CN103236816A - 变频器在v/f控制下稳定运行的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种变频器在V/F控制下稳定运行的方法，包含采样、坐标变换、功率计算、一阶低通滤波、P调节器、限幅、积分处理。具体对电机三相电流采样及滤波和电机输入电压采样；将三相电流、电压变换成两相电流、电压，计算出α轴和β轴上的电流和电压；计算输入到电机的有功功率P和视在功率S; 将效率误差进行P调节，然后乘以额定频率得到补偿频率；对补偿频率进行限幅；所述积分处理是通过对角频率ω进行积分运算获得旋转角θ。本发明通过控制有功功率的变化，在定子磁链矢量定向坐标系中采用频率补偿的方法来动态调整旋转角度，以抑制电流振荡，保持系统的稳定性。本发明应用中可以根据实际情况通过调节K_P的值对系统稳定性进行调节。

Description

变频器在V/F控制下稳定运行的方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，具体涉及一种变频器在V/F控制下稳定运行的方法。

背景技术

近年来，变频器作为节约能源的关键设备取得了长足的发展，在风机、泵类驱动上应用十分广泛。这类变频器主要采用开环V/F控制。开环V/F控制系统是基于交流电机稳态模型基础上得出的，它不依赖电机参数及其变化，因此控制简单，容易实现，在工业控制中应用非常广泛。

V/F控制系统的不稳定是一个非常复杂的问题，它与很多因素有关。比如定子电阻、转子惯量、死区时间、载波频率、系统共振等。当变频器的开关频率比较高时死区效应会导致定子电流畸变和波动，而且这种畸变还会引起电机转速波动。V/F控制方法忽略了定子电阻和漏感，但在实际系统中定子电阻和漏感的存在导致系统出现不稳定。常规的电压型PWM调制V/F控制系统中，死区时间内同一相中的上下桥臂均处于关断状态，负载侧能量向主回路电容侧回馈，因此稳定运行时仍然存在有功及无功能量的波动。这一波动导致转矩波动及电机转速波动，在空载或轻载的情况下，激发电机转速持续振荡，变频器输出电流大幅振荡，继而引起系统保护。

感应电机V/F开环控制系统中存在固有的不稳定性，在某些运行频段容易出现电流的持续振荡，严重时会引起变频器过流保护甚至烧毁功率模块。在空载或轻载运行情况下，这一问题尤为突出，限制了V/F开环控制系统的运行调速范围。

发明内容

本发明的目的是要解决上述技术问题，旨在提供一种不依赖电机参数，通过控制有功功率来控制输出电流，从而使系统达到稳定的变频器在V/F控制下稳定运行的方法。

本发明目的的实现方式为，变频器在V/F控制下稳定运行的方法，包含采样、坐标变换、功率计算、一阶低通滤波、P调节器、限幅、积分处理；

所述采样包含电机三相电流采样及滤波和电机输入电压采样；

所述坐标变换是将三相电流、电压变换成两相电流、电压，计算出α轴和β轴上的电流和电压；

所述功率计算是计算输入到电机的有功功率P和视在功率S;一阶低通滤波包含对采样的三相电流进行滤波和对效率进行滤波；所述对效率是有功功率P除以视在功率S；

所述P调节器是将效率误差进行P调节，然后乘以额定频率得到补偿频率；

所述限幅是对补偿频率进行限幅；所述积分处理是通过对角频率ω进行积分运算获得旋转角θ。

本发明根据分析系统不稳定时电机输入功率与电流之间的变换关系，通过控制有功功率的变化，在定子磁链矢量定向坐标系中采用频率补偿的方法来动态调整旋转角度，以抑制电流振荡，保持系统的稳定性。

本发明易于实现，不需要电机参数以及额外的硬件电路。应用中可以根据实际情况通过调节K_P的值对系统稳定性进行调节，K_P的值越小，抑制振荡的动态调节过程越长，但电流波形平滑度越好；反之，K_P的值越大，抑制振荡的动态调节过程越短，但电流波形平滑度变差。

附图说明

图1为本发明所采用的坐标系及其相互关系，

图2为本发明的系统原理框图。

具体实施方式、

本发明包含采样、坐标变换、功率计算、一阶低通滤波、P调节器、限幅、积分处理。采样包含电机三相电流采样及滤波和电机输入电压采样。

本发明包含以下步骤：

步骤（a），对采样到的电机三相输入电流进行滤波，一阶低通滤波的传递函数为

，即滤波后电流以A相为例，滤波后的电流

, 离散化后为： $I_a\left(k\right)=\frac{T_S{\mathrm{\ω}}_c}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_A+\frac{1}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_a(k-1)$ ,其中ω_c=2πf_c,f_c是一阶低通滤波器的截止频率，s是积分系数，T_S是采样周期，I_A是采样到的A相电流值；

步骤（b），计算输入到电机的有功功率和视在功率。先对滤波后的三相电流I_a,I_b,I_c进行3/2坐标变换，得到两相电流I_α,I_β。即 $I_{\mathrm{\α}}=({2I}_a-I_b-I_c)\×\frac{1}{3}$ $I_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}\×(I_b-I_c)$ 。同样对电机三相输入电压U_a,U_b,U_c进行3/2坐标变换，得到两相电压U_α,U_β。即 $U_{\mathrm{\α}}=({2U}_a-U_b-U_c)\×\frac{1}{3}$ ,  $U_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}\×\left(U_b{-U}_c\right)$ 。则有功功率P=U_αI_α+U_βI_β，视在功率S=V_SI_S,其中

,

;

步骤（c），计算效率误差。先计算出效率η=P/S，将效率进行一阶低通滤波，一阶低通滤波后得LPF(η)，

，其中ω_c=2πf_c,f_c是一阶低通滤波器的截止频率，s是积分系数。则效率误差Δη=η-LPF(η)；

步骤（d），计算补偿频率。利用P调节器对效率误差进行调节，补偿频率Δf=K_P×Δη×f_e，其中f_e为额定频率，K_P是比例系数；

步骤（e），计算旋转角度θ。对角速度ω进行积分得到旋转角度θ。由于ω=2π(f_cmd+Δf)，那么θ=∫2π(f_cmd+Δf)dt，其中f_cmd是给定频率，Δf为补偿频率。

下面参照附图详述本发明。

本发明的坐标变换是将三相电流、电压变换成两相电流、电压，计算出α轴和β轴上的电流和电压。

本发明中用到的坐标转换原理如图1所示，设变频器输出到电机的三相电流经过滤波后为I_a,I_b,I_c对其进行3/2坐标变换，得到两相电流I_α,I_β。即 $I_{\mathrm{\α}}=({2I}_a-I_b-I_c)\×\frac{1}{3}$ ， $I_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}\×(I_b-I_c)$ 。同样对电机三相输入电压U_a,U_b,U_c进行3/2坐标变换，得到两相电压U_α,U_β。即 $U_{\mathrm{\α}}=({2U}_a-U_b-U_c)\×\frac{1}{3}$ ,  $U_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}\×(U_b-U_c)$ 。

本发明的功率计算是计算输入到电机的有功功率P和视在功率S;一阶低通滤波包含对采样的三相电流进行滤波和对效率进行滤波；所述效率是有功功率P除以视在功率S；

参照图2，系统原理框图中有功功率和视在功率的计算如下：有功功率利用坐标变换后的电压电流值可以得到P=U_αI_α+U_βI_β，视在功率S=V_SI_S,V_S是电压在坐标中的合成值，I_S是电流在坐标中的合成值；然后效率为有功功率与视在功率的比例即η=P/S,将计算出的效率进行滤波，进行一阶低通滤波后得LPF(η)，计算出效率误差Δη=η-LPF(η)；然后将效率误差进行P调节得到补偿频率Δf=K_P×Δη×f_e，其中K_P的值要可调，根据实际调节K_P的值；将补偿频率进行限幅，补偿频率的绝对值不能超过电机额定滑差频率的最大值即-Δf_e≤Δf≤Δf_e，其中Δf_e是额定滑差频率，Δf_e=f_e-f_r，f_r是转子频率，f_e是电机额定频率。同时补偿频率的方向与给定频率的方向有关。给定频率为正，补偿频率也为正；同理给定频率为负，补偿频率也为负；由补偿频率求得旋转角度θ，对角速度ω进行积分得到旋转角度θ，θ=∫2π(f_cmd+Δf)dt。

本发明通过控制有功功率的变化来控制输出电流，从而使V/F控制系统达到稳定的一种方法。利用定子磁场定向下的电机方程得有功功率P=w_eψ_sI_q，其中w_e为电角频率、ψ_s为定子磁链、I_q为Q轴电流分量，由此可以看出抑制有功功率的波动能抑制电机磁链和电流的振荡。

本发明实施中，对稳定性影响最大的是三相电流、电压的检测和滤波处理，由于有功功率是电压电流实时计算出来的，如果检测有误差或瞬态波动都会引起补偿频率的波动，导致系统引入新的不稳定，因此补偿频率计算的周期要大于开关控制周期，以防调节过快引入新的不稳定因素。

Claims (2)

1.变频器在V/F控制下稳定运行的方法，其特征在于包含采样、坐标变换、功率计算、一阶低通滤波、P调节器、限幅、积分处理；

所述采样包含电机三相电流采样及滤波和电机输入电压采样；

所述坐标变换是将三相电流、电压变换成两相电流、电压，计算出α轴和β轴上的电流和电压；

所述功率计算是计算输入到电机的有功功率P和视在功率S;一阶低通滤波包含对采样的三相电流进行滤波和对效率进行滤波；所述对效率是有功功率P除以视在功率S；

所述P调节器是将效率误差进行P调节，然后乘以额定频率得到补偿频率；

所述限幅是对补偿频率进行限幅；所述积分处理是通过对角频率ω进行积分运算获得旋转角θ。

2.根据权利要求1所述的变频器在V/F控制下稳定运行的方法，其特征在于方法包含以下步骤：

步骤（a），对采样到的电机三相输入电流进行滤波，一阶低通滤波的传递函数为

，即滤波后电流以A相为例，滤波后的电流

, 离散化后为： $I_a\left(k\right)=\frac{T_S{\mathrm{\ω}}_c}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_A+\frac{1}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_a(k-1)$ ,其中ω_c=2πf_c,f_c是一阶低通滤波器的截止频率，s是积分系数，T_S是采样周期, I_A是采样到的A相电流值；

步骤（b），计算输入到电机的有功功率和视在功率，先对滤波后的三相电流I_a,I_b,I_c进行3/2坐标变换，得到两相电流I_α,I_β，即，

；同样对电机三相输入电压U_a,U_b,U_c进行3/2坐标变换，得到两相电压U_α,U_β，即 $I_a\left(k\right)=\frac{T_S{\mathrm{\ω}}_c}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_A+\frac{1}{1+T_S{\mathrm{\ω}}_c}{I}_a(k-1)$ ,  $U_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}\×(U_b-U_c)$ ，则有功功率P=U_αI_α+U_βI_β，视在功率S=V_SI_S,其中

,

；

步骤（c），计算效率误差，先计算出效率η=P/S，将效率进行一阶低通滤波，一阶低通滤波后得LPF(η)，

，其中ω_c=2πf_c,f_c是一阶低通滤波器的截止频率，s是积分系数，则效率误差Δη=η-LPF(η)；

步骤（d），计算补偿频率，利用P调节器对效率误差进行调节，补偿频率Δf=K_P×Δη×f_e，其中f_e为额定频率，K_P是比例系数；

步骤（e），计算旋转角度θ，对角速度ω进行积分得到旋转角度θ，由于ω=2π(f_cmd+Δf)，那么θ=∫2π(f_cmd+Δf)dt，其中f_cmd是给定频率，Δf为补偿频率。

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