JPH03270685A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

誘導電動機の制御装置

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JPH03270685A
JPH03270685A JP2064241A JP6424190A JPH03270685A JP H03270685 A JPH03270685 A JP H03270685A JP 2064241 A JP2064241 A JP 2064241A JP 6424190 A JP6424190 A JP 6424190A JP H03270685 A JPH03270685 A JP H03270685A
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induction motor
frequency
voltage
inverter
controlling
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JP2064241A
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Koji Kishimoto
岸本　康治
Sadao Asaba
麻場　貞男
Kenichi Nakada
中田　憲一
Shigeo Kawatsu
川津　重夫
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Hitachi Ltd
Hitachi Plant Technologies Ltd
Original Assignee
Hitachi Techno Engineering Co Ltd
Hitachi Ltd
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はインバータによる誘導電動機制御において、定
トルク特性を得る装置に関する。
〔従来の技術〕
第７図は従来の誘導電動機式電気車の制御装置を示した
ブロック図である。
パンタグラフ１から給電された直流はフィルタリアクト
ル２及びフィルタコンデンサ３を介して、可変電圧、可
変周波数（以下、ＶＶＶＦという）の交流を発生するＶ
ＶＶＦインバータ４に入力される。
インバータ４により作られた三相交流は三相誘導電動機
５に入力され駆動する。
電流検知器６により検出された電流は電流演算器７に入
力され電動機電流ＩＭが演算される。
主幹制御器（以下、マスコン）８により作成された電動
機電流指令Ｉｐと電動機電流ＩＭは比較器９により比較
され、その偏差であるΔ工が増幅器１０に入力され、す
べり周波数Ｆｓを出力する。
一方、速度検出器１１の出力は速度演算器１２に入力さ
れた電動機回転周波数ＦＲを得る。加算器１３によりす
べり周波数ＦＳと電動機回転周波数ＦＲが加算されイン
バータ周波数ＦｒＮｖを得る。
また、電圧演算器１４にはインバータ周波数Ｆ　１ｒｉ
ｖが入力され、インバータ周波数ＦＩＮＶに比例した電
動機電圧Ｖが出力される。インバータ４から見ると出力
電圧指令であり、実際は変調率γを包括して描いたイン
バータ４内部のＰＷＭ変調部に入力する。このインバー
タ周波数Ｆ　ＩＮＶ及び電動機電圧Ｖに従って、ＰＷＭ
変調され、インバータ４は動作する。
この構成により、電圧対周波数比（Ｖ／Ｆ）が一定に制
御され、すべり周波数Ｆｇを増減することにより、電流
が一定に制御されるため、トルク一定を得るのである。
これをＦｓ制御系と称する。
この制御系には、原因は後に詳述するが、低周波数域で
トルクが減少するという問題点があった。
電気学会技術報告（■部）第１０９号３９頁（昭和５６
年４月）に発表された報告によると、Ｖ／Ｆ一定となる
直線よりも増加方向にＶ／Ｆを補正することにより、誘
導電動機の低速域におけるトルク低下の原因である１次
インピーダンスの電圧降下を補償している。
〔発明が解決しようとする課題〕
上記従来技術は、誘導電動機の空隙磁束の検出が困難で
あるとして、およそトルク一定となるであろう端子電圧
対周波数の直線または曲線を選択しており、誘導電動機
のトルクを測定することが困難であることから、理想的
にトルク一定となるＶ／Ｆを算出することができなかっ
た。
例えば、上記方法を電車に適用する場合、厳密にトルク
一定とならなくとも現状あまり問題視されなかったが、
急勾配を有する路線における上り勾配起動の場合等には
低速域におけるトルクが要求されるため、トルクの低下
は電車運転上問題があった。
また、Ｆｓ制御を用いた電気機関車においては、特に重
荷重の貨車を連結した場合、起動時、トルクの低下（変
動）はシビアにきいてくる。トルクが小さい場合は起動
不能となり、また、適当に補正した結果、必要トルク以
上のトルクが発生した場合、空転を引き起し、やはり起
動困難となる問題が生じる。
本発明の目的は、はぼ、トルク一定時性を有する誘導電
動機の制御装置を提供することにある。
〔課題を解決するための手段〕
上記目的を達成するために、上記したＦｓ制御系におい
て、インバータ周波数に比例した電圧を、誘導電動機の
内部インピーダンス角に応じて補正する手段を備えるこ
ととした。
〔作用〕
上記手段によりトルクが一定となる理由は、後に詳述す
るのでここでは、簡単に触れるだけに留めておく。
誘導電動機の内部インピーダンス角の正弦をとり、その
値を横軸をインバータ周波数としてプロットし、同一グ
ラフ上にトルク曲線をプロットすると１両者は、はぼ同
一割合で変化する。
トルクは直接測定することができないので、この点を利
用して、インピーダンス角（その正弦）に応じて、電圧
を増加（減少）させることにより、トルクを一定にする
。
〔実施例〕
実施例を説明する前に、本発明の原理を詳述する。
第８図に誘導電動機のＴ型等価回路を示した。
となる。また、２法人力Ｐ２、トルクＴＦＩＧは次式力
電流、Ｘｌは１次リアクタンス、Ｒｓは１次抵抗、Ｒｏ
ｏは鉄損、Ｘ００は励磁リアクタンス、ｘ２は２次等価
リアクタンス、Ｒ２／Ｓ　は２次等価抵抗（Ｓはすべり
率）、工２は２次電流（１次換算値）、壬０は励磁及び
鉄損回路の合成電流である。
ここで、１次インピーダンスを、 Ｚｔ　＝Ｒｔ＋ｊＸｉ ２次インピーダンスを、 Ｚｚ　＝Ｒｚ／Ｓ＋ｊＸｚ ・・・（１） ・・・（２） 励磁及び鉄損骨のインピーダンスを、 Ｚｏ　＝　Ｒｏ十ｊ　Ｘｏ　　　　　　　　　　　−（
３）と置き、キルヒホッフの法則により回路方程式を立
てて解くと、 で表わされる。
ここで工２は■２の絶対値、　ＦＩＮＶはインバータ周
波数、Ｐｏ１ｅは極対数及びｍは相数を示している。
これらの式から、誘導電動機の特性をシミュレーション
したい。特に、トルクＴＲＱ及び電流Ｉを知るには、イ
ンバータ周波数ＦＩＮＶ、すべり周波数Ｆｓ、電圧Ｖ及
び電動機定数（Ｒｏ、　Ｒｔ、　Ｒｚ＋Ｘｏｗ　Ｘ１ｔ
　Ｘｚ）が分かれば良い。
ところで、変調率を制御して電動機電流を一定の制御す
るＶｃ制御升の場合、すべり周波数Ｆｓが固定されてい
るため、電動機回転周波数ＦＲを決めればインバータ周
波数ＦＩＮＶが求まり、等倍回路のインピーダンス（電
動機定数）が決定され、定電流時の電圧が簡単に求まり
、シミュレーションも可能である。
ところが、前述のＦｓ制御系（第７図）の場合、すべり
周波数が電流偏差により変動するのでＶｃ制御の場合と
異なり簡単にはシミュレーションできない、それは、（
４）〜（６）式によれば、電流■は、すべり周波数Ｆｓ
と電圧Ｅの関数となってしまうためで、電圧Ｖはインバ
ータ周波数ＦＩＮＶに比例するという条件を入れて、す
べり周波数Ｆｓだけの関数としても高次方程式となって
しまい、解くことは困難だからである。
この場合、ある電動機回転周波数ＦＨの時の特性を演算
するのであるから、求めたいすべり周波数Ｆｓを適当に
固定すれば、インバータ周波数Ｆ　ＩＮＶが決まり、こ
れと電圧Ｖは比例することから電圧Ｖが計算され、また
電流Ｉは一定であることから、漸近法を適用してすべり
周波数Ｆｓを決定する。
■　すべり周波数を考えられる範囲の最大値から最小値
まで例えば５等分し夫々電流工を計算する。
■　電流Ｉは一定値であるから、その値をまたぐ計算結
果の２値間を５等分し、そのすべり周波数に基づいて電
流工を計算する。
■　上記■により得られて電流Ｉの値が一定値との誤差
が１０−６位以内に収るまで■を続ける。
上記ルーチンにより、その時のすべり周波数Ｆｇを得る
。
この手法を用いた。Ｆｓ制御時のシミュレーション結果
を第９図に示す。
この結果から、電流１．Ｖ／Ｆを一定に制御しているに
も拘らず、低速になるに従ってトルクが減少して理想と
かけはなれていることが分かる。
このままでは、電流をフィードバックしてのトルク一定
制御は行うことが困難である。
このトルク低下の原因は、第８図の等倍回路を参照して
、電流Ｉｏと電流Ｉ２の分流比が高速域と低速域とでは
大きく変わるためである。分流比が変化する原因である
内部インピーダンスの周波数特性を調べた。ちなみに、
インピーダンス角Ｔは、（６）式により計算できる。
このインピーダンス角Ｔを用いて、５ｉｎ（Ｐ＊ｃｏｓ
’Ｐ　　をトルク曲線と同じグラフ上に描かせてみた（
第１０図）。
トルクの低速域における低下と、ｓｉｎψの曲線は相似
傾向にあることが判明した。
本願発明者らは、この点を利用して定トルク特性を得る
ことに思い至った。
つまり、定トルク特性を得るために、トルクを演算して
フィードバックをかけてやることが最も望ましいのだが
、（７）（８）式より となり、２次電流工２が測定できないためトルクを計算
することができない。
ところが、インピーダンス角では、電動機回転周波数Ｔ
Ｒ及びすべり周波数Ｆｓが分かれば計算可能である。計
算式を示す。
Ｆ　ｎ１ｖ＝　ＦＲ＋　ＦＳ　　　　　　　　　　　・
・（１０）（１）　＝　２　ｔｃ　Ｆ　ＩＮＶ　　　　
　　　　　　　　　　　−（１１）Ｘｏｏ：　（１）　
Ｌｏｏ、Ｘｚ：　（１）　Ｌｌ＋　　Ｘｚ＝　（１１Ｌ
２−（１２）ＦＩＮＶ 及び（１）　（２）　（３）　（１４）式より″このよ
うにして求まったｓｉｎψ　は、トルク曲線とほぼ相似
しているので、この値をみてトルクと考えれば良い。こ
の５ｉｎＣＰ（＝、１丁−Ｃｊ３＊）　　）の定格ｓｉ
ｎψ０の減少率に応じて電動機電圧を増加させればトル
クは増加し定トルク特性を得ることができる。
以下、電動機電圧の設定方法について述べる。
電動機の内部定数が決まっている場合の定格電圧をＶｏ
　、定格周波数Ｆｏ　　（この場合、インバータの可変
電圧可変周波数領域（ＶＶＶＦ領域）から定電圧可変周
波数領域（ＣＶＶＦ領域）への移行点における電圧１周
波数とした。）とすると、Ｖ／Ｆの基準値は、Ｖｏ／Ｆ
ｏとなる。この時のインピーダンス角をＴｏとすると、
任意の低速域Ｆ　ＩＮＶにおける電動機電圧Ｖは、 Ｆｏ　　　ｓｉｎψ となる。
つまり、定電流であることを条件として、従来ｓｉｎψ ルク特性を得るのである。第１０図に補正後のトルクの
シミュレーション結果を示した。電流工が一定であれば
、トルクはほぼ一定であることが分かる。
以下１本発明の一実施例を第１図を用いて説明する。
第７図を用いて前述した説明については省略し、異なる
点について詳述する。第１図に新たに付加した構成は、
補正係数演算回路１４、基準Ｖ／Ｆ発生器１５．掛算器
１６．１７である。
補正係数演算回路１４は、電動機回転周波数ＦＲ及びす
べり周波数Ｆｓを入力して、今からインバータを動作さ
せるインバータ周波数におけるＶ／Ｆ値の補正係数に１
を演算する。
もしも、ＦＩＮＶ＜ＦＯであれば、Ｋ！〉１となる。
また、ＦＩＮＶ＞ＦＯのとき、トルクは基準トルクより
やや大きくなるが、誤差が小さいので無視することがで
きる。無視したくなければに１＜１を出力すれば良い。
掛算器１６は、電動機特性や電気車の性質等の諸条件を
考慮して予め入力した基準Ｖ／Ｆ発生器１５の出力及び
補正係数に１を掛合せる。これでこの時点のインバータ
周波数におけるＶ／Ｆ値（−Ｋｚ）が定まるのである。
このに２とインバータ周波数Ｆ　ＩＮＶが掛算器１７に
より乗算され定トルクを得るための電圧Ｖ（変調率γ）
が出力される。
補正係数演算回路１４の一例を第２図に示した。
電動機回転周波数ＦＲ及びすべり周波数Ｆｓは加算器１
４０１にて加算されインバータ周波数ＦＩＮＶを得る。
演算器１４０３では、インバータ周波数Ｆｔｎｖを入力
して電気角速度ωを出力する。
また、すべり率演算器１４０２ですべり周波数Ｆｓとイ
ンバータ周波数ＦＩＮＶを入力してすべり率Ｓを出力す
る。このすべり率Ｓは２次インピーダンスＺ２を演算す
る際に用いられる（（２）式）。
インピー・ダンス角演算器１４０４では、すべり率Ｓ及
び電気角速度ωを入力して、前述の式（１０）〜（１６
）を演算してインピーダンス角ψを出力する。
係数演算器１４０５では定格点におけるｓｉｎψ０とｓ
ｉｎψ　の比をとって、係数Ｋｌ　を出力する。
ところで、第８図の等価回路をみると、電圧Ｖと電流工
の関係からもインピーダンス角ψが求まるが、高速域で
は周波数が高いことから比較的正確な値が算出されるの
であるが、低速時においては１位相差をみつけるまで時
間がかかつてしまう。
また、この電圧Ｖ及び電流工は、インバータ４が制御さ
れた結果測定されるものであるから、制御タインミング
が遅れトルク変動を招いてしまうので、上記関係からは
インピーダンス角ψを求めないこととした。
次に第３図を用いて、補正係数演算回路１４の他の実施
例を説明する。
すべり周波数Ｆｓ及び電動機回転周波数ＦＲを入力して
加算器１４１０にて加算されインバータ周波数ＦＩＮＶ
を得て、バタン演算部１４１１に入力される。バタン演
算部１４１１には、電動機定数を用いて計算したインバ
ータ周波数Ｆ　ＴＮＶに対する補正係数を予め入力して
おく。図では、ＣＶＶＦ領域で補正係数に１は１以下で
あるが、に１＝１としてもさしつかえない。このバタン
演算部１４１１からは、インバータ周波数に応じて補正
係数に１が出力される。この実施例では、先の第２図に
示した実施例より、処理速度が格段に速くなる。
第４図には、他の実施例を示した。第１図に示した実施
例と相違するところは、補正係数演算回路１４、基準Ｖ
／Ｆ発生器１５、掛算器１６゜１７のかわりに、Ｖ／Ｆ
パタン演算器１８を置いたところである。
Ｖ／Ｆバタン演算器１８の詳細を第５図を用いて説明す
る。
前述したように、電動機の定数が決まれば補正係数は決
まってしまう。ここでは、インバータ周波数ＦＩＮＶを
入力してその周波数に応じた電動機電圧Ｖ（簡略化して
電動機電圧としているが、実際には変調率γである）を
出力する。これは予め演算した値を基準Ｖ／Ｆ値に掛は
合せた値を記憶しておくものである。
ところで、第２図の補正係数演算回路１４では、すべり
周波数Ｆｇを入力してすべり率Ｓを求めていた。つまり
、２次インピーダンスｚ２を求めるためにすべり周波数
Ｔｓを入力していたのである。
しかしながら、第３図に示した補正係数演算回路１４、
第５図に示したＶ／Ｆパタン演算器１８では、すべり周
波数Ｆｓという要素をパターンには入力していない、単
に、インバータ周波数Ｆ　ＩＮＶの関数として補正係数
に１または電動機電圧■を得ているだけである。第１図
を参照すると、すべり周波数Ｆｓは、電流偏差ΔＩに応
じて変化しているのでその結果、２次インピーダンスｚ
２も変化するので、本来正確に算出する必要がある。
以下において、簡略化したパターンでもトルク一定とな
る理由を説明する。
第３図、第５図の補正係数は次のようにして求める。
すべり周波数Ｆｓは固定している方が基本的に望ましい
。そこで、すべり周波数Ｆｓを固定して。
各電動機回転周波数ＦＲごとに補正係数に１を求める。
この時、横軸にインバータ周波数ＦＩＮＶ、縦軸に補正
係数に１をとってグラフ化したものが、第３図のバタン
演算部１４１１に示したグラフである。さらに、このよ
うにして求まった補正係数に１と各インバータ周波数Ｆ
ＩＮＶにおける電圧Ｖを掛は合せたものが、第５図のＶ
／Ｆパタン演算器１８に示したグラフである。
次に、すべり周波数Ｆｓを固定して考えても影響が小さ
いことを証明する。
第６図は、すべり周波数Ｆｓをパラメータとしたインバ
ータ周波数ＦＩＮＶ−補正係数Ｋｚのグラフである。す
べり周波数Ｆｓを定格（１００％）。
１１０％、１５０％、９０％と変化させた場合、１００
％からの誤差は、許容範囲内であることが理解できる。
また、後述するように、インバータ周波数が２〜４［Ｈ
ｚｌ以下の領域では、Ｖｃ制御を行うので、誤差の影響
はほとんどなくなる。
従って、すべり周波数Ｆｓを固定させて補正係数に１を
演算してもほぼ間違いない。
以上までは全速度域をＦｓ制御でトルク一定制御を行う
ことを説明してきた。
このＦｓ制御も万能ではなく欠点がある。速度検出器１
１、実際にはエンコーダを用いているが、この超低速域
（Ｏ〜４　Ｈｚ位）における分解能が悪いという点であ
る。この付近の周波数が正確に算出できないと電動機回
転周波数ＦＨの値に大きな誤差が生じインバータ周波数
Ｆ　ＩＮＶにその誤差が重畳されてしまう。この誤差分
は当然電圧Ｖに反映され、トルク一定制御をすることが
困難なものとなってしまう。
そこで、すべり周波数Ｆｓを固定し、インバータの変調
率を変え電圧を増減することにより、電流を一定にする
Ｖｃ制御を低速域にて用いる方法がとられている。第１
１図にＶｃ制御のブロック図を示す。簡単に説明する。
マスコン８の出力である電流指令Ｉｐと電流演算器７の
出力である電動機電流ＩＭとの偏差が比較器９において
とられ、この偏差ΔＩに応じてインバータ電圧Ｖを増減
するのである。この方法の利点は、電流一定制御を行う
とトルクがほぼ一定に制御される点で、欠点は、電動機
の２次抵抗Ｒ２が電動機温度により変化すると、その増
減に伴って、電流を一定に制御しているにも拘らず、ト
ルクが変化してしまう点である。この様子を第１２図に
示した。
Ｖｃ制御とＦｓ制御とを組合せて使った場合の問題点を
第１２図を用いて説明する。
ここでのＦｓ制御は、第１図に示した制御系用いておリ
トルク一定制御を実現している。ｖｃ制御は第１１図に
示したものとする。
誘導電動機の回転子の温度が１１０℃のとき、Ｖｃ制御
とＦｓ制御との切換時のトルク変動がないものとすると
、回転子の温度が０℃のとき、トルクは図のとおり低下
し、力行時、制御系を切換える際にトルクはＡ点からＢ
点に移るので、大きな変動を生ずる。
このＶｃ制御時のトルク変動を押えるため、誘導電動機
の固定子にサーミスタを取付け、その温度により補正値
を定めすべり周波数を補正するという従来技術（特開昭
５７−１３９８９号公報）を用いて、Ｆｃ制御と組合せ
たブロック図を第１４図に示した。
第１図及び第１１図と同一構成には同一符号を付した。
相違している構成につき説明する。
Ｖｃ制御（低速）時、固定子及びその近傍に設けた温度
センサ２７の出力は、抵抗変化率演算器２２に入力され
る。ここでは、基準温度Ｔｏと現在の温度Ｔとの比を演
算し補正係数に３を出力する。基準Ｆｓｐ発生器２３で
は、基準温度Ｔｏ（Ｆ、ｓ制御への切換時、トルク変動
のない場合の温度、例えば、Ｔｏ＝１１０℃前後）時の
すべり周波数Ｆｓｐを発生する。この出力と抵抗変化率
演算器２２の出力である補正係数に３が掛算器２４にて
乗算され、すべり周波数Ｆｓとして出力する。この時、
Ｖｃ−Ｆｓ切換スイッチ２５．２６はａ側（Ｖｃ制御側
）になっているので、電動機回転周波数ＦＲと加算され
てインバータ周波数Ｆ　ＩＮＶとなる。
電気車速度が徐々に上がり、誘導電動機５の回転数が上
昇して所定（２Ｈｚ〜４Ｈｚ）の電動機回転周波数にな
ったことをＶｃ−Ｆｓ切換信号発生器２１が確認すると
、Ｖｃ−Ｆｓ切換スイッチ２５゜２６を動作させる信号
を出力する。Ｖｃ−Ｆｓ切換スイッチ２５．２６は、ｂ
側（Ｆｓ制御側）に切換おり、前述のＦｃ制御に入る。
また、補正値演算回路１４．基準Ｖ／Ｆ発生器１５、掛
算器１４．１７のかわりに、第５図で説明したＶ／Ｆパ
タン演算器１８を用いても良い。
この実施例によれば、起動時から高速運転まで切換時も
含めほぼ一定したトルクを得ることができる。
次に他の実施例について説明する。
誘導電動機の回転子温度が基準温度Ｔｏ（例えば、１１
０℃）であるとき、トルク及び電流が一定である場合の
周波数−電圧特性が第１７図の実線であるとする０条件
を全く同じにして、温度だけ変化した場合、低温時を二
点鎖線、高温時を一点鎖線で示した。このグラフから分
かるように、基準温度における電圧Ｖｏとある温度Ｔに
おける電圧■との比はほぼ一定である。この比は、発明
者らの計算によると、基準温度Ｔｏ時の誘導電動機の２
次抵抗と、ある温度Ｔにおける２次抵抗との比にほぼ等
しい。
このことを利用すれば、Ｖｃ副制御らＦｓ副制御切換え
る時のトルクを一致させることができる。
第１５図を用いて実施例を説明する。第１４図で触れた
点については説明を省略する。第１４図と同一の符号は
同一構成を示す。
起動時、切換スイッチ２５．２６はａ側に倒れているの
でＶＣ制御系である。
基準電圧発生器２８は、電動機周波数ＦＲを入力しそれ
に応じた基準電圧ｖｃを発生する。この出力と、増幅器
１９の出力である電圧Ｖ（変調率γ）が係数発生器２９
に入力される。係数発生器２９では、に４　＝Ｖ／Ｖｃ
を演算する。この補正係数に４の値は、現在の誘導電動
機の２次側の温度Ｔが基準温度Ｔｏよりも小さい場合、
つまり電圧Ｖが基準電圧Ｖｃよりも小さい場合は、に４
〈１であり、基準温度Ｔｏより現在温度Ｔが大きい場合
は、Ｋ４〉１である。
基準温度Ｔｏのときに出力させるトルクを得るための基
準すべり周波数Ｆｓｐを出力する基準Ｆｓｐ発生器２３
の出力と補正係数Ｋｍが掛算器２４にて乗算され、補正
後のすべり周波数Ｆｓを得る。
例えば、基準温度ＴＯよりも現在温度Ｔが小さい場合は
、トルクが小さい。従って、トルクを大きくしなければ
、制御系の切換の時、トルクが急変してしまう。そくで
、補正するのであるが、このときの補正係数に４は、Ｋ
４＝Ｖ／Ｖｃ　＜１　である。補正後のすべり周波数Ｆ
ｓは、基準すべり周波数Ｆｓｐよりも小さな値となる。
すると、電流■も小さくなる。制御系は電流工が電流指
令Ｉｐと等しくなるように制御されるので、電流偏差Δ
工が増大し、この電流偏差Δ工に応じて電圧Ｖも上昇す
る。従ってトルクも増大するのである。
温度偏差に伴うトルクの減少を補正するためのすべり周
波数Ｆｓを急激に変化させるのでは、制御系切換時と同
様のトルクショックを発生してしまう。
第１８図に基準温度Ｔｏよりも現在温度Ｔが小さい場合
の、トルクＴＲＱの変化及びすべり周波数の変化を示す
、この例では、電動機周波数Ｆｓが２［Ｈｚ］位の時に
補正係数を演算し、制御系切換時（この場合は４Ｈｚ）
までに時素をもって切換えるようにしである（遅延回路
３２）。本実施例によれば、温度検出器のような新たな
構成を付加しなくても切換時にトルク変動のない装置を
提供できる。
第１６図を用いて他の実施例を説明する。第１５図と同
一符号は同一構成を示す。
第１５図と相違するところは、電圧Ｖを誘導電動機の線
間電圧検知器３１．電圧検出器３２にて検出としたとこ
ろである。
ところで、電動機電圧は０−１５００Ｖまで変化する。
このうち、Ｖｃ制御時の電動機電圧はＯ〜５０Ｖ位であ
り、温度による電圧の変化は数ボルトである。
１５００Ｖ以上あるゲージを持つ検出器３０゜３１で数
ボルトの電圧変化分を測定することは困難である。
そこで、Ｖｃ副制御らＦｓ副制御切換わる時の電圧を最
大電圧（多少の余裕をみても良い）とするゲージを持っ
た電圧検出器３０．３１とすれば。
温度変化による電圧変動を正確に測定することができる
。
このことは、第１５図の増幅器１９の出力である電圧Ｖ
（変調率γ）についても同様である。
第１５図、第１６ｍに記載した本実施例によれば、温度
センサを用いて直接温度を計る必要がない、また、温度
センサは電動機内部に取付けることが困難であるため、
表面温度及び周囲温度を測定して、内部温度を電動機ご
とにキメ細く推定しなければならない６ 本実施例では、予め温度測定しておく必要がない。
〔発明の効果〕 本発明によれば、簡単な構成で、Ｆｓ制御においてトル
ク一定制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は、本発明の補正係数演算回路を示すブロック図、第３
図は、本発明の補正係数演算回路の他の実施例を示す図
、第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図、第
５図は、本発明のＶ／Ｆパタン演算器を示す図、第６図
は、すべり周波数をパラメータとしたＦＩＮＶ−Ｋｌ特
性を示す図、第７図は、Ｆｓ制御系の従来技術を示す図
、第８図は、誘導電動機のＴ型等価回路、第９図は、Ｆ
ｓ制御系におけるトルクの周波数特性を示す図、第１０
図は、力率及び正弦の周波数特性を示す図、第１１図は
、Ｖｃ制御系の従来技術を示す図、第１２図は、ＶＣ制
御系のトルク温度特性を示す図、第１３図は、制御系切
換時のトルク変動を示す図、第１４図は、本発明の制御
系切換を含む一実施例を示すブロック図、第１５図は、
本発明の制御系切換を含む他の実施例を示すブロック図
、第１６図は、本発明の制御系を含む他の実施例を示す
ブロック図、第１７図は、電圧の温度変動を示す図。 第１８図は、時素回路による効果を示す図である。 １４・・・補正係数演算回路、１５・・・基準Ｖ／Ｆ発
生器、１６．１７・・・掛算器、１８・・・Ｖ／Ｆパタ
ン演算器、２３・・・基準Ｆｓｐ発生器、２４・・・掛
算器、２８・・・基準電圧発生器、２９・・・係数発生
器、３２・・・時素回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のインバ
    ータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、前記誘導電動機の内部インピーダンス角に応じて補
    正する手段を備えた誘導電動機の制御装置。 ２、請求項第１項において、前記補正手段は、前記すべ
    り周波数と前記誘導電動機の回転周波数とを入力してイ
    ンピーダンス角を演算する手段と、このインピーダンス
    角に応じて補正係数を演算する手段とを備えている誘導
    電動機の制御装置。 ３、請求項第２項において、前記補正係数演算手段は、
    所定値を前記インピーダンス角の正弦値で除する手段で
    ある誘導電動機の制御装置。 ４、請求項第１項において、前記補正手段は、補正係数
    をあらかじめ前記インピーダンス角に応じて演算した値
    を前記インバータ周波数の関数として格納し、このイン
    バータ周波数に応じて前記補正係数を出力する手段であ
    る誘導電動機の制御装置。 ５、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のインバ
    ータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、前記すべり周波数と前記誘導電動機の回転周波数に
    応じて補正する手段を備えた誘導電動機の制御装置。 ６、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のインバ
    ータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、この誘導電動機の力率に応じて補正する手段を備え
    た誘導電動機の制御装置。 ７、請求項第６項において、前記力率は、前記すべり周
    波数と前記誘導電動機の回転周波数とにより算出される
    誘導電動機の制御装置。 ８、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のインバ
    ータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、前記すべり周波数と前記誘導電動機の回転周波数と
    により算出される力率に応じて補正する手段を備えた誘
    導電動機の制御装置。 ９、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のインバ
    ータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、この電圧と前記電流の位相の正弦に応じて補正する
    手段を備えた誘導電動機の制御装置。 １０、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、あらかじめ前記誘導電動機の内部イ
    ンピーダンス角に応じて補正された電圧をインバータ周
    波数に応じて発生する手段とを備えた誘導電動機の制御
    装置。 １１、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、誘導電動機に取り付
    けられた温度センサーと、この出力と所定値との比を出
    力する手段と、この比に応じて基準のすべり周波数を補
    正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、前記誘導電動機の内部インピーダンス角に応じて補正
    する手段を有するすべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 １２、請求項第１１項において、前記内部インピーダン
    ス角に応じて補正する手段は、前記すべり周波数と前記
    誘導電動機の回転周波数とを入力してインピーダンス角
    を演算する手段と、このインピーダンス角に応じて補正
    係数を演算する手段とを備えている誘導電動機の制御装
    置。 １３、請求項第１２項において、前記補正係数演算手段
    は、所定値を前記インピーダンス角に正弦値で除する手
    段である誘導電動機の制御装置。 １４、請求項第１１項において、前記内部インピーダン
    ス角に応じて補正する手段は、補正係数をあらかじめ前
    記インピーダンス角に応じて演算した値を前記インバー
    タ周波数の関数として格納し、このインバータ周波数に
    応じて前記補正係数を出力する手段である誘導電動機の
    制御装置。 １５、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、誘導電動機に取り付
    けられた温度センサーと、この出力と所定値との比を出
    力する手段と、この比に応じて基準のすべり周波数を補
    正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、前記誘導電動機の力率に応じて補正する手段を有する
    すべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 １６、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、誘導電動機に取り付
    けられた温度センサーと、この出力と所定値との比を出
    力する手段と、この比に応じて基準のすべり周波数を補
    正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、この電圧と前記電流の位相の正弦に応じて補正する手
    段を有するすべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 １７、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、基準のすべり周波数
    とこの誘導電動機の回転周波数とからインバータ周波数
    を作成する手段を備えたものにおいて、 この誘導電動機の回転周波数に応じた基準電圧を発生す
    る手段と、前記出力電圧制御手段の出力と前記基準電圧
    とから前記基準のすべり周波数を補正する手段を備えた
    誘導電動機の制御装置。 １８、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、この誘導電動機の回
    転周波数に応じた基準電圧を発生する手段と、前記出力
    電圧制御手段の出力と前記基準電圧とから基準のすべり
    周波数を補正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、前記誘導電動機の内部インピーダンス角に応じて補正
    する手段を有するすべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 １９、請求項第１８項において、前記内部インピーダン
    ス角に応じて補正する手段は、前記すべり周波数と前記
    誘導電動機の回転周波数とを入力してインピーダンス角
    を演算する手段と、このインピーダンス角に応じて補正
    係数を演算する手段とを備えている誘導電動機の制御装
    置。 ２０、請求項第１９項において、前記補正係数演算手段
    は、所定値を前記インピーダンス角の正弦値で除する手
    段である誘導電動機の制御装置。 ２１、請求項第１８項において、前記内部インピーダン
    ス角に応じて補正する手段は、補正係数をあらかじめ前
    記インピーダンス角に応じて演算した値を前記インバー
    タ周波数の関数として格納し、このインバータ周波数に
    応じて前記補正係数を出力する手段である誘導電動機の
    制御装置。 ２２、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、この誘導電動機の回
    転周波数に応じた基準電圧を発生する手段と、前記誘導
    電動機の入力電圧と前記基準電圧とから基準のすべり周
    波数を補正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、前記誘導電動機の力率に応じて補正する手段を有する
    すべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 ２３、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が所定値になるように前記インバ
    ータの出力電圧を制御する手段と、この誘導電動機の回
    転周波数に応じた基準電圧を発生する手段と、前記誘導
    電動機の入力電圧と前記基準電圧とから基準のすべり周
    波数を補正する手段とを有する電圧制御系と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    、この電圧と前記電流の位相の正弦に応じて補正する手
    段を有するすべり周波数制御系と、 前記誘導電動機の回転周波数が所定値になつたとき、前
    記電圧制御系と前記すべり周波数制御系を切り換える手
    段を備えた誘導電動機の制御装置。 ２４、請求項第１８項，第２２項または第２３項におい
    て、前記基準すべり周波数補正手段は、補正前のすべり
    周波数から補正後のすべり周波数への移行を所定の時素
    をもつて行う手段を備えた誘導電動機の制御装置。 ２５、誘導電動機を駆動する可変電圧可変周波数のイン
    バータの周波数に応じた電圧パターン作成方法において
    、 電圧対周波数比が一定となるパターンに、前記誘導電動
    機の内部インピーダンス角に応じた補正係数を乗算し、
    前記インバータ周波数に対応したパターンとする電圧パ
    ターン作成方法。 ２６、直流を交流に変換する可変電圧可変周波数のイン
    バータと、 このインバータにより駆動される誘導電動機と、 この誘導電動機の電流が一定になるようにすべり周波数
    を制御する手段と、インバータ周波数に比例した電圧を
    発生するように制御する手段とを備えた誘導電動機の制
    御装置において、前記インバータ周波数に比例した電圧
    を、この誘導電動機の力率に応じて補正する手段を備え
    、前記誘導電動機のトルクが一定になるように制御する
    ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
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