CN104038114A - 单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种电机驱动系统,具体说是单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法。该驱动系统及控制方法通过电机旋转频率指令值和位置传感器采集到的电机旋转频率,计算得出输出电压相位角、输出电压指令值和输出电压瞬时值,最终得到输出占空比以生成脉宽调制PWM波信号,并传送至全桥功率逆变电路中来控制大功率开关器件,从而实现单绕组直流无刷电机的驱动控制。采用该驱动系统及控制方法对单绕组直流无刷电机进行驱动控制,电机起动容易,制造成本较低,电机运行时振动和噪音小,适用范围较广。
Description
技术领域
本发明涉及一种电机驱动系统,具体说是单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法。
背景技术
直流无刷电机,又称永磁同步电机,以其高效节能和静音、小型等优点得到了广泛地应用。与传统的异步电机相比,转子内嵌的磁钢提供了磁场,使得电机励磁电流大幅下降甚至无需励磁电流,大幅度提高了电机本体效率。
目前,直流无刷电机大部分是三相绕组构成,由三相变频驱动装置驱动。为了降低成本,单绕组直流无刷电机被提出并得到了实用验证。由于单绕组直流无刷电机定子只有一相绕组,大大简化了生产工艺和成本,同时通过优化设计,单绕组直流无刷电机的效率可以做到与三相直流无刷电机相媲美。
现有技术中对单绕组直流无刷电机的驱动控制,大都沿用了三相直流无刷电机的120度通电的驱动方式,其驱动器构成及控制方法如下:
单绕组直流无刷电机的驱动器由四个MOSFET或IGBT构成的全桥功率逆变电路组成,逆变电路两相的输出端分别接在电机单绕组的两端;电机转子附近配置一个检测转子位置的霍尔等位置传感器;当电机磁钢的磁场划过霍尔传感器时,霍尔信号将发生对应磁极位置的高低电平信号;驱动器根据霍尔等位置传感器的位置信息,对全桥功率逆变电路施加一个等占空比脉宽调制(PWM)的调制信号,当霍尔信号发生变化时随之切换导通相序,使得转子跟随定子磁场旋转;通过调节脉宽调制(PWM)波的占空比使得驱动器输出电压发生变化,进而使得单绕组直流无刷电机的电流和转矩随之发生变化,从而达到调节单绕组直流无刷电机旋转速度的目的。这种控制方法简单易行,驱动器控制甚至可以不使用CPU等处理器,完全由模拟数字电路硬件构成。
但是,这种驱动方式存在以下缺点:
1.由于单绕组直流无刷电机中只有一组绕组,随着电机转子停止时的初始角度不同而存在着一个电磁转矩趋于零的转矩死区,需要在设计时调节霍尔等位置传感器的位置,使得电机起动时控制较为困难;
2.单绕组直流无刷电机必须采用特殊的气隙、齿槽配合等结构设计,才能确保电机的正常起动,其结构复杂,制造成本相对较高;
3.由电机相电流所产生的磁场和转子永磁体的磁场合成了单绕组电机的旋转磁场,而等占空比脉宽调制(PWM)的定子方波电压所产生的电机相电流必然不是正弦波,使得电机旋转磁场含有大量的高次谐波电压成分,进而造成了电机的电磁转矩含有较大的脉动成分,使得单绕组直流无刷电机运行时的振动和噪声远远比三绕组直流无刷电机大;
4.等占空比脉宽调制(PWM)在起动时电机的电磁转矩是单方向的,也就是单绕组直流无刷电机起动的旋转方向只能是单方向,使其使用范围受到了极大的限制。
发明内容
本发明要解决的问题是提供一种单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法,采用该驱动系统及控制方法对单绕组直流无刷电机进行驱动控制,电机起动容易,制造成本较低,电机运行时振动和噪音小,适用范围较广。
为解决上述问题,采取以下技术方案:
本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的特点是包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接收电路。所述电源电路输出直流电源,通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接。所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件,全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接,4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制波;全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接,输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机。所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置;位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接,使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元。所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接,电压采样电路与控制运算单元呈电连接,使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元。所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接,外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速或输出功率的指令信号,并经处理后传送至控制运算单元。所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU,其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。
本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法的特点是包括以下步骤:
第一步,将整个感应电压的波形与输出电压相位角的对应关系在单绕组直流无刷电机上进行测量,得到感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中;
第二步,控制运算单元通过外部指令接受电路或预先设定的内部值,得到电机旋转频率指令值;
第三步,控制运算单元根据位置传感器和位置检测电路采集电机旋转速度和位置信号,计算得到电机旋转频率,同时计算出当前电机的输出电压相位角瞬时值;
第四步,控制运算单元根据电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作速度反馈比例-积分-微分运算,得到输出电压指令值;
第五步,控制运算单元根据电机的输出电压相位角瞬时值进行正弦运算,求出正弦值,该正弦值的根号2倍乘上输出电压指令值后得到输出电压瞬时值;或者,当所述单绕组直流无刷电机的感应电压中高次谐波电压成分较大时,控制运算单元查询感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,并按输出电压相位角瞬时值通过插值计算得到分布系数,该分布系数乘上输出电压指令值后得到输出电压瞬时值;
第六步,控制运算单元通过输出电压瞬时值与电压采样电路采样得到的直流母线电压瞬时值进行比例计算,得到输出占空比,最后得到控制功率器件开关的脉宽调制波信号;
整个控制流程按上述步骤,在预先设定的控制周期内,从第二步至第六步周而复始地进行,完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动控制。
其中,当所述位置传感器为霍尔位置传感器时,第三步中当前电机的输出电压相位角瞬时值的计算公式如下:
θ=θsen+θpre+2πffbΔt
式中,θ为电机的输出电压相位角瞬时值;θsen为霍尔位置传感器采集到的位置传感器相位角,它根据霍尔信号的高低电平变化动态更新;θpre为预先设置在控制运算单元中的进相角,可以通过调节θpre的数值,来校正位置传感器的误差;ffb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率;Δt为霍尔位置传感器更新相位角θsen后的时间变化量。
当所述位置传感器为编码器时,第三步中当前电机的输出电压相位角的计算公式如下:
θ=θsen+θpre
式中,θ为电机的输出电压相位角瞬时值;θsen为编码器采集到的位置传感器相位角,它根据编码器信号的变化动态更新;θpre为预先设置在控制运算单元中的进相角,可以通过调节θpre的数值,来校正位置传感器的误差。
控制方法第四步中按照比例-积分-微分运算计算输出电压指令值的计算公式如下:
这里,为输出电压指令值;εf为频率误差,此时,εf=f*-ffb,f*为电机旋转频率指令值,由上位机外部指令信号接受电路给出,或由控制运算单元内部给定;ffb为控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率反馈值;KP_S为速度控制的比例增益;KI_S为速度控制的积分增益;KD_S为速度控制的微分增益;t为时间变量。
控制方法第五步中输出电压瞬时值的计算公式如下:
式中,Vuv为输出电压瞬时值;为输出电压指令值;θ为电机的输出电压相位角瞬时值。
当所述单绕组直流无刷电机的感应电压中高次谐波电压成分较大时,控制运算单元查询预先输入其存贮装置中的感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,根据输出电压相位角瞬时值通过插值计算得到分布系数k(θ),此时第五步中输出电压瞬时值的计算公式如下:
式中,Vuv为输出电压瞬时值;为输出电压指令值;k(θ)为感应电压对应输出电压相位角的分布系数。
控制方法第六步中输出占空比的计算公式如下:
式中,α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件的输出占空比;Vuv为输出电压瞬时值;Vdc为电压采样电路采样的直流母线电压瞬时值。
采取上述方案,具有以下优点:
1.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法是在电机起动时,通过控制电压波形为接近正弦波,与传统的方波控制相比,换相时没有电压突变,使得电机绕组产生的磁场均匀旋转,所产生的电磁转矩方向均一,从而使电机不再存在起动时电磁转矩较小甚至为零的转矩死区,可以有效地改善单绕组直流无刷电机起动困难的缺点;
2.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法是采用正弦波的驱动方式来解决单绕组直流无刷电机起动困难的问题,无需采用特殊的气隙、齿槽配合等结构,可降低制造成本;
3.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法采用正弦波电压控制法后,该驱动系统在驱动单绕组直流无刷电机时可以输出较为完美的正弦波电流波形,从而使得定子绕组产生的磁场始终与转子永磁体保持正交,因此转矩脉动大大下降,有效地减轻了单绕组直流无刷电机的振动和电磁噪声,提高了电机的效率;
4.由于本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法中正弦波电压的交变频率可以控制为正值或负值,使得电机产生的电磁转矩可以为正向或反向旋转的电磁转矩,因此起动时可以控制电机正向或反向起动,大大扩展了单绕组直流无刷电机的使用范围。
附图说明
图1是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的结构原理图;
图2是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法的流程图;
图3是本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的电机的感应电压分布系数曲线。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法做进一步详细说明。
如图1所示,本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接收电路。
所述电源电路输出直流电源,通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接。
所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件,全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接,4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制(PWM)波;全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接,输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机。
所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置;位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接,使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元。
所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接,电压采样电路与控制运算单元呈电连接,使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元。
所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接,外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速或输出功率的指令信号,并经处理后传送至控制运算单元。
所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU,其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。
如图2所示,采用本发明的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统驱动单绕组直流无刷电机的控制方法包括以下步骤:
第一步,将整个感应电压的波形与输出电压相位角的对应关系在单绕组直流无刷电机上进行测量,得到感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中。
第二步,由外接上位机通过通信、电压、电流或PWM的信号等方式传输至外部指令信号接受电路后给出电机旋转频率指令值f*,再将该电机旋转频率指令值传送至控制运算单元。该电机旋转频率指令值也可由预先设定在控制运算单元内的内部值给出。
第三步,控制运算单元根据位置传感器和位置检测电路采集电机旋转速度和位置信号,计算得到电机旋转频率ffb,同时计算出当前电机的输出电压相位角瞬时值θ。
当位置传感器使用霍尔位置传感器时,电机输出电压相位角瞬时值θ的计算,除了由霍尔位置传感器采到的相位角θsen本身外,还可预先加入一个可调节的进相角θpre,即输出电压相位角为:
θ=θsen+θpre+2πffbΔt 式1
这里,相位角θsen根据霍尔信号的高低电平变化动态更新,一般单绕组直流无刷电机只安装一个霍尔位置传感器,因此相位角θsen只有0度或180度两个值;△t为霍尔位置传感器更新相位角θsen后的时间变化量,实际计算时为了保证精度,时间变化量△t可以在每个载波中断里逐次更新;而进相角θpre的数值可以根据运行情况动态调节。
当位置传感器使用高分辨率的编码器时,电机输出电压相位角瞬时值θ的计算可直接由编码器采到的相位角θsen与可调节的进相角θpre合成得到,即电机的输出电压相位角为:
θ=θsen+θpre 式2
式1和式2中,控制运算单元可通过调节θpre的数值,以校正位置传感器的误差,进而校正驱动系统输出的功率因数。这项处理计算使得驱动系统在电机的位置传感器硬件固化时也有能力调节电机的输出电压相位角。
第四步,控制运算单元根据电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作速度反馈比例-积分-微分(PID)运算,得到输出电压指令值。其计算公式如下:
这里,为输出电压指令值;频率误差εf=f*-ffb,f*为电机旋转频率指令值,ffb为控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率;KP_S为速度控制的比例增益;KI_S为速度控制的积分增益;KD_S为速度控制的微分增益。
式3是连续时域的比例-积分-微分(PID)计算公式,在嵌入式CPU实时控制中,需要将其转为离散计算公式,以便编制控制程序。下式是离散型比例-积分-微分(PID)计算公式的一种:
这里,Ts_s为速度环的控制周期常数;Δεf为一个速度控制周期之间误差εf的变化量,即Δεf=εf(k)-εf(k-1),εf(k)为本次控制周期的电机旋转频率指令值f*与电机旋转频率ffb之间的误差值,εi(k-1)为上一次控制周期的电机旋转频率指令值f*与电机旋转频率ffb之间的误差值。
为了消除电磁噪声带来的影响,式4的误差计算也可加上滤波处理,这里不作展开。
第五步,控制运算单元根据电机的输出电压相位角进行正弦运算,求出正弦值,该正弦值的根号2倍乘上输出电压指令值后得到输出电压瞬时值,即:
这里,Vuv为输出电压瞬时值;为输出电压指令值;另外,数值是正弦波电压时通过有效值求瞬时值的系数,由于比例-积分-微分(PID)计算可以赋予计算结果的不同含义,例如将PID计算结果定义为输出电压的峰值,系数可以赋予不同的数值,如1等,最终也可以得到同样的控制效果。
由于按上述流程控制的驱动系统的输出电压是正弦波,在电机永磁体按正弦波充磁时,忽略电机齿槽配合所产生的固有高次谐波后,电机电流也基本上趋于正弦分布。
当电机永磁体按方波充磁,即所述单绕组直流无刷电机的感应电压中高次谐波电压成分较大时,式5中的正弦函数计算需要替换成图3所示的感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,查询预先输入至其存贮装置中的分布系数曲线,并按输出电压相位角瞬时值通过插值计算得到分布系数k(θ),再乘上输出电压指令值后得到当前输出电压瞬时值Vuv,即:
此时,图3的感应电压分布系数曲线必须与电机感应电压波形实测值吻合。这样输出电压的高次谐波电压成分可以与感应电压的高次谐波电压成分充分抵消,最终达到电流接近正弦波的目的。因此,必须按照第一步所述的,事先实际测量电机感应电压波形,并将其按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存贮装置中。
另外,即使电机永磁体按正弦波充磁,但由于单绕组直流无刷电机的齿槽效应很强,使得感应电压中含有高次谐波电压成分。此时,可以将含有高次谐波电压成分的感应电压与所对应的输出电压相位角编制成表,CPU同样查询分布系数曲线表格计算后进行控制。
第六步,控制运算单元通过输出电压瞬时值与电压采样电路采样得到的直流母线电压瞬时值进行比例计算,得到输出占空比,即:
这里,α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件输出占空比;Vdc为采样的直流母线电压瞬时值。这个计算可以有效地抑制直流母线电压波动对电流控制造成的不利影响。
最后,将该输出占空比α输入到控制运算单元以生成脉宽调制PWM波信号,并将该脉宽调制PWM波信号传送至全桥功率逆变电路中来控制大功率开关器件。
这里,控制运算单元通过直流母线电压采样电路实时采样母线电压,从而计算出脉宽调制PWM控制所需的输出占空比,同时补偿母线电压的波动。另外,还可以通过直流母线电压和输出占空比来间接地计算出电机的线间交流电压,进而与电流信号一起计算出电机的输入功率。当然,这个线间交流电压的采集工作也可以用实时采集电机的线间交流电压瞬时值的交流电压传感器替代。
整个控制流程按上述步骤,在预先设定的控制周期内从第二步至第六步周而复始地进行,完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动控制。
上述步骤构成了单绕组直流无刷电机的速度反馈的电压控制流程。这个电压控制流程可以在每个载波中断进行,也可按载波的倍数次进行一次控制,或者按预先设定的控制周期进行。
Claims (8)
1.单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统,其特征在于包括电源电路、全桥功率逆变电路、单绕组直流无刷电机、位置传感器、电压采样电路、控制运算单元、位置检测电路和外部指令接收电路;
所述电源电路输出直流电源,通过DC+/DC-直流母线与全桥功率逆变电路连接;
所述全桥功率逆变电路包括4组由IGBT或MOSFET组成的大功率开关器件,全桥功率逆变电路与所述控制运算单元呈电连接,4组大功率开关器件的开关信号来自于控制运算单元发出的脉宽调制波;全桥功率逆变电路通过两条交流动力线AC_U和AC_V与所述单绕组直流无刷电机连接,输出交流电压以驱动单绕组直流无刷电机;
所述位置传感器安装在单绕组直流无刷电机中用于检测转子位置;位置传感器通过位置检测电路与控制运算单元呈电连接,使得位置传感器的采样信号通过位置检测电路处理后传送至控制运算单元;
所述电源电路与全桥功率逆变电路间的DC+/DC-直流母线分别与电压采样电路呈电连接,电压采样电路与控制运算单元呈电连接,使得直流母线上的电压信号能够经电压采样电路处理后传送至控制运算单元;
所述外部指令接受电路与控制运算单元呈电连接,外部指令接受电路用于接受外部上位机输入的转速或输出功率的指令信号,并经处理后传送至控制运算单元;
所述控制运算单元包括不少于一个的运算处理器CPU,其用于接受上述的所有信号后完成单绕组直流无刷电机的驱动控制计算。
2.如权利要求1所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于包括以下步骤:
第一步,将整个感应电压的波形与输出电压相位角的对应关系在单绕组直流无刷电机上进行测量,得到感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,并将该曲线按照表格或计算公式的方式输入至控制运算单元的存储装置中;
第二步,控制运算单元通过外部指令接受电路或预先设定的内部值,得到电机旋转频率指令值;
第三步,控制运算单元根据位置传感器和位置检测电路采集电机旋转速度和位置信号,计算得到电机旋转频率,同时计算出当前电机的输出电压相位角瞬时值;
第四步,控制运算单元根据电机旋转频率指令值与位置传感器和位置检测电路采集到的电机旋转频率作速度反馈比例-积分-微分运算,得到输出电压指令值;
第五步,控制运算单元根据电机的输出电压相位角瞬时值进行正弦运算,求出正弦值,该正弦值的根号2倍乘上输出电压指令值后得到输出电压瞬时值;或者,当所述单绕组直流无刷电机的感应电压中高次谐波电压成分较大时,控制运算单元查询感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,并按输出电压相位角瞬时值通过插值计算得到分布系数,该分布系数乘上输出电压指令值后得到输出电压瞬时值;
第六步,控制运算单元通过输出电压瞬时值与电压采样电路采样得到的直流母线电压瞬时值进行比例计算,得到输出占空比,最后得到控制功率器件开关的脉宽调制波信号;
整个控制流程按上述步骤,在预先设定的控制周期内,从第二步至第六步周而复始地进行,完成了单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动控制。
3.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于当所述位置传感器为霍尔位置传感器时,第三步中当前电机的输出电压相位角瞬时值的计算公式如下:
θ=θsen+θpre+2πffbΔt
式中,θ为电机的输出电压相位角瞬时值;θsen为霍尔位置传感器采集到的位置传感器相位角,它根据霍尔信号的高低电平变化动态更新;θpre为预先设置在控制运算单元中的进相角,可以通过调节θpre的数值,来校正位置传感器的误差;ffb为位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率;Δt为霍尔位置传感器更新相位角θsen后的时间变化量。
4.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于当所述位置传感器为编码器时,第三步中当前电机的输出电压相位角瞬时值的计算公式如下:
θ=θsen+θpre
式中,θ为电机的输出电压相位角瞬时值;θsen为编码器采集到的位置传感器相位角,它根据编码器信号的变化动态更新;θpre为预先设置在控制运算单元中的进相角,可以通过调节θpre的数值,来校正位置传感器的误差。
5.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于第四步中按照比例-积分-微分运算计算输出电压指令值的计算公式如下:
这里,为输出电压指令值;εf为频率误差,此时,εf=f*-ffb,f*为电机旋转频率指令值,由上位机外部指令信号接受电路给出,或由控制运算单元内部给定;ffb为控制运算单元通过位置传感器和位置检测电路所采集到的电机旋转频率反馈值;KP_S为速度控制的比例增益;KI_S为速度控制的积分增益;KD_S为速度控制的微分增益;t为时间变量。
6.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于第五步中输出电压瞬时值的计算公式如下:
式中,Vuv为输出电压瞬时值;为输出电压指令值;θ为电机的输出电压相位角瞬时值。
7.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于当所述单绕组直流无刷电机的感应电压中高次谐波电压成分较大时,控制运算单元查询预先输入其存贮装置中的感应电压与输出电压相位角的分布系数关系曲线,根据输出电压相位角瞬时值通过插值计算得到分布系数k(θ),此时第五步中输出电压瞬时值的计算公式如下:
式中,Vuv为输出电压瞬时值;为输出电压指令值;k(θ)为感应电压对应输出电压相位角的分布系数。
8.如权利要求2所述的单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统的控制方法,其特征在于第六步中输出占空比的计算公式如下:
式中,α为全桥功率逆变电路的大功率开关器件的输出占空比;Vuv为输出电压瞬时值;Vdc为电压采样电路采样的直流母线电压瞬时值。
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