CN101286725A - 同步电机矢量控制系统中电机旋转速度和转子位置推测方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目标为同步电机定子磁链定向矢量控制系统，该系统首先利用转矩电流控制环和励磁电流控制环控制输出电流；然后利用转矩电流控制环输出的转矩电压V_1T计算出定子磁链的旋转角速度的基础估计值ω_1e；同时计算出励磁电压基准值V_1M ^*后，通过比较V_1M ^*与励磁电流控制环输出的励磁电压V_1M之间误差的比例积分运算得出调整角速度Δω。将Δω与ω_1e相加后可得到定子磁链旋转角速度的推测值₁，同时，将₁进行积分运算后，就可得到电机MT旋转坐标系统的相位角推测值。最后，控制系统通过实时高速地动态计算调整角速度Δω的大小，达到使MT旋转坐标系统与同步电机定子磁链的实际旋转速度保持同步状态，其相位始终保持一致的目的，从而实现同步电机的无速度位置传感器矢量控制。

Description

同步电机矢量控制系统中电机旋转速度和转子位置推测方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，尤其涉及同步电机的无速度位置传感器的矢量控制系统。

背景技术

随着大功率半导体元器件技术不断进步和控制用微型CPU的运算速度飞跃提高，大功率直流/交流变换装置被广泛的应用在工业生产、民用产品中，用来驱动各种不同类型的交流旋转电机，以可变速电机驱动取得节能、高精度控制等效果。

同步电机是交流旋转电机的一个重要的组成部分。近年来，永磁同步电机、永磁直流无刷电机等电机以其高效率、节能、动态响应快、低速时的大转矩输出等特点，得到了广泛地应用。但是，由于同步电机的定子旋转磁场和转子始终需要保持同步的特殊性，同步电机的驱动需要电机的旋转速度和转子位置角度等相位情报。所以，矢量控制法也大量被应用在于同步电机的驱动控制中。

为了获取上述电机的旋转速度和转子的位置角度相位情报，可以通过在转子上安装以霍尔元件、测速发电机、编码器等为代表的速度和位置传感器，来检测出电机转子的旋转速度和相位角度。但是，速度位置传感器往往受到使用温度和安装空间的限制，在很多应用场合下无法使用。因此，各种无速度位置传感器矢量控制法被发明和应用在实践中。

迄今为止，同步电机的无速度位置传感器矢量控制法(例如专利文献1)，其基本控制思想都是从电机的数学物理模型出发，通过测出定转子的电压电流的瞬时数值，利用事先测定得到的定转子电阻、漏感和互感等参数，通过围绕着电机数学物理模型所进行的大量实时运算，计算得出当前电机的旋转速度和位置情报，并基于上述情报进行电机的励磁控制和转矩控制。

专利文献1日本公开专利2001-211699

上述交流旋转电机的无速度位置传感器矢量控制方法大量使用了电机的参数，在相当程度上有效地解决了没有速度位置传感器时的电机控制问题。但是，由于定转子电阻、漏感和互感等电机参数受到温升、负载电流和铁心饱和状态的影响，在电机运行时电机参数的动态变化给矢量控制器的运算带来了很大的误差，这些误差甚至会造成整个系统无法正常工作。为此，在实际应用中必须由人工完成电机参数和控制器增益、补偿系数等变量的校正，或由变频器自动完成校正工作。人工完成上述参数的校正需要大量的有丰富经验的工程师，而变频器的自动参数辨识的实现需要极为复杂的数学处理和软件编程，在实际应用中存在着过于复杂、不容易被维修人员和用户掌握等种种缺点。

因此，在生产应用中迫切需要一种简单易行和实用的方法，这种方法对电机参数变动不敏感，只使用了极少的电机参数，甚至几乎不需要精确的电机参数就能实现旋转电机的无速度位置传感器的矢量控制法。同时，只需要调整很少一部分参数就能适应各种不同类型的同步电机的无速度位置传感器矢量控制，以改变同步电机驱动用电力变换装置种类繁多，使用不便的现状。

发明内容

本发明考虑到上述课题，提出一种交流同步电机的无速度位置传感器的旋转速度和转子位置推测方法，本发明简单明了，只需要调整很少一部分参数就适用于永磁同步电机、永磁直流无刷电机或他励式同步电机、磁阻式同步电机等同步电机的驱动控制。

本发明的技术方案如下：

一种同步电机定子磁链定向矢量控制系统中的旋转速度、定子磁链的相位角和转子位置的推测方法，在同步电机的定子磁链定向矢量控制系统中的旋转速度和转子位置的推测方法中，建立基于定子磁链定向矢量控制的MT旋转坐标系，该坐标系将励磁轴M轴定位在定子磁链矢量上，与其保持同步；同时转矩轴T轴超前M轴90度；其特征是：

该方法基于磁链追踪的控制思想，首先利用转矩电流控制环输出的转矩电压计算出电机定子磁链的旋转角速度的基础估计值ω_1e；同时为了能动态地追踪定子磁链，将励磁电流控制环输出的励磁电压动态地追踪控制为励磁电压基准值，计算出在正常运行的状态下的励磁电压基准值V_1M ^*，通过比较当前输出的励磁电压V_1M与励磁电压基准值V_1M ^*的大小后由比例积分控制环的运算，得到能够调整MT旋转坐标系旋转速度的调整角速度Δω；将上述旋转角速度的基础估计值ω_1e与调整角速度Δω相加，得到同步电机被控制定子磁链的实际旋转角速度的推测值

然后将上述磁链旋转角速度推测值进行积分运算后，就可得到同步电机被控制定子磁链的相位角

以及转子的相位角

本发明的控制理论基于电机的旋转磁链的追踪控制思想，可以使用于同步电机在没有速度位置传感器的交流旋转电机系统中，推测出电机磁链的旋转速度和转子位置，实现交流旋转电机的无速度位置传感器矢量控制。本发明所推荐的控制方法简单易行和实用，对电机参数变动不敏感，只使用了极少的电机参数，这些参数基本上在铭牌上可以查到，或者以很简单的手段就可以测量得到。而且由于磁链追踪控制具有很强的误差修正能力，应用本发明的控制方法甚至几乎不需要精确的电机参数就能实现旋转电机的无速度位置传感器的矢量控制法。

附图说明

图1是同步电机各磁链之间的关系图；

图2是同步电机无速度位置传感器的矢量控制流程图；

图3是永磁同步电机定子磁链定向矢量控制系统中的旋转速度推测控制流程图；

图4是磁阻式同步电机定子磁链定向矢量控制系统中的旋转速度推测控制流程图；

图5是永磁同步电机定子磁链定向矢量控制系统在正常工作时的MT时空矢量图；

图6是永磁同步电机定子磁链定向矢量控制系统在定子电压超前时的时空矢量图；

图7是永磁同步电机定子磁链定向矢量控制系统在定子电压滞后时的时空矢量图。

符号说明：

E₁：定子感应电势；

E_1-ideal：定子感应电势的理想值；

E_1-real：定子感应电势的实际值；

f_n：电机的额定频率；

k_p-ω：速度调整用比例积分控制环的比例增益；

k_i-ω：速度调整用比例积分控制环的积分增益；

k_p-iTs：速度控制环的比例增益；

k_i-iTs：速度控制环的积分增益；

k_p-iTp：位置控制环的比例增益；

k_i-iTp：位置控制环的积分增益；

_k：下标，代表本次采样数据或计算数据；

i_f：同步他励电机励磁绕组的外接励磁电流；

i_hys：死区时间补偿用电流阀值；

i_1M：定子励磁电流；

i_1T：定子转矩电流；

i_2M′：折算至定子侧的转子励磁电流；

i_2T′：折算至定子侧的转子转矩电流；

I_1n：电机的额定相电流；

l_eσ:同步电机励磁绕组漏感；

L_e：同步电机励磁绕组电感；

l₁：旋转电机定子漏感；

l₂′：折算至定子侧的转子漏感；

L₁：定子磁链定向的同步电机的励磁轴电感；

L₂：定子磁链定向的同步电机的转矩轴电感；

L_d：定子绕组的直轴电感；

L_q：定子绕组的横轴电感；

L_md：同步电机定转子绕组之间的直轴互感；

L_mq：同步电机定转子绕组之间的横轴互感；

LPF：低通滤波器；

p：微分算子；

p_p：电机极对数；

r₁：旋转电机定子电阻；

Sigma：积分计算所用的积分项；

T_e：电机的电磁转矩；

T_e ^*：输出转矩指令值；

T_c：直流/交流电力变换装置的载波周期；

t_d：直流/交流电力变换装置预先设置的死区时间；

T_r：转子电路过渡时间常数；

T_s-ω：比例积分控制环的控制周期；

V_DC：直流母线电压；

V_DC：直流母线电压瞬时值的平均值；

V_1M：定子励磁电压；

V_1M ^*：定子励磁电压基准值；

V_1T：定子转矩电压；

V_1n：电机的额定相间电压；

V_1-real：直流/交流电力变换装置输出的电压矢量；

V_1-ideal：在控制系统正常工作时直流/交流电力变换装置理想的输出电压矢量；

v_out：死区时间补偿后的直流/交流电力变换装置输出电压；

α_u：U相输出的占空比；

ψ_1d：电机直轴电枢反应磁链；

ψ_1q：电机横轴电枢反应磁链；

ψ_f：永磁电机的永磁体产生的磁链；

ψ_δd：电机直轴气隙磁链；

ψ_δq：电机横轴气隙磁链；

ψ_1M：定子励磁磁链；

ψ_1T：定子转矩磁链；

ψ_2M′：折算至定子侧的转子励磁磁链；

ψ_2T′：折算至定子侧的转子转矩磁链；

ψ_δM′：折算至定子侧的气隙励磁磁链；

ψ_δT′：折算至定子侧的气隙转矩磁链；

φ_s：同步电机的定子磁链定向MT旋转坐标系与dq旋转坐标系的相位差；

φ_δ：同步电机的气隙磁链定向MT旋转坐标系与dq旋转坐标系的相位差；

θ：MT旋转坐标系统的相位角；

MT旋转坐标系统的相位角的推测值；

转子机械相位角的推测值；

ω₁：定子磁链旋转角速度；

定子磁链旋转角速度的推测值；

ω_1e：定子磁链旋转角速度的基础估计值；

ω_r：转子机械旋转角速度；

转子机械旋转角速度的推测值；

Δω：MT旋转坐标系的相位角度误差的调整速度；

ε_VM：M轴定子励磁电压基准值与实际M轴定子励磁电压之间的误差。

具体实施方式

下面根据说明书附图对本发明的技术方案作进一步阐述。

同步电机是交流旋转电机的一个重要的组成部分。近年来，永磁同步电机、永磁直流无刷电机等电机以其高效率、节能、动态响应快、低速时的大转矩输出等特点，得到了广泛地应用。

同步电机的定子绕组自感随转子角度不同而变化，分直轴(励磁轴)电感和横轴(转矩轴)电感。这里，遵循同步电机的通用惯例，将dq旋转坐标系定义为如图1所示的d轴与转子直轴保持同步，q轴领先d轴90度的一个直角旋转坐标系。并且，定子绕组的直轴电感定义为L_d，横轴电感定义为L_q。

另外，在他励式同步电机中，转子直轴(励磁轴)上设置有单独电源的励磁绕组，通过外接的可控励磁电流i_f，产生了转子励磁磁链部分。对于永磁电机而言，永久磁铁所产生的磁链就可以近似地看作他励式同步电机的转子励磁磁链部分。除此而外，大型同步电机通常在转子上还安装阻尼绕组，以帮助同步电机在动态时快速恢复到平衡状态。由于有无阻尼绕组并不妨碍本发明的基本原理的应用，所以下文的说明将省略阻尼绕组。

图1为省略了阻尼绕组的凸极同步电机的物理模型，MT旋转坐标系按照转子磁链定向、气隙磁链定向或者定子磁链定向的不同，其相位角也有所不同。而这时同步电机的定子磁链则由漏磁链、三相绕组产生的直轴电枢反应磁链、转子励磁电流产生的互感磁链所组成：

ψ_1d＝l₁i_1d+L_md(i_1d+i_f)＝L_di_1d+L_mdi_f       数式1

ψ_1q＝l₁i_1q+L_mqi_1q＝L_qi_1q

这里，L_md和L_mq分别为同步电机定转子绕组之间的直轴互感和横轴互感，l₁为定子绕组漏感，L_d和L_q分别为同步电机的直轴电感和横轴电感，其中，L_d＝L_md+l₁，L_q＝L_mq+l₁。

利用同样的物理概念，可以得到转子绕组的磁链为：

ψ_2d＝L_mdi_1d+(L_md+L_eσ)i_f＝L_mdi_1d+L_ei_f     数式2

ψ_2q＝0

这里，l_eσ为励磁绕组漏感，L_e＝L_md+l_eσ。

气隙磁链穿过气隙，与定子和转子绕组相交链，所以气隙磁链不包括定子漏磁链。根据数式1，可得到气隙磁链为：

ψ_δd＝L_md(i_1d+i_f)           数式3

ψ_δq＝L_mqi_1q

在旋转坐标系统的模型中，磁链除了产生变压器电动势之外，也产生旋转电动势，所以，同步电机的MT旋转坐标系统的定子电压方程式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{1M}=r_1{i}_{1M}+p{\mathrm{\ψ}}_{1M}-{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ψ}}_{1T}\\ V_{1T}=r_1{i}_{1T}+p{\mathrm{\ψ}}_{1T}+{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ψ}}_{1M}\end{array}\right.$ 数式4

众所周知，同步永磁电机或直流无刷电机变频器等直流/交流电力变换装置可以通过快速地调整输出电压，从而达到精确地控制同步电机的定子电流的目的。而且，由于输出电路的电阻和同步电机本身的电阻很小，过渡过程的时间常数很小，我们可以假定，同步电机的定子电流指令值与其实际值可以被看成是几乎一致的。而在实际电机控制时，为了使同步电机的磁通密度保持在设计的额定工作点，励磁电流i_1M将会被控制成为一个恒定值，特别是永磁电机的场合，通常励磁电流i_1M将会被有意识地控制成为零。同时，按照电机的负载大小和电机的指令转速，转矩电流指令值的大小由上一级速度控制器自动计算调整。

所以，同步电机的矢量控制系统首先需要确定电机的定子电流指令值，并且整个矢量控制系统的最低层建立在高速电流控制的基础上。根据此时的电流指令值，定子电流的三相合成矢量将由变频器等直流/交流电力变换装置控制在所指定的振幅和相位上。而直流/交流电力变换装置在实现电流控制时，将由ACR控制环自动地输出一个合适的电压，很显然，在正常运行的时候，定子输入电压应该满足定子电压方程式4。而整个同步电机的矢量控制系统可按照控制流程图2构成。

由于永磁电机或直流无刷电机被广泛应用在工业和民用产品上，其转子磁链由永磁体产生，恒定不变，所以永磁电机或直流无刷电机可以通过定子磁链定向方式控制电机。

而在以定子磁链定向的同步电机旋转坐标系里，MT旋转坐标系与上面讨论的dq旋转坐标系有了一个相位差φ_s，MT旋转坐标系中的定子磁链分别可以由dq旋转坐标系的定子磁链计算：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{1M}\\ {\mathrm{\ψ}}_{1T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\φ}}_s& \sin {\mathrm{\φ}}_s\\ -\sin {\mathrm{\φ}}_s& \cos {\mathrm{\φ}}_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{1d}\\ {\mathrm{\ψ}}_{1q}\end{array}\right]$ 数式5

同样，MT旋转坐标系中的定子电流分别可以由dq旋转坐标系的定子电流计算。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{1M}\\ i_{1T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\φ}}_s& \sin {\mathrm{\φ}}_s\\ -\sin {\mathrm{\φ}}_s& \cos {\mathrm{\φ}}_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{1d}\\ i_{1q}\end{array}\right]$ 数式6

将数式1、数式6代入数式5，可以得到：

ψ_1M＝L₁i_1M-L₂i_1T+L_mdi_f cosφ_s                   数式7

ψ_1T＝-L₂i_1M+L₁i_1T-L_mdi_f sinφ_s＝0               数式8

这里，L₁＝L_dcos²φ_s+L_qsin²φ_s，L₂＝(L_d-L_q)sinφ_scosφ_s。将数式8代入数式7，消去T轴分量，则可以得到：

${\mathrm{\ψ}}_{1M}=(L_1-\frac{L_2^2}{L_1})i_{1M}+L_{\mathrm{md}}{i}_f(\cos {\mathrm{\φ}}_s-\frac{L_2}{L_1}\sin {\mathrm{\φ}}_s)$ 数式9

在以定子磁链定向的同步电机旋转坐标系里，T轴磁链为零，将上式代入通用电机定子电压方程式，可得到以定子磁链定向的同步电机定子电压方程式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{1M}=r_1{i}_{1M}+p{\mathrm{\ψ}}_{1M}\\ V_{1T}=r_1{i}_{1T}+{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ψ}}_{1M}\end{array}\right.$ 数式10

在额定速度以下的恒转速运行区内，永磁同步电机或他励式同步电机一般采用无励磁电流的控制法。此时，由于i_1M＝0，电机定子电压方程式可以重写为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{1M}=p{\mathrm{\ψ}}_{1M}\\ V_{1T}=r_1{i}_{1T}+{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ψ}}_{1M}\end{array}\right.$ 数式11

以定子磁链定向的永磁同步电机或他励式同步电机矢量控制的步骤，如控制流程图3所示，我们可由上式得到旋转角速度的基础估计值ω_1e，以及在系统正常运行时的M轴电压基准值V_1M ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{1e}=\frac{V_{1T}-r_1{i}_{1T}}{{\mathrm{\ψ}}_{1M}}\\ V_{1M}^{*}=0\end{array}\right.$ 数式12

另一方面，磁阻式同步电机有一定的特殊性，磁阻式同步电机转子没有安装永磁体，转子上也没有安装他励式励磁绕组，只是在设计上使直轴电感和横轴电感的大小差异极大，附加转矩比通常的同步电机大得多。机械结构和物理特性使得这种同步电机在运行时，定子绕组需要有一定程度的励磁成分的电流，以产生旋转磁场。所以，对于磁阻式同步电机，将励磁电流设置为某个指令值i_1M ^*。另外，在特殊设计的永磁同步电机中，有时为了增强旋转磁场，励磁电流也可设置为某个指令值i_1M ^*。

以定子磁链定向的磁阻式同步电机或者特殊永磁同步电机矢量控制的步骤，如控制流程图4所示，而此时的旋转角速度的基础估计值ω_1e，以及在系统正常运行时的M轴电压基准值V_1M ^*为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{1e}=\frac{V_{1T}-r_1{i}_{1T}}{{\mathrm{\ψ}}_{1M}}\\ V_{1M}^{*}=r_1{i}_{1M}^{*}\end{array}\right.$ 数式13

考察式10，将定子磁链和定子磁链的旋转角速度的乘积定义为定子感应电势E₁，并且定子感应E₁一直与T轴保持一致。这样式10的T轴电压可以重新表达为：

V_1T＝r₁i_1T+E₁              数式14

由上式，我们可以将永磁同步电机正常旋转运行时的定子磁链定向矢量控制系统的时空矢量图表示为图5。同样，如果直流/交流电力变换装置输出的M轴电压实际值V_1M与基准值V_1M ^*不同时，说明这时候控制系统自身所定义的MT旋转坐标系统与实际定子感应电势E₁在物理上已经产生了误差。而M轴电压实际值V_1M与基准值V_1M ^*的差值可以被作为位置误差信号而用来调整电机旋转角速度的推测值的大小。

图6显示了实际定子感应电势E_1-real超前时的时空矢量图，直流/交流电力变换装置输出的电压矢量V_1-real也超前于控制系统所预定的电压矢量V_1-ideal，结果造成直流/交流电力变换装置输出的M轴电压V_1M小于基准值V_1M ^*。这时候控制系统应加大MT坐标系的旋转速度，以追上定子感应电势E_1-real的实际位置。与此相反，图7显示了实际定子感应电压E_1-real滞后时，直流/交流电力变换装置输出的电压矢量V₁也滞后于控制系统所预定的电压矢量，结果造成直流/交流电力变换装置输出的M轴电压V_1M大于基准值V_1M ^*。这时候控制系统应减小MT坐标系的旋转速度，等待感应电压追上来。

尽管磁阻式同步电机或者特殊永磁同步电机的时空矢量图与上述图中所描述的稍有不同，但是磁链追踪控制的基本原理与图5、图6和图7所显示的是一样的，这里省略详细说明。

综上所述，通过比较当前直流/交流电力变换装置输出的M轴电压V_1M与基准值V_1M ^*的大小，本发明导入一项调整速度Δω，该调整速度Δω通过下述比例积分控制环产生。控制系统通过比例积分控制环高速和动态地调整速度Δω的大小，达到MT旋转坐标系统与定子感应电势旋转速度保持同步的目的。

Δω＝k_p-ω·ε_VM+k_i-ω∫ε_VMdt    数式15

这里，M轴电压误差 ${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{VM}}=V_{1M}^{*}-V_{1M},$ 系数k_p-ω和k_i-ω分别为速度调整用比例积分控制环的比例增益和积分增益。为了限制调整速度Δω的数值，积分项和比例积分控制环的最终计算结果必须加以上限和下限的限制，而且在限制值的处理时，积分项的限制值和比例积分控制环的最终计算结果的限制值应该保持统一，以避免积分值远远超过最终限制值时所产生的控制系统暂时失灵的现象。

另外，当这个比例积分控制环由CPU编程实现时，需要对上式离散化处理。离散化的数字积分式可以单纯地用欧拉积分：

Δω＝k_p-ω·ε_VM|_k+k_i-ω·ε_VM|_k·T_s-ω+Sigma|_k-1     数式16这里，T_s-ω为比例积分控制环的控制周期，下标k代表本次采样数据，下标k-1代表上次采样数据。为了保证控制性能，根据所使用CPU生成PWM波形的工作机制的不同，控制周期T_s-ω需要被设置为与直流/交流电力变换装置的载波周期呈一定关系。例如，大型直流/交流电力变换装置的载波频率通常较低，只有数千Hz，这种场合下可以将控制周期T_s-ω设置为直流/交流电力变换装置的载波周期的二分之一，既在载波的前半和后半分两次计算；在通常的载波频率下，例如在8kHz～15kHz的载波频率下，可将控制周期T_s-ω设置为与变频器的载波周期相同；而在很高的载波频率时则可适当放宽，按载波周期的复数倍动作。当然，控制周期T_s-ω也可以被设置为与直流/交流电力变换装置的载波周期无关，按预先设置的周期独立动作。

另外，离散化的数字积分的计算方法还可以采用辛普森积分等其它数值积分法，但在整个控制原理上没有根本的区别，这里不再讨论。

与此同时，积分项在上式计算完后需要按下式更新：

Sigma|_k＝k_i-ω·ε_VM|_k·T_s-ω+Sigma|_k-1          数式17

控制系统在导入调整速度Δω后，结合式12计算所得到的定子磁链的旋转角速度基本值ω_1e，可以得到定子磁链旋转角速度推测值为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_1={\mathrm{\ω}}_{1e}+\mathrm{\Δ\ω}$ 数式18

将定子磁链旋转角速度推测值积分后，就可得到MT旋转坐标系统的相位角：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\∫\widehat{\mathrm{\ω}}}_1\mathrm{dt}$ 数式19

上式离散化处理按前面原则同样处理。

如果控制系统在设计上使上述控制环节高速动作，控制系统可以高速调整定子磁链的旋转角速度推测值，使MT旋转坐标系统与电机定子磁链的实际旋转速度始终保持同步，而且使两者的相位动态地维持一致，从而使无速度位置传感器的矢量控制得以实现。

另外，导入调整速度Δω后，磁链旋转角速度推测值的计算对电机参数变动变得不再敏感，因为定子磁链的旋转角速度基本值ω_1e的计算误差可以在Δω项中加以抵消。这是本发明的一个附带效果，其结果使整个无速度位置传感器的矢量控制系统具有相当的鲁棒性(坚固性)，对电机参数变动有自动补偿效应。

控制流程图3和图4显示了上述的定子磁链旋转角速度推测值和MT旋转坐标系统的相位角

的计算过程。由于在实际控制中，高速电流控制环ACRM和ACRT必然会带来相当大的输出电压的变动成分，造成旋转角速度推测值

的变动，影响整个电机控制的性能。所以，如图中所示，本发明采用了一个或多个低通滤波器以抑制输出电压的变动成分，使旋转角速度推测值

变得平滑。

计算出磁链旋转角速度的推测值之后，整个矢量控制流程就获得了至关重要的旋转坐标系的相位信息，由此可以将三相交流电流变换至MT二相直流，然后由电机的速度或定位控制环节产生转矩电流指令值，由磁链控制器产生励磁电流指令值，再由励磁电流和转矩电流的控制环产生励磁输出电压和转矩输出电压，再将励磁输出电压和转矩输出电压的二相直流电压变换至三相交流电压，由三相交流电压换算出三相占空比，最后由三相占空比得到三相PWM开关指令。

按照永磁同步电机励磁电流的设置，励磁电流为零，所有的定子电流全部用于产生转矩，同时定子电流与定子电压而保持相位一致，可以称其为外功率因数等于1的控制法。

另外，同步电机的转子旋转电气速度与磁链保持一致，所以这里的定子磁链的旋转速度计算值就是转子本身的旋转电气速度，至于转子的相位角，由于MT旋转坐标系与转子dq旋转坐标系有一个相位差φ_s，所以转子的机械相位角为：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_r=\frac{1}{p_p}(\∫{\widehat{\mathrm{\ω}}}_1\mathrm{dt}-{\mathrm{\φ}}_s)$ 数式20

式中，p_p为电机极对数。

上式中，MT旋转坐标系与转子dq旋转坐标系的相位差φ_s需要按照图1所示的同步电机磁链关系计算，即相位差φ_s为：

${\mathrm{\φ}}_s=\arctan \left(\frac{(L_{\mathrm{mq}}+l_1)i_{1q}}{{\mathrm{\ψ}}_f+(L_{\mathrm{md}}+l_1)i_{1d}}\right)$ 数式21

其中：φ_s为MT旋转坐标系与转子dq旋转坐标系的相位差；L_md和L_mq分别为同步电机定转子绕组之间的直轴互感和横轴互感；l₁为定子绕组漏感；i_1d为同步电机定子直轴电流；i_1q为同步电机定子横轴电流；ψ_f为同步电机的转子励磁磁链，在有励磁绕组的他励式同步电机中，转子励磁磁链ψ_f＝L_mdi_f，i_f为他励式励磁绕组的励磁电流；在永磁同步电机中，ψ_f为永磁体产生的磁链，恒定不变。

另外，由于本发明建立在超高速的电流控制的基础上，所以需要有清晰明了的转矩电流的指令值和励磁电流的指令值。下文将首先明确电流的指令值的计算方法。

定子转矩电流的指令值的计算方法随着控制目的不同而变。也就是说，矢量控制流程图2中的多模式控制器(Multi Mode Controller)随着控制目的不同可以灵活选择控制模式。例如，控制目的为精确地控制电机旋转速度的场合下，可以用下述的ASR(Auto Speed Regulator)控制环得到转矩电流的指令值；而当控制目的为精确定位的场合下，可以用APR(Auto Position Regulator)控制环得到转矩电流的指令值。而另一方面，在造纸、印染、轧钢等应用中，还需要用到控制目的为精确地控制电机输出电磁转矩的转矩控制模式。下面，将分别对上述控制模式加以说明。

在定子磁链定向矢量控制系统中，电机的电磁转矩与磁链和电流的表达式可表达为：

T_e＝p_p(ψ_1Mi_1T-ψ_1Ti_1M)           数式22

式中，上标-项表示该变量为矢量，右上标～项表示共模对称矢量。

由于矢量控制的基本思想就是将磁链和转矩电流分别解耦，所以在上述定子磁链定向矢量控制系统中，当定子转矩轴磁链被控制为零，并且定子励磁磁链被控制为常数时，很明显电机的电磁转矩与定子转矩电流呈比例关系。因此，如果输出转矩指令值T_e ^*被指定，便可利用上述关系式计算出定子转矩电流的指令值如下：

$i_{1T}^{*}=\frac{T_e^{*}}{p_p{\mathrm{\ψ}}_{1M}}$ 数式23

式中，T_e ^*为输出转矩指令值。定子磁链ψ_1M的数值则可由电机设计单查到。同时，在实际应用中可以在上述计算式中加入校正系数，通过出厂校正或实验等手段进行校正计算，以获得更高精度。

电机速度控制环ASR可以按下列比例积分控制方式设计，由电机旋转速度的误差得到定子转矩电流的指令值：

$i_{1T}^{*}=k_{p-\mathrm{iTs}}\·({\mathrm{\ω}}^{*}-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_r)+k_{i-\mathrm{iTs}}\·\∫({\mathrm{\ω}}^{*}-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_r)\mathrm{dt}$ 数式24

这里，系数k_p-iTs和k_i-iTs分别为速度控制环ASR的比例增益和积分增益，ω^*为电机的旋转电气角速度指令值。另外，为了限制电流，上式的积分项和最终计算结果必须加以上限和下限的限制。

另外，同步电机位置控制环APR可以按下列比例积分控制方式计算，由电机转子的角度误差得到定子转矩电流的指令值：

$i_{1T}^{*}=k_{p-\mathrm{iTp}}\·({\mathrm{\θ}}^{*}-{\widehat{\mathrm{\θ}}}_r)+k_{i-\mathrm{iTp}}\·\∫({\mathrm{\θ}}^{*}-{\widehat{\mathrm{\θ}}}_r)\mathrm{dt}$ 数式25

这里，系数k_p-iTp和k_i-iTp分别为位置控制环APR的比例增益和积分增益。这里的积分项和指令值的处理原则与上文相同。

矢量控制系统中，由于定转子电流电压等交流瞬时值一直处于变化状态，所以必须对其进行3/2交流/直流坐标变换，将交流分量变换成直流分量，以便控制和运算；同时，由于控制系统的运算结果是直流成分的，还必须对其进行一次2/3直流/交流坐标变换，从而得到能控制变频器等直流/交流电力变换装置所需要的三相交流电压，从而计算出三相PWM波形。这里省略坐标变换的具体计算公式。

在上述各实施例的矢量控制流程图中，控制系统利用上述电流控制环运算所得到的T轴电压V_1T和M轴电压V_1M进行2/3直流/交流坐标变换，计算出三相输出电压的瞬时值。然后，根据上述三相输出相电压的瞬时值，考虑了直流母线电压脉动和交流输入电压的变动时的三相占空比可按下式计算。

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_u^{*}\\ {\mathrm{\α}}_v^{*}\\ {\mathrm{\α}}_w^{*}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{3}}{V_{\mathrm{DC}}}\·\left[\begin{array}{c}{v}_u\\ v_v\\ v_w\end{array}\right]$ 数式26

式中，v_u、v_v、v_w为三相输出相电压的瞬时值，V_DC为采样得到的直流母线电压瞬时值。

最后由三相输出占空比计算出变频器等直流/交流电力变换装置的三相上下桥所需的6组PWM驱动波形，从而驱动三相上下桥的开关。

另外，尽管本发明的各个实施例的说明是以直角坐标系对电机的各物理量进行空间矢量的描述和演算，但是极坐标系的数学描述同样也能实现本发明的基本控制思想，两者没有根本上的区别。

尽管至此为止说明了本发明的实施形态，但是本发明并不受上述实施形态的限制，在本文中描述的技术思想的范围内，当然也可以用其它各种不同类型的形态实施本发明。

Claims (10)

1、 一种同步电机定子磁链定向矢量控制系统中的旋转速度、定子磁链的相位角和转子位置的推测方法，在该推测方法中，建立基于定子磁链定向矢量控制的MT旋转坐标系，该坐标系将励磁轴M轴定位在定子磁链矢量上，与定子磁链保持同步；同时转矩轴T轴超前M轴90度；其特征为：

该方法基于磁链追踪的控制思想，首先利用转矩电流控制环输出的转矩电压计算出电机定子磁链的旋转角速度的基础估计值ω_1e；同时为了能动态地追踪定子磁链，将励磁电流控制环输出的励磁电压动态地追踪控制为励磁电压基准值，计算出在正常运行的状态下的励磁电压基准值V_1M ^*，通过比较当前输出的励磁电压V_1M与励磁电压基准值V_1M ^*的大小后由比例积分控制环的运算，得到能够调整MT旋转坐标系旋转速度的调整角速度Δω；将上述旋转角速度的基础估计值ω_1e与调整角速度Δω相加，得到同步电机定子磁链的实际旋转角速度的推测值

，然后将上述磁链旋转角速度推测值进行积分运算后，就可得到同步电机定子磁链的相位角以及转子的相位角

2、 根据权利要求1所述的方法，其特征为：

根据下式计算永磁同步电机或他励式同步电机的定子磁链旋转角速度的基础估计值ω_1e以及：

在系统正常运行时的励磁电压基准值V_1M ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{1e}=\frac{V_{1T}-r_1{i}_{1T}}{{\mathrm{\ψ}}_{1M}}\\ V_{1M}^{*}=0\end{array}\right.---\left(1a\right)$

根据下式计算磁阻式同步电机或者特殊永磁同步电机的定子磁链旋转角速度的基础估计值ω_1e以及：

在系统正常运行时的励磁电压基准值V_1M ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{1e}=\frac{V_{1T}-r_1{i}_{1T}}{{\mathrm{\ψ}}_{1M}}\\ V_{1M}^{*}=r_1{i}_{1M}^{*}\end{array}\right.---\left(1b\right)$

其中：ω_1e为电机的定子磁链旋转角速度的基础估计值；V_1T为定子转矩轴电压；r₁为电机定子电阻；i_1T为定子转矩电流；i_1M ^*为定子励磁电流指令值；ψ_1M为定子励磁磁链；V_1M ^*称励磁电压基准值，为同步电机正常运行的状态下的定子电压矢量在M轴上的投影所得到的M轴电压。

3、 根据权利要求1或2所述的方法，其特征为：

所述调整角速度Δω通过下述比例积分控制环产生，

Δω＝k_p-ω·ε_VM+k_i-ω∫ε_VMdt    (2)

其中：M轴电压误差 ${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{VM}}=V_{1M}^{*}-V_{1M},V_{1M}$ 为定子励磁轴电压，系数k_p-ω和k_1-ω分别为速度调整用比例积分控制环的比例增益和积分增益。

4、 根据权利要求3所述的方法，其特征为：为了限制调整角速度Δω的数值，积分项和比例积分控制环的最终计算结果必须加以上限和下限的限制，而且在限制值的处理时，积分项的限制值和比例积分控制环的最终计算结果的限制值保持统一，以避免积分值远远超过最终限制值时所产生的控制系统失灵的现象。

5、 根据权利要求3所述的方法，其特征为：当所述比例积分控制环由CPU编程实现时，需要对(2)式离散化处理，离散化的数字积分式单纯地用欧拉积分：

Δω＝k_p-ω·ε_VM|_k+k_i-ω·ε_VM|_k·T_s-ω+Sigma|_k-1

这里，T_s-ω为比例积分控制环的控制周期，下标k代表本次采样数据，下标k-1代表上次采样数据；

与此同时，积分项在上式计算完后需要按下式更新：

Sigma|_k＝k_i-ω·ε_VM|_k·T_s-ω+Sigma|_k-1

6、 根据权利要求3所述的方法，其特征为：控制系统在导入调整速度Δω后，将其与定子磁链的旋转角速度基本值ω_1e合计，得到定子磁链旋转角速度推测值为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_1={\mathrm{\ω}}_{1e}+\mathrm{\Δ\ω}---\left(3\right)$

将定子磁链旋转角速度推测值积分后，就可得到MT旋转坐标系统的相位角，

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\widehat{\∫\mathrm{\ω}}}_1\mathrm{dt}---\left(4\right)$

7、 根据权利要求1或6所述的方法，其特征为：转子的机械相位角为：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_r=\frac{1}{p_p}({\∫\widehat{\mathrm{\ω}}}_1\mathrm{dt}-{\mathrm{\φ}}_s)$

上式中，MT旋转坐标系与转子dq旋转坐标系的相位差φ_s需要按同步电机磁链关系计算，即相位差φ_s为：

${\mathrm{\φ}}_s=\arctan \left(\frac{(L_{\mathrm{mq}}+l_1)i_{1q}}{{\mathrm{\ψ}}_f+(L_{\mathrm{md}}+l_1)i_{1d}}\right)$

其中：φ_s为MT旋转坐标系与转子dq旋转坐标系的相位差；L_md和L_mq分别为同步电机定转子绕组之间的直轴互感和横轴互感；l₁为定子绕组漏感；i_1d为同步电机定子直轴电流；i_1q为同步电机定子横轴电流；ψ_f为同步电机的转子励磁磁链，在有励磁绕组的他励式同步电机中，转子励磁磁链ψ_f＝L_mdi_f，i_f为他励式励磁绕组的励磁电流；在永磁同步电机中，ψ_f为永磁体产生的磁链，恒定不变。

8、 根据权利要求6所述的方法，其特征为：用一个或多个低通滤波器对定子磁链旋转角速度推测值加以平滑处理。

9、 根据权利要求3或5所述的方法，其特征为：比例积分控制环的控制周期T_s-ω可被设置为直流/交流电力变换装置的载波周期的二分之一、或者相同周期、或者复数倍。

10、 根据权利要求3或5所述的方法，其特征为：比例积分控制环的控制周期T_s-ω可被设置为与直流/交流电力变换装置的载波周期无关。

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