erläutert, bei dem ein Wechselstrommotor 10 von einem Frequenzwandler versorgt wird. Die einer Leistungsstufe 8 des Frequenzwandlers zugeführte Dreiphasenspannung, deren Phasenspannungen mit UR, US und UT bezeichnet sind, wird von einem beispielsweise Dioden aufweisenden Gleichrichter 16 zu einer Gleichspannung für einen Zwischenspannungsschaltkreis gleichgerichtet. Die Gleichspannung des Zwischenspannungsschaltkreises wird mit Hilfe eines Kondensators C 1 gefiltert. Die Gleichspannung des Zwischenspannungsschaltkreises wird in einer Leistungsstufe 17, die Transistoren T 1 bis T 6 und Dioden D 1 bis D 6 aufweist, zu einer Wechselspannung gleichgerichtet, die an den Wechselstrommotor 10 angelegt wird und deren Phasenspannungen mit UA, UB und UC bezeichnet sind. Bei den Dioden D 1 bis D 6 handelt es sich um Nulldioden, welche die Strompfade für induktive Ströme bilden.

Der Wechselstrommotor 10 treibt über eine Welle 12 eine Antriebsscheibe 13, um ein Gegengewicht 14 und einen Fahrkorb 15 mit Hilfe von Seilen zu bewegen. Für die rückgeführte Energie ist hier ein Bremswiderstand R 1 und ein Bremstransistor T 7 vorgesehen. Die Steuerung des Bremstransistors T 7 wird in diesem Zusammenhang nicht näher erläutert, da es sich hierbei um eine unabhängige Einheit handelt, die in Betrieb gesetzt wird, wenn die Gleichspannung des Zwischenspannungsschaltkreises eine im voraus eingestellte Grenze übersteigt.

Die Leistungsstufe 17 des Wechselrichters wird mittels der Einrichtung gemäß der Erfindung gesteuert. Hierzu gehört als Einheit eine Steuerelektronik 1, ferner ein Drehzahlmeßgenerator 11, Impulsbreitenmodulatoren 6 a bis 6 c, Spannungsmeßglieder 9 a bis 9 c, ein Geschwindigkeitsregler 2, ein Kurvenscharrechner 3, ein Dreiphasenoszillator 4, Spannungsregler 5 a bis 5 c und Treiberstufen 7 a bis 7 f für die Halbleiterschalter der Leistungsstufe 17 des Wechselrichters. An den Eingängen des Geschwindigkeitsreglers 2 liegt der Istgeschwindigkeitswert v der Umdrehungsgeschwindigkeit des Motors sowie der von der Steuerelektronik 1 erhaltene Bezugsgeschwindigkeitswert v* an. Die Arbeitsweise der Steuerelektronik 1 bei der Bildung des Bezugswertes für die Geschwindigkeit ist dem Fachmann geläufig. Die Ausgangswerte, die der Geschwindigkeitsregler 2 liefert, sind einmal die Frequenz fs der Bezugsspannungen und die Frequenz fr des Rotorstroms. Die Bezugsspannungsfrequenz fs und die Rotorstromfrequenz fr gehen als Eingangswerte in den Kurvenscharrechner 3 ein, der die Amplitude As der Bezugsspannungen bildet.

Die Bezugsspannungsfrequenz fs wird ebenso wie die Amplitude As an den Dreiphasenoszillator 4 angelegt, der die Bezugsspannungen Va*, Vb* und Vc* für die drei Phasen bildet. Aus den Bezugsspannungen Va*, Vb* und Vc* und den als Rückkopplungsgrößen von Spannungsmeßgliedern 9 a, 9 b und 9 c gemessenen Spannungen Va, Vb und Vc werden in den Spannungsreglern 5 a, 5 b und 5 c die Steuerspannungen Va′, Vb′ und Vc′ für die Impulsbreitenmodulatoren 6 a, 6 b und 6 c erhalten.

Die Impulsbreitenmodulatoren 6 a, 6 b und 6 c liefern nicht nur Steuersignale A 1, B 1 und C 1 zur Eingabe in die Treiberstufen 7 a, 7 c und 7 e für die Transistoren, die mit Optoisolatoren und unabhängigen Stromquellen versehen sind, sondern auch Steuersignale A 2, B 2 und C 2 für die Treiberstufen 7 b, 7 d und 7 f des jeweils zweiten Transistors in jeder Transistorphase, wobei diese Signale zu den Steuersignalen A 1, B 1 und C 1 komplementär sind. Beispielsweise wird das Steuersignal A 2 als Komplementärsignal zum Steuersignal A 1 beispielsweise mit Hilfe einer Vergleichsschaltung erhalten. Mit der Auslegung der Impulsbreitenmodulatoren 6 a bis 6 c ist der Fachmann vertraut, und deren Arbeitsweise wird nicht weiter im einzelnen beschrieben. Die Treiberstufen 7 a bis 7 f treiben die Transistoren T 1 bis T 6 der Leistungsstufe 17 des Wechselrichters.

Die erfindungsgemäße Einrichtung wird nachfolgend mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 2 zeigt die wichtigsten kennzeichnenden Merkmale des Geschwindigkeitsreglers 2. Der Unterschied zwischen dem Bezugsgeschwindigkeitswert v* und dem Istgeschwindigkeitswert v wird in einer Differenziereinheit 18 errechnet. Das Differenzsignal wird an die Eingänge einer P(Proportional)-Steuereinheit 19 und einer I(Integrier)-Steuereinheit 20 angelegt. Vor der Eingabe in die I-Steuereinheit 20 wird die Höhe des Differenzsignals mittels eines Potentiometers TM 1 auf das richtige Niveau eingestellt. Ein elektronischer Schalter S 1 ist nötig, um die I-Steuereinheit 20 auf den Ausgangswert einzustellen, wenn der Aufzug sich zu bewegen beginnt. Das Ausgangssignal der P-Steuereinheit 19 wird mittels eines Potentiometers TM 2 eingestellt. Die von der I- und P-Steuereinheit gelieferten Werte werden mit dem Bezugsgeschwindigkeitswert v* in einer Summiereinheit 21 kombiniert, welche aus der Summe dieser Ausdrücke die Rotorstromfrequenz fr bildet. Da allgemein gilt, daß die Frequenz der Statorspannung durch Kombinieren des Produktes der Motordrehzahl und der Anzahl der Polpaare mit der Frequenz des Rotorstroms erhalten wird, erhält man durch Kombinieren des Istgeschwindigkeitswertes v mit der Rotorstromfrequenz fr in einer Summiereinheit 22 die Frequenz fs der Bezugsspannungen.

Das Verfahren gemäß der Erfindung zum Bilden der Amplitude As der Bezugsspannungen für den Wechselrichter soll unter Hinweis auf die in Fig. 3a gezeigte Kurvenschar für konstanten Fluß bei einem Kurzschlußmotor näher erläutert werden. Die Kurvenschar gemäß Fig. 3a gibt die Amplitude As der Statorspannung des Motors wieder, d. h. die Amplitude As der Bezugsspannungen des Wechselrichters als Funktion der Frequenz fs der Statorspannung des Motors, d. h. der Bezugsspannungen des Wechselrichters bei verschiedenen Rotorstromfrequenzen fr 0 bis fr 4, wenn der Magnetfluß des Stators gleichbleibend ist. Wenn die Rotorstromfrequenz fr den Wert null hat, wird die Basiskurve fr 0 erhalten, deren Minimum der Mindestwert der Amplitude der Steuerspannungen ist. Die im wesentlichen U-förmigen Kurven der Kurvenschar bestehen aus linearen Teilen, die von den hohen positiven und negativen Bezugsspannungsfrequenzen gebildet werden, sowie aus nichtlinearen Teilen, die sich auf niedrige positive und negative Frequenzen fs beziehen.

Der Kurvenscharrechner gemäß der Erfindung berechnet die Amplitude As der Bezugsspannungen des Wechselrichters unter Anwendung der linearen Näherung der konstanten Kurvenschar gemäß Fig. 3b. In Fig. 3b ist die Kurve 0 die Näherung der Basiskurve fr 0 aus Fig. 1. Das Minimum der Kurve 0 ist K 0. Diese Amplitude As gilt, wenn die Rotorstromfrequenz fr den Wert null hat. Wenn die horizontale Achse interpretiert wird, so daß negative Frequenzen fs der Bezugsspannungen der anderen Drehrichtung entsprechen, dann muß der absolute Wert der Geraden benutzt werden, damit die Spannung auch bei negativen Bezugsspannungsfrequenzen fs korrekt ist. Wenn zu der Kurve 0 eine Korrekturkomponente K 1 hinzu addiert wird, die zur Rotorstromfrequenz fr proportional ist, und wenn davon der absolute Wert genommen wird, dann wird mit Ausnahme von niedrigen Bezugsspannungsfrequenzen fs der angenäherte Wert für die Kurvenschar gemäß Fig. 1 erhalten.

Bei niedrigen Bezugsspannungsfrequenzen fs ist die Bodenhöhe der Kurven proportional zur Rotorstromfrequenz fr, erhöht um den Mindestwert K 0 der Basiskurve. Die gesamte Annäherungskurve i wird durch Kombinieren der Kurve der Bezugsspannungsfrequenzen fs mit einem hohen absoluten Wert mit der Kurve niedriger Bezugsspannungsfrequenzen fs erhalten.

Fig. 3a zeigt einen Kurvenscharrechner, der die lineare Näherung der Kurvenschar für den konstanten Fluß gemäß Fig. 3b durchführt. Die Eingabewerte sind die Frequenzen fs der Statorspannungen des Motors, d. h. der Bezugsspannungen des Wechselrichters und die Rotorstromfrequenz fr. Bei Bezugsspannungsfrequenzen fs mit einem hohen absoluten Wert wird die Amplitude As der Bezugsspannungen durch Kombinieren der Bezugsspannungsfrequenzen fs mit der von der Rotorstromfrequenz fr abgeleiteten Korrekturkomponente K 1 erhalten, wobei eine Regelung mittels eines Trimmers TM 3 in einer Summiereinheit 23 möglich ist. Die resultierende Amplitude der Bezugsspannungen wird bei positiven Bezugsspannungsfrequenzen fs an eine Diode D 7 und eine Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 angelegt, deren Ausgang die Amplitude As liefert. Die Amplitude As wird anschließend an den Dreiphasenoszillator 4 weitergegeben, wo die Wechselrichterbezugsspannungen gebildet werden können. Die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 besteht aus einem Verstärker 28, einer Diode D 11 und einem Widerstand R 2. Bei negativen Bezugsspannungsfrequenzen fs wird die Amplitude zunächst in einen Absolutwertverstärker 24 eingegeben, in welchem die negative Amplitude positiv wird, und anschließend über eine Diode D 8 in die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27.

Bei niedrigen Bezugsspannungsfrequenzen fs wird die Amplitude As der Bezugsspannungen dadurch gebildet, daß eine Korrekturkomponente K 2, die von der Rotorstromfrequenz fr gebildet ist, zunächst einer Summiereinheit 25 zugeleitet wird, um die Korrekturkomponente K 2 mit dem Mindestwert K 0 der Basiskurve zu kombinieren. Bei positiven Werten der Rotorstromfrequenzen fr wird vom Verstärker eine Amplitude geliefert, die aus der Summe der Korrekturkomponente K 2 und dem Mindestwert K 0 zusammengesetzt ist, wie Fig. 3b zeigt. Die Amplitude As gelangt über eine Diode D 9 in die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27. Bei negativen Werten der Rotorstromfrequenz fr wird der von der Summiereinheit 25 erhaltene Wert wiederum mit dem Mindestwert K 0 der Basiskurve in einer Summiereinheit 26 kombiniert und die dann erhaltene Amplitude zum Bilden der Amplitude As über eine Diode D 10 an die Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung 27 angelegt. Die Korrekturkomponente K 2, die aus der Rotorstromfrequenz fr erzeugt wird, kann mittels eines Trimmers TM 4 eingestellt werden. Der Mindestwert K 0 der Basiskurve kann mittels eines Trimmers TM 5 eingestellt werden.

Fig. 4 zeigt eine moderne Auslegung zur Verwirklichung des Dreiphasenoszillators. Die Eingabewerte sind die Bezugsspannungsfrequenz fs und die Amplitude As. Der absolute Wert der Bezugsspannungsfrequenz fs wird in einer Absolutwerteinheit 29 gebildet und anschließend an einen spannungsgesteuerten Oszillator 30 geliefert. Der Ausgang dieses Oszillators ist eine Rechteckwelle, deren Frequenz der Frequenz der Bezugsspannungen entspricht. Die Rechteckwelle des Oszillators 30 dient als Eingabewert für einen Aufwärts/Abwärts-Zähler 33, dessen Zählrichtung von einer Vergleichsschaltung 34 bestimmt wird und dessen Ausgabe im Parallelmodus als Adresse für drei Speicher 31 a bis 31 c benutzt wird. Die Vergleichsschaltung 34 stellt das Vorzeichen der Bezugsspannungsfrequenz fs und damit die Drehrichtung des zu steuernden Motors fest. In den Speichern 31 a bis 31 c wird der Kurvenverlauf jeder Bezugsspannung mit 120° Phasendifferenzen gespeichert und daraus ein symmetrisches, digital codiertes Dreiphasensystem an den Ausgängen der Speicher 31 a bis 31 c erhalten. Die digitalen Daten werden in drei identische D/A-Umsetzer 32 a bis 32 c eingegeben, damit entsprechende analoge Bezugsspannungen Va*, Vb* bzw. Vc* erzeugt werden können. Die Steuerung der Amplitude der Bezugsspannungen Va*, Vb* und Vc* erfolgt zweckmäßigerweise auf dieser Stufe über Bezugseingänge der D/A- Umsetzer 32 a bis 32 c mit Hilfe des vom Kurvenscharrechner 3 kommenden Befehls der Amplitude As. Die Endergebnisse sind folglich drei amplituden- und phasengesteuerte, analoge Bezugsspannungen Va*, Vb* und Vc*, die ein symmetrisches Dreiphasensystem bilden.

In Fig. 5a und 5b ist die Arbeitsweise und der Aufbau eines hochentwickelten Spannungsreglers dargestellt, der nach dem Überlagerungsprinzip arbeitet. Der Regler gemäß Fig. 5a ist in der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Steuern eines Wechselrichters benutzbar, um die Steuerspannung einer in die Impulsbreitenmodulation eingehenden Phase zu steuern. Nachfolgend soll der Betrieb des Spannungsreglers gemäß der Erfindung unter Hinweis auf Fig. 5a und 5b für die Phase A näher erläutert werden. In den Spannungsregler geht die als Rückkopplungswert erhaltene, mit dem Meßglied 9 a am Wechselrichterausgang gemessene Spannung Va und die Bezugsspannung Va* ein. Der Spannungsregler besteht aus einem Schaltkreis 35 zum Bilden der Istwertspannung und einem Schaltkreis 36 zum Bilden der Steuerspannung Va′ für den Impulsbreitenmodulator. In dem Schaltkreis 35 zum Bilden der Istwertspannung bildet eine Summiereinheit 37 ein synthetisches Nullniveau V 0 gemäß Fig. 5b. Das synthetische Nullniveau V 0, dessen Frequenz dem Dreifachen der Basisfrequenz entspricht, wird dadurch erhalten, daß eine positive Spannung pU 1 mit einer negativen Spannung nU 1 einer pulsierenden Gleichspannung am Kondensator C 1 kombiniert wird, die mittels des Gleichrichters 16 einer Vollwellengleichrichtung unterzogen wurde, um eine Wechselspannung V 0 zu ergeben. In einer Summiereinheit 38 wird dann die Wechselspannung V 0 des synthetischen Nullniveaus mit der am Ausgang des Wechselrichters gemessenen tatsächlichen Spannung Va kombiniert.

Im Schaltkreis 36 zum Bilden der Steuerspannung wird von einer Differenziereinheit 39 die Differenz zwischen der Istwertspannung und der Bezugsspannung Va* gebildet, und diese Differenz wird von einem integrierenden Verstärker 40 gesteuert. Die Verstärkung des Verstärkers 40 kann mit Hilfe eines Trimmers TM 6 geändert werden. Die Bezugsspannung Va* wird mit einer Korrekturkomponente, die aus der Differenz zwischen der Bezugsspannung Va* und der Istwertspannung gebildet wurde, in einer Summiereinheit 41 kombiniert und bildet die Steuerspannung Va′ für den Impulsbreitenmodulator 6 a. Als Differenziereinheit 39 dient eine Summierschaltung, deren einer Eingang negativ ist. Die Spannungsregler 5 b und 5 c für die anderen Phasen arbeiten ähnlich wie der Spannungsregler 5 a in Phase A.

In diesem Zusammenhang ist der Einfluß von Speicherzeit zu beachten. Das bedeutet, daß bei der Wegnahme des Basisstroms von einem stromführenden Transistor dieser noch etwa weitere 20 Mikrosekunden leitend bleibt. Während dieser Zeit darf der paarweise mit ihm arbeitende Transistor nicht geöffnet werden, da es sonst zu einem Kurzschluß käme. Der Transistor hört erst dann zu leiten auf, wenn die Basisladung aufgehoben ist. Die in Fig. 6 für die Leistungsstufe gezeigte Treiberstufe des Transistors besteht aus einer Verzögerungsschaltung 42 und der eigentlichen Treiberschaltung 43. Eine asymmetrische Verzögerung in der Transistorsteuerung wird mit Hilfe eines Hysteresegatters 44 erzielt, damit sichergestellt ist, daß der andere Transistor am Transistoranschluß, z. B. T 2 nicht durchgesteuert wird, ehe der Transistor T 1 aufgehört hat zu leiten. Die Schaltungsverzögerung wird bestimmt durch das Produkt eines Widerstandes R 3 und eines Kondensators C 2. Eine Diode D 12 ist nötig, um ein Abschalten ohne Verzögerung zu ermöglichen. Das in Fig. 6 gezeigte Eingabesignal A ist eines von Steuersignalen A 1, A 2, B 1, B 2, C 1 oder C 2, die in die Treiberstufen eingegeben werden.

Die Treiberschaltung 43 hat zwei unabhängige oder schwebende Stromzufuhrquellen, von denen eine negative erforderlich ist, um einen starken negativen Basisstrom zur Beschleunigung des Abschaltens zu erzielen. Die zwei entsprechenden Spannungen werden mit Hilfe gleichrichtender Dioden D 13 bis D 20 und filternder Kondensatoren C 3 und C 4 erhalten. Als Stromzufuhrquelle für die Treiberschaltung 43 dient ein hochfrequenter Zerhacker 45, bei dem die Sekundärwicklung seines Transformators TR 1 eine ausreichend große Anzahl von Windungen hat, um alle nötigen Stromquellen zu versorgen. Energie wird vom Transformator TR 1 geliefert. Zu der Treiberstufe gehört ein Optoisolator 46, welcher am Ende vorgesehene Transistoren T 8 und T 9 über einen Widerstand R 4 versorgt. Die genannten Transistoren bilden eine Doppelemitter-Folgeschaltung.

Eine Sättigung des eigenlichen Leistungstransistors wird mittels einer Diode D 21 verhindert, die eine sogenannte Baker-Diode ist. Hierdurch wird die Speicherzeit verringert und stabilisiert. Außerdem ist wegen dieser Diode weniger Abschaltleistung für den Transistor erforderlich. Damit die Baker-Diode D 21 ordnungsgemäß arbeiten kann, ist ein Widerstand R 4 nötig. Mit der Stelle O/E ist die Erde der Oszillatorelektronik bezeichnet. Der Optoisolator 46 hat zum Schutz eine Diode D 22. Die Treiberstufe liefert beispielsweise Signale C, B und E als Ausgangssignale zum Antrieb des Transistors T 1.

Für den Fachmann liegt auf der Hand, daß die Erfindung über die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele hinaus abgewandelt werden kann. So kann z. B. der Wechselrichter statt mit Transistoren auch mit GTO-Thyristoren ausgerüstet werden.

Claims (10)

1. Einrichtung zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters zur Versorgung des Wechselstrommotors einer Aufzugsanlage, bei der die Leistungsstufe des Wechselrichters mit Halbleiterschaltern verwirklicht ist und die Einrichtung eine an sich bekannte Steuerelektronik (1) zum Erzeugen eines Bezugsgeschwindigkeitswertes (v*) und einen Drehzahlmeßgenerator (11) zum Erzeugen eines Istgeschwindigkeitswertes (v), Spannungsmeßglieder (9 a-9 c) zum Messen von Phasenspannungen am Wechselrichterausgang sowie an sich bekannte Impulsbreitenmodulatoren (6 a-6 c) und Steuereinheiten (7 a-7 f) zum Steuern der Halbleiterschalter in der Leistungsstufe (17) des Wechselrichters mit von den Impulsbreitenmodulatoren (6 a-6 c) erhaltenen Steuersignalen (A 1, A 2, B 1, B 2, C 1, C 1) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Einrichtung ein Geschwindigkeitsregler (2) gehört, der die Frequenz (fr) des Rotorstroms und die Frequenz (fs) der Bezugseingabespannungen aus dem Istgeschwindigkeitswert (v) und dem Bezugsgeschwindigkeitswert (v*) bildet, ferner ein Kurvenscharrechner (3), der die Amplitude der Bezugsspannungen aus der Rotorstromfrequenz (fr) und der Frequenz (fs) der Bezugsspannungen bildet, ein Dreiphasenoszillator (4), der Bezugsspannungen (Va*, Vb*, Vc*) aus der Frequenz (fs) und Amplitude (As) der Bezugsspannungen bildet, und Spannungsregler (5 a-5 c), die Steuerspannungen (Va′, Vb′, Vc′) für die Impulsbreitenmodulatoren (6 a-6 c) aus den Bezugsspannungen (Va*, Vb*, Vc*) und den am Wechselrichterausgang erhaltenen Istwertspannungen (Va, Vb, Vc) erzeugen.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsregler (2) eine Differenziereinheit (18) ist, die die Differenz zwischen dem Istgeschwindigkeitswert (v) und dem Bezugsgeschwindigkeitswert (v*) bildet, eine P-Steuereinheit (19) und eine I-Steuereinheit (20), die die Differenz zwischen dem Istgeschwindigkeitswert (v) und dem Bezugsgeschwindigkeitswert (v*) steuern, eine Summiereinheit (21), die die Ausgangssignale der P-Steuereinheit (19) und der I-Steuereinheit (20) mit dem Bezugsgeschwindigkeitswert (v*) kombiniert und die Rotorstromfrequenz (fr) erzeugt, sowie eine Summiereinheit (22), die die Frequenz (fs) der Bezugsspannungen aus der Rotorstromfrequenz (fr) und dem Istgeschwindigkeitswert (v) bildet.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurvenscharrechner (3) zum Erzeugen der Amplitude (As) der Bezugsspannungen mit Hilfe einer den Motor darstellenden Konstantfluß-Kurvenschar, außer bei niedrigen Frequenzen (fs) der Bezugsspannungen des Wechselrichters, eine Summiereinheit (23), die eine Korrekturkomponente (K 1) proportional zur Rotorstromfrequenz (fr) mit der Frequenz (fs) der Bezugsspannungen kombiniert, einen Absolutwertverstärker (24), der den absoluten Wert der Amplitude bei negativen Frequenzen (fs) der Bezugsspannungen erzeugt, und ein Steuerglied (TM 3) zum Einstellen der Korrekturkomponente (K 1) in Abhängigkeit von der Rotorstromfrequenz (fr); sowie zur Näherung des nichtlinearen Teils bei den niedrigen Frequenzen (fs) durch einen horizontalen linearen Abschnitt, eine Summiereinheit (25), die den an das Minimum der Kurve bei positiven Frequenzen (fs) der Bezugsspannungen angenäherten horizontalen Teil erzeugt, eine Summiereinheit (26), die den Mindestwert (K 0) der Basiskurve zum von der Summiereinheit (25) erhaltenen Amplitudenwert (A 2) bei niedrigen Frequenzen (fs) der Bezugsspannungen addiert, ein Steuerglied (TM 4) zum Einstellen der Korrekturkomponente (K 2) in Abhängigkeit von der Rotorstromfrequenz (fr) und ein Steuerglied (TM 5) zum Einstellen des Mindestwertes (K 0) der Basiskurve; sowie zum Erzeugen der Amplitude (As) in verschiedenen Teilen der Kurve Dioden (D 7-D 10) und eine Diodenschwellenfehlerkorrekturschaltung (27) aufweist.

4. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Dreiphasenoszillator (4) eine Absolutwerteinheit (29), die den absoluten Wert der Frequenz (fs) der Bezugsspannungen erzeugt, einen spannungsgesteuerten Oszillator (30), der eine Rechteckwelle proportional zur Frequenz (fs) der Bezugsspannungen erzeugt, Speicherschaltungen (31 a-31 c), die den Kurvenverlauf jeder Bezugsspannung speichern, D/A-Umsetzer (32 a-32 c), die die Bezugsspannungen in digitaler Form in analoge Bezugsspannungen (Va*, Vb*, Vc*) umsetzen, einen Aufwärts/Abwärts-Zähler (33), der die Adresse der Speicherschaltungen (31 a-31 c) erzeugt, und eine Vergleichsschaltung (34) aufweist, die das Vorzeichen der Frequenz (fs) der Bezugsspannungen und damit die Drehrichtung des Motors feststellt.

5. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Spannungsregler (5 a-5 c) einen Schaltkreis (35) zum Bilden der Istwertspannung aus der am Wechselrichterausgang gemessenen Spannung (Va) sowie einen Schaltkreis (36) zum Bilden der Steuerspannung (Va′) für den Impulsbreitenmodulator aus der Istwertspannung und der Bezugsspannung (Va*) aufweist.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis (35) zum Bilden der Istwertspannung hauptsächlich mit einer Summiereinheit (37), die die positive Spannung (pU 1) und die negative Spannung (nU 1) einer durch Vollwellengleichrichtung aus einer Dreiphasenspannung erhaltenen pulsierenden Wechselspannung kombiniert, und mit einer Summiereinheit (38) verwirklicht ist, welche die am Wechselrichterausgang gemessene Spannung (Va) zu der so erhaltenen Wechselspannung (V 0) addiert.

7. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis (36) zum Bilden der Steuerspannung hauptsächlich mit einer Differentialeinheit (39), die die Istwertspannung mit der Bezugsspannung (Va*) vergleicht, wobei ein Verstärker (40) die Differenz integriert, und mit einer Summiereinheit (41) verwirklicht ist, mit deren Hilfe die erhaltene Differenzgröße der Bezugsspannung (Va*) überlagerbar ist, um eine Steuerspannung (Va′) zu ergeben, die den momentanen Zustand des Wechselstrommotors berücksichtigt.

8. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Treiberstufe (7 a-7 f) eine Verzögerungsschaltung (42) zur Berücksichtigung der Schaltverzögerung des Halbleiterschalters und eine mit einem Optoisolator (46) versehene Treiberschaltung (43) für den Halbleiterschalter aufweist.

9. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter ein Transistor-Wechselrichter ist, in welchem die in der Leistungsstufe (17) gesteuerten Halbleiterschalter Transistoren (T 1-T 6) sind.

10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter ein GTO-Thyristor-Wechselrichter ist, in welchem die gesteuerten Halbleiterschalter in der Leistungsstufe GTO-Thyristoren sind.