CN104038115A - 单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电机驱动系统，具体说是单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法。该驱动系统及控制方法通过位置传感器采集到的电机旋转频率，计算得出输入电流相位角瞬时值和输入电流指令值，进而依次得到电路控制电压项、瞬时感应电压和输出电压指令值，最终得到输出占空比α以生成脉宽调制PWM波信号，并传送至全桥功率逆变电路中来控制大功率开关器件，从而实现单绕组直流无刷电机的驱动控制。采用该驱动系统及控制方法对单绕组直流无刷电机进行驱动控制，电机起动容易，制造成本较低，电机运行时振动和噪音小，适用范围较广。

Description

单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机驱动系统，具体说是单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法。

背景技术

直流无刷电机，又称永磁同步电机，以其高效节能和静音、小型等优点得到了广泛地应用。与传统的异步电机相比，转子内嵌的磁钢提供了磁场，使得电机励磁电流大幅下降甚至无需励磁电流，大幅度提高了电机本体效率。

目前，直流无刷电机大部分是三相绕组构成，由三相变频驱动装置驱动。为了降低成本，单绕组直流无刷电机被提出并得到了实用验证。由于单绕组直流无刷电机定子只有一相绕组，大大简化了生产工艺和成本，同时通过优化设计，单绕组直流无刷电机的效率可以做到与三相直流无刷电机相媲美。

现有技术中对单绕组直流无刷电机的驱动控制，大都沿用了三相直流无刷电机的120度通电的驱动方式，其驱动器构成及控制方法如下：

单绕组直流无刷电机的驱动器由四个MOSFET或IGBT构成的全桥功率逆变电路组成，逆变电路两相的输出端分别接在电机单绕组的两端；电机转子附近配置一个检测转子位置的霍尔等位置传感器；当电机磁钢的磁场划过霍尔传感器时，霍尔信号将发生对应磁极位置的高低电平信号；驱动器根据霍尔等位置传感器的位置信息，对全桥功率逆变电路施加一个等占空比脉宽调制(PWM)的调制信号，当霍尔信号发生变化时随之切换导通相序，使得转子跟随定子磁场旋转；通过调节脉宽调制(PWM)波的占空比使得驱动器输出电压发生变化，进而使得单绕组直流无刷电机的电流和转矩随之发生变化，从而达到调节单绕组直流无刷电机旋转速度的目的。这种控制方法简单易行，驱动器控制甚至可以不使用CPU等处理器，完全由模拟数字电路硬件构成。

但是，这种驱动方式存在以下缺点：

1.由于单绕组直流无刷电机中只有一组绕组，随着电机转子停止时的初始角度不同而存在着一个电磁转矩趋于零的转矩死区，需要在设计时调节霍尔等位置传感器的位置，使得电机起动时控制较为困难；

2.单绕组直流无刷电机必须采用特殊的气隙、齿槽配合等结构设计，才能确保电机的正常起动，其结构复杂，制造成本相对较高；

3.由电机相电流所产生的磁场和转子永磁体的磁场合成了单绕组电机的旋转磁场，而等占空比脉宽调制(PWM)的定子方波电压所产生的电机相电流必然不是正弦波，使得电机旋转磁场含有大量的高次谐波成分，进而造成了电机的电磁转矩含有较大的脉动成分，使得单绕组直流无刷电机运行时的振动和噪声远远比三绕组直流无刷电机大；

4.等占空比脉宽调制(PWM)在起动时电机的电磁转矩是单方向的，也就是单绕组直流无刷电机起动的旋转方向只能是单方向，使其使用范围受到了极大的限制。

发明内容

本发明要解决的问题是提供一种单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法，采用该驱动系统及控制方法对单绕组直流无刷电机进行驱动控制，电机起动容易，制造成本较低，电机运行时振动和噪音小，适用范围较广。

为解决上述问题，采取以下技术方案：

本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的特点是包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电流采样电路、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接受电路。所述电源电路输出直流电源，通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接。所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件，全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接，4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制波；全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接，输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机。所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置；位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接，使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元。所述全桥功率逆变电路与单绕组直流无刷电机间的交流动力线AC_V上设置有电流传感器，该电流传感器通过电流采样电路与控制运算单元呈电连接，使得电流传感器采集到的单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值，能够经电流采样电路处理后传送至控制运算单元。所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接，电压采样电路与控制运算单元呈电连接，使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元。所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接，外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速、电流或者输出功率指令信号，并经处理后传送至控制运算单元。所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU，其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。

本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法的特点是包括以下步骤：

第一步，利用电机的设计参数或通过测量得到单绕组直流无刷电机的感应电压-频率曲线，并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中；将整个感应电压的波形与输入电流相位角的对应关系在单绕组直流无刷电机上进行测量，得到高次谐波电压成分与输入电流相位角的对应关系曲线，并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中。

第二步，控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路采集并计算得到电机旋转频率，同时计算出单绕组直流无刷电机的输入电流相位角瞬时值。

第三步，控制运算单元通过外部指令接受电路，直接得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值；或由上位机通过外部指令接受电路给出电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作比例-积分-微分运算，得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值，该电流指令值代表着电机输入电流的有效值。

第四步，控制运算单元通过电流传感器以及电流采样电路，实时地采样单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值。

第五步，控制运算单元按照输入电流相位角瞬时值求得正弦值，乘上根号2倍的电流指令值，作为瞬时电流指令值，并将该瞬时电流指令值与电流传感器采样得到的相电流瞬时值作比例-积分-微分运算，得到输出电机的电流控制电压项。

第六步，控制运算单元根据电机旋转频率，按照第一步中的感应电压-频率曲线查表或计算得到电机的感应电压有效值，并乘上根号2倍的输入电流相位角瞬时值对应的正弦值，还需要根据当前输入电流相位角瞬时值查表得出此时的实测高次谐波电压，一并计入瞬时感应电压，得到瞬时感应电压。

第七步，将电机的电流控制电压项与瞬时感应电压求和，得到全桥功率逆变电路的输出电压指令值。

第八步，通过输出电压指令值与电压采样电路采样得到的直流母线电压的比例计算得到输出占空比，最后得到控制大功率开关器件的脉宽调制波信号，并传送至全桥功率逆变电路。

整个控制流程按上述步骤，在预先设定的控制周期内，从第二步至第八步周而复始的进行，完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动控制。

其中，当所述位置传感器为霍尔位置传感器时，控制方法第二步中电机的输入电流相位角瞬时值的计算公式如下：

θ＝θ_sen+θ_pre+2πf_fbΔt

式中，θ为电机的输入电流相位角瞬时值；θ_sen为霍尔位置传感器采集到的位置传感器相位角，它根据霍尔信号的高低电平变化动态更新；θ_pre为预先设置在控制运算单元中的进相角，可以通过调节θ_pre的数值，来校正位置传感器的误差；f_fb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率；Δt为霍尔位置传感器更新相位角θ_sen后的时间变化量。

当所述位置传感器为编码器时，控制方法第二步中电机的输入电流相位角瞬时值的计算公式如下：

θ＝θ_sen+θ_pre

式中，θ为电机的输入电流相位角瞬时值；θ_sen为编码器采集到的位置传感器相位角，它根据编码器信号的变化动态更新；θ_pre为预先设置在控制运算单元中的进相角，可以通过调节θ_pre的数值，来校正位置传感器的误差。

控制方法第三步中,上位机通过外部指令接受电路给出电机旋转频率指令值时，单绕组直流无刷电机的输入电流指令值通过比例-积分-微分(PID)运算得出，其计算公式如下：

$I^{*}=K_{P\_S}{\mathrm{\ϵ}}_f+K_{I\_S}\∫{\mathrm{\ϵ}}_f\mathrm{dt}+K_{D\_S}\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_f}{\mathrm{dt}}$

式中，I^*为电机的输入电流指令值；ε_f为频率误差，此时，ε_f＝f^*-f_fb，f^*为电机旋转频率指令值，由上位机通过外部指令接受电路给出，或由控制运算单元内部给定；f_fb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率；K_{P_S}为速度控制的比例增益；K_{I_S}为速度控制的积分增益；K_{D_S}为速度控制的微分增益；t为时间变量。

控制方法第五步中按照比例-积分-微分(PID)运算计算输出电机的电流控制电压项的计算公式如下：

$V_i=K_P{\mathrm{\ϵ}}_i+K_I{\∫\mathrm{\ϵ}}_i\mathrm{dt}+K_D\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_i}{\mathrm{dt}}$

式中，V_i为电流控制电压项；ε_i为瞬时电流指令值与瞬时电流反馈值的误差，此时，I^*为电机的输出电流指令值，θ为当前电机的输入电流相位角瞬时值，i_uv为电流传感器采样得到的电机相电流瞬时值；K_P为电流控制的比例增益；K_I为电流控制的积分增益；K_D为电流控制的微分增益；t为时间变量。

控制方法第六步中瞬时感应电压的计算公式如下：

$e_0=\sqrt{2}{V}_0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+e_h\left(\mathrm{\θ}\right)$

式中，e_o为瞬时感应电压；V_o为在当前电机旋转频率f_fb下查表计算得到的感应电压有效值；θ为当前电机的输入电流相位角瞬时值；e_h(θ)为感应电压中的高次谐波成分。

控制方法第七步中全桥功率逆变电路的输出电压指令值的计算公式如下：

V_uv＝V_i+e₀

式中，V_uv为全桥功率逆变电路输出电压指令值；V_i为电流控制电压项；e_o为瞬时感应电压。

控制方法第八步中输出占空比的计算公式如下：

$\mathrm{\α}=\frac{V_{\mathrm{uv}}}{V_{\mathrm{dc}}}$

式中，α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件输出占空比；V_uv为全桥功率逆变电路输出电压指令值；V_dc为电压采样电路采样的直流母线电压的瞬时值。

采取上述方案，具有以下优点：

1.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法是在电机起动时，通过控制正弦波电流波形，使得电机绕组产生的磁场均匀旋转，从而使电机不再存在起动时电磁转矩较小甚至为零的转矩死区，可以有效地改善单绕组直流无刷电机起动困难的缺点；

2.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法是采用正弦波的驱动方式来解决单绕组直流无刷电机起动困难的问题，无需采用特殊的气隙、齿槽配合等结构，可降低制造成本；

3.由于采用本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法所带来的高速应答性能，同时控制流程所预设的高次谐波补偿功能有效地抵消了高次谐波所带来的不利影响，使得驱动器在驱动单绕组直流无刷电机时可以输出较为完美的正弦波电流波形，从而使得定子绕组产生的磁场始终与转子永磁体保持正交，因此转矩脉动大大下降，有效地减轻了单绕组直流无刷电机的振动和噪声，提高了电机的效率；

4.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法中正弦波电流的交变频率可以控制为正值或负值，使得电机产生的电磁转矩可以为正向或反向旋转的电磁转矩，因此起动时可以控制电机正向或反向起动，大大扩展了单绕组直流无刷电机的使用范围。

附图说明

图1是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的结构原理图；

图2是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法的流程图；

图3是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统中电机的感应电压-频率曲线；

图4是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统中电机的含高次谐波的感应电压波形曲线；

图5是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统中电机感应电压的基波波形曲线；

图6是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统中电机感应电压的高次谐波波形曲线；

图7是单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的速度控制的流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统及其控制方法做进一步详细说明。

如图1所示，本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电流采样电路、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接受电路。

所述电源电路输出直流电源，通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接。

所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件，全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接，4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制(PWM)波；全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接，输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机。

所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置；位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接，使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元。

所述全桥功率逆变电路与单绕组直流无刷电机间的交流动力线AC_V上设置有电流传感器，该电流传感器通过电流采样电路与控制运算单元呈电连接，使得电流传感器采集到的单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值，能够经电流采样电路处理后传送至控制运算单元。另外，电流传感器及采样电路也可安装在AC_U线上，或者安装在图1中没有详细显示的全桥功率逆变电路内部的直流母线上，或者功率器件的下管与直流母线负端之间，也可达到同样的目的。电流传感器的安装方式由于是属于周知的公开技术，这里略去详细说明。

所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接，电压采样电路与控制运算单元呈电连接，使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元。

所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接，外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速、电流或者输出功率指令信号，并经处理后传送至控制运算单元。

所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU，其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。

如图2所示，采用本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统驱动单绕组直流无刷电机的控制方法包括以下步骤：

第一步，将如图3所示的感应电压-频率曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中。图3中横轴为电机旋转频率，纵轴为感应电压有效值。这个感应电压-频率曲线可根据电机的设计数据得到，也可以事先通过测量得到，并适当考虑电机起动时所需的转矩提升电压，在接近零速时将电压值提升为转矩提升电压V_b0。同时，考虑到驱动系统最大输出电压的能力受直流母线电压的限制，在电机旋转频率达到设计的额定值f_n后，感应电压值将不再上升，保持一条数值为额定感应电压V_n的水平直线。

在设计单绕组直流无刷电机时，为了提高电机效率，往往在电机的感应电压中混入较大的高次谐波成分。可将整个感应电压的波形与输入电流相位角的对应关系在实际机器上测试并记录，从而得到如图4所示的关系曲线。然后将该关系曲线的波形按傅里叶变换分别计算出如图5所示的基波电压成分与输入电流相位角的关系曲线、以及如图6所示的高次谐波电压成分与输入电流相位角的关系曲线，并将高次谐波电压成分与输入电流相位角的关系曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中，在下文所述的控制计算中予以补偿。这样，在进行电流控制时，可以有效地抵消电机的感应电压的高次谐波成分对控制系统带来的扰动影响。

第二步，控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路采集并计算得到电机旋转频率f_fb，同时计算出单绕组直流无刷电机的输入电流相位角瞬时值θ。

当位置传感器使用霍尔位置传感器时，电机输入电流相位角瞬时值θ的计算，除了由霍尔位置传感器采到的相位角θ_sen本身外，还可预先加入一个可调节的进相角θ_pre，然后实时计入旋转角度，即电机的输入电流相位角瞬时值为：

θ＝θ_sen+θ_pre+2πf_fbΔt 式1

这里，相位角θ_sen根据霍尔信号的高低电平变化动态更新，一般单绕组直流无刷电机只安装一个霍尔位置传感器，因此相位角θ_sen只有0度或180度两个值；△t为霍尔位置传感器更新相位角θ_sen后的时间变化量，实际计算时为了保证精度，时间变化量△t可以在每个载波中断里逐次更新；而进相角θ_pre的数值可以根据运行情况动态调节。

当位置传感器使用高分辨率的编码器时，电机输入电流相位角瞬时值θ的计算可直接由编码器采到的相位角θ_sen与可调节的进相角θ_pre合成得到，即电机的输入电流相位角瞬时值为：

θ＝θ_sen+θ_pre 式2

式1和式2中，控制运算单元可通过调节θ_pre的数值，以校正位置传感器的误差，进而校正驱动系统输出的功率因数。这项处理计算使得驱动系统在电机的位置传感器硬件固化时也有能力调节电机的输入电流相位角。

第三步，控制运算单元通过外部指令接受电路，直接得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值；或按图7所示的速度控制流程，由上位机通过外部指令接受电路给出电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作比例-积分-微分(PID)运算，得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值。该电流指令值代表着电机输入电流的有效值。其计算公式如下：

$I^{*}=K_{P\_S}{\mathrm{\ϵ}}_f+K_{I\_S}\∫{\mathrm{\ϵ}}_f\mathrm{dt}+K_{D\_S}\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_f}{\mathrm{dt}}$ 式3

这里，I^*为电机的输入电流指令值(有效值)，可作为图2所示的电机的输入电流指令值(有效值)；频率误差ε_f＝f^*-f_fb，f^*为电机旋转频率指令值，由上位机外部指令信号接受电路给出，或由控制运算单元内部给定；f_fb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率；K_{P_S}为速度控制的比例增益；K_{I_S}为速度控制的积分增益；K_{D_S}为速度控制的微分增益。

式3是连续时域的比例-积分-微分(PID)计算公式，在嵌入式CPU实时控制中，需要将其转为离散计算公式，以便编制控制程序。下式是离散型比例-积分-微分(PID)计算公式的一种：

$I^{*}=K_{P\_S}{\mathrm{\ϵ}}_f+K_{I\_S}\mathrm{\Σ}\left({\mathrm{\ϵ}}_f{T}_{S\_S}\right)+K_{D\_S}\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ϵ}}_f}{T_{S\_S}}$ 式4

这里，T_{s_s}为速度环的控制周期常数，一般来说，速度控制环节可与电流控制环节分离，采用较低的控制周期以降低CPU的计算负荷率；Δε_f为一个速度控制周期之间误差ε_f的变化量，即Δε_f＝ε_f(k)-ε_f(k-1)，ε_f(k)为本次控制周期的电机旋转频率指令值与电机旋转频率之间的误差值，ε_i(k-1)为上一次控制周期的电机旋转频率指令值与电机旋转频率之间的误差值。

第四步，控制运算单元通过电流传感器以及电流采样电路，实时地采样单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值。

第五步，控制运算单元按照输入电流相位角瞬时值求得正弦值，乘上根号2倍的电流指令值，作为瞬时电流指令值，并将该瞬时电流指令值与电流传感器采样得到的相电流瞬时值作比例-积分-微分运算，得到输出电机的电流控制电压项。其计算公式如下：

$V_i=K_P{\mathrm{\ϵ}}_i+K_I{\∫\mathrm{\ϵ}}_i\mathrm{dt}+K_D\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_i}{\mathrm{dt}}$ 式5

这里，V_i为电流控制电压项；ε_i为瞬时电流指令值与电机相电流瞬时值的误差，I^*为电流指令值的有效值，i_uv为电流传感器采样得到的电机相电流瞬时值；K_P为电流控制的比例增益；K_I为电流控制的积分增益；K_D为电流控制的微分增益。

式5是连续时域的比例-积分-微分计算公式，在嵌入式CPU实时控制中，一般需要将其转为离散计算公式，以便编制控制程序。下式是离散型比例-积分-微分计算公式的一种：

$V_i=K_P{\mathrm{\ϵ}}_i+K_I\mathrm{\Σ}\left({\mathrm{\ϵ}}_i{T}_s\right)+K_D\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ϵ}}_i}{T_s}$ 式6

这里，T_s为电流PI控制的周期常数，这个周期一般可以选择为PWM控制的载波周期，也可按照实际控制的需要进一步选择为半个载波周期，或者选择载波周期的整数倍；Δε_i为一个电流控制周期之间误差ε_i的变化量，即Δε_i＝ε_i(k)-ε_i(k-1)，ε_i(k)为本次控制周期的瞬时电流指令值与瞬时电流反馈值之间的误差值，ε_i(k-1)为上一次控制周期的瞬时电流指令值与瞬时电流反馈值之间的误差值。

为了消除电磁噪声的干扰，式6的误差计算也可加上滤波处理，由于这是周知技术，这里不作展开。

第六步，控制运算单元根据电机旋转频率，按照图3所示的感应电压-频率曲线查表或计算得到电机的感应电压有效值，并乘上根号2倍的输入电流相位角瞬时值对应的正弦值，还需要根据当前输入电流相位角瞬时值查表得出此时的高次谐波电压成分，一并计入瞬时感应电压，得到瞬时感应电压eo。其计算公式如下：

$e_0=\sqrt{2}{V}_0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+e_h\left(\mathrm{\θ}\right)$ 式7

这里，V_o为当前电机旋转频率f_fb查表计算得到的的感应电压有效值；θ为当前输入电流相位角瞬时值；e_h(θ)为感应电压中的高次谐波电压成分。

第七步，将电机的电流控制电压项与瞬时感应电压求和，得到全桥功率逆变电路的输出电压指令值，即：

V_uv＝V_i+e₀ 式8

这里，V_uv为全桥功率逆变电路的输出电压指令值；V_i为电流控制电压项；e_o为瞬时感应电压。

第八步，通过输出电压指令值与电压采样电路采样得到的直流母线电压瞬时值的比例计算得到输出占空比，即：

$\mathrm{\α}=\frac{V_{\mathrm{uv}}}{V_{\mathrm{dc}}}$ 式9

这里，α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件输出占空比；V_dc为采样的直流母线电压瞬时值。这个计算可以有效地抑制直流母线电压波动对电流控制造成的不利影响。

最后，将该输出占空比α输入到控制运算单元以生成脉宽调制PWM波信号，并将该PWM波信号传送至全桥功率逆变电路中来控制大功率开关器件。这个过程中，有不同的方法如三角波比较法等周知技术，均可得到脉宽调制PWM波，这里不作展开。

这里，控制运算单元通过直流母线电压采样电路实时采样母线电压，从而计算出PWM控制所需的输出占空比，同时补偿母线电压的波动。另外，还可以通过直流母线电压和输出占空比来间接地计算出电机的线间交流电压，进而与电流信号一起计算出电机的输入功率。当然，这个线间交流电压的采集工作也可以用实时采集电机的线间交流电压瞬时值的交流电压传感器替代。

整个控制流程按上述步骤，在预先设定的控制周期内，从第二步至第八步周而复始的进行，完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动控制。

上述控制流程构成了一个高速电流控制环。这个电流环由于需要对电流进行高速调节，因此一般是每个载波中断进行两次电流控制，或者每个载波中断进行一次电流控制。在电机功率较大的情况下也可按载波的倍数次进行一次电流控制。

由于上述电流控制法直接控制着电机的电流波形，也就是说，电流控制不仅可以控制电机的相电流大小，还可以控制电流的相位，因此可以通过调节霍尔位置传感器的位置或在控制软件中调节的进相角θ_pre的办法，使得输出功率因数接近1。此时可认为电机输入电流基本属于转矩电流成分，电机输入电流有效值与电机的输出电磁转矩呈比例关系。

因此，图2所示的高速电流控制流程可独立地驱动单绕组直流无刷电机。只要适当地改变电流指令值的大小，即可调节电机输出电磁转矩，进而改变电机旋转速度。此时，电流指令值可以由上位机通过外部指令信号接受电路给出，也可由控制运算单元内部设置给出。

Claims (9)

1.单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统，其特征在于包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电流采样电路、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接受电路；

所述电源电路输出直流电源，通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接；

所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件，全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接，4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制波；全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接，输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机；

所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置；位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接，使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元；

所述全桥功率逆变电路与单绕组直流无刷电机间的交流动力线AC_V上设置有电流传感器，该电流传感器通过电流采样电路与控制运算单元呈电连接，使得电流传感器采集到的单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值，能够经电流采样电路处理后传送至控制运算单元；

所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接，电压采样电路与控制运算单元呈电连接，使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元；

所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接，外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速、电流或者输出功率指令信号，并经处理后传送至控制运算单元；

所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU，其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。

2.如权利要求1所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于包括以下步骤：

第一步，利用电机的设计参数或通过测量得到单绕组直流无刷电机的感应电压-频率曲线，并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中；将整个感应电压的波形与输入电流相位角的对应关系在单绕组直流无刷电机上进行测量，得到高次谐波电压成分与输入电流相位角的对应关系曲线，并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中；

第二步，控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路采集并计算得到电机旋转频率，同时计算出单绕组直流无刷电机的输入电流相位角瞬时值；

第三步，控制运算单元通过外部指令接受电路，直接得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值；或由上位机通过外部指令接受电路给出电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作比例-积分-微分运算，得到单绕组直流无刷电机的输入电流指令值，该电流指令值代表着电机输入电流的有效值；

第四步，控制运算单元通过电流传感器以及电流采样电路，实时地采样单绕组直流无刷电机的相电流瞬时值；

第五步，控制运算单元按照输入电流相位角瞬时值求得正弦值，乘上根号2倍的电流指令值，作为瞬时电流指令值，并将该瞬时电流指令值与电流传感器采样得到的相电流瞬时值作比例-积分-微分运算，得到输出电机的电流控制电压项；

第六步，控制运算单元根据电机旋转频率，按照第一步中的感应电压-频率曲线查表或计算得到电机的感应电压有效值，并乘上根号2倍的输入电流相位角瞬时值对应的正弦值，还需要根据当前输入电流相位角瞬时值查表得出此时的实测高次谐波电压成分，一并计入瞬时感应电压，得到瞬时感应电压；

第七步，将电机的电流控制电压项与瞬时感应电压求和，得到全桥功率逆变电路的输出电压指令值；

第八步，通过输出电压指令值与电压采样电路采样得到的直流母线电压的比例计算得到输出占空比，最后得到控制大功率开关器件的脉宽调制波信号，并传送至全桥功率逆变电路；

整个控制流程按上述步骤，在预先设定的控制周期内，从第二步至第八步周而复始的进行，完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动控制。

3.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于当所述位置传感器为霍尔位置传感器时，第二步中电机的输入电流相位角瞬时值的计算公式如下：

θ＝θ_sen+θ_pre+2πf_fbΔt

式中，θ为电机的输入电流相位角瞬时值；θ_sen为霍尔位置传感器采集到的位置传感器相位角，它根据霍尔信号的高低电平变化动态更新；θ_pre为预先设置在控制运算单元中的进相角，可以通过调节θ_pre的数值，来校正位置传感器的误差；f_fb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率；Δt为霍尔位置传感器更新相位角θ_sen后的时间变化量。

4.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于当所述位置传感器为编码器时，第二步中电机的输入电流相位角瞬时值的计算公式如下：

θ＝θ_sen+θ_pre

式中，θ为电机的输入电流相位角瞬时值；θ_sen为编码器采集到的位置传感器相位角，它根据编码器信号的变化动态更新；θ_pre为预先设置在控制运算单元中的进相角，可以通过调节θ_pre的数值，来校正位置传感器的误差。

5.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于第三步中单绕组直流无刷电机的输入电流指令值通过比例-积分-微分(PID)运算得出，其计算公式如下：

$I^{*}=K_{P\_S}{\mathrm{\ϵ}}_f+K_{I\_S}\∫{\mathrm{\ϵ}}_f\mathrm{dt}+K_{D\_S}\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_f}{\mathrm{dt}}$

式中，I^*为电机的输入电流指令值；ε_f为频率误差，此时，ε_f＝f^*-f_fb，f^*为电机旋转频率指令值，由上位机通过外部指令接受电路给出，或由控制运算单元内部给定；f_fb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率；K_{P_S}为速度控制的比例增益；K_{I_S}为速度控制的积分增益；K_{D_S}为速度控制的微分增益；t为时间变量。

6.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于第五步中按照比例-积分-微分(PID)运算计算输出电机的电流控制电压项的计算公式如下：

$V_i=K_P{\mathrm{\ϵ}}_i+K_I{\∫\mathrm{\ϵ}}_i\mathrm{dt}+K_D\frac{{\mathrm{d\ϵ}}_i}{\mathrm{dt}}$

式中，V_i为电流控制电压项；ε_i为瞬时电流指令值与瞬时电流反馈值的误差，此时，I^*为电机的输出电流指令值，θ为当前电机的输入电流相位角瞬时值，i_uv为电流传感器采样得到的电机相电流瞬时值；K_P为电流控制的比例增益；K_I为电流控制的积分增益；K_D为电流控制的微分增益；t为时间变量。

7.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于第六步中瞬时感应电压的计算公式如下：

$e_0=\sqrt{2}{V}_0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+e_h\left(\mathrm{\θ}\right)$

式中，e_o为瞬时感应电压；V_o为在当前电机旋转频率f_fb下查表计算得到的感应电压有效值；θ为当前电机的输入电流相位角瞬时值；e_h(θ)为感应电压中的高次谐波成分。

8.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于第七步中全桥功率逆变电路的输出电压指令值的计算公式如下：

V_uv＝V_i+e₀

式中，V_uv为全桥功率逆变电路输出电压指令值；V_i为电流控制电压项；e_o为瞬时感应电压。

9.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电流驱动系统的控制方法，其特征在于第八步中输出占空比的计算公式如下：

$\mathrm{\α}=\frac{V_{\mathrm{uv}}}{V_{\mathrm{dc}}}$

式中，α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件输出占空比；V_uv为全桥功率逆变电路输出电压指令值；V_dc为电压采样电路采样的直流母线电压的瞬时值。