CN111034025B - 马达的控制装置和存储介质 - Google Patents

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Abstract

马达的控制装置(110)具有：差计算部(113)，其计算马达的当前的转速与目标的转速之差；系数校正部(117)，其将初始设定的比例系数和积分系数分别乘以校正系数，并输出校正后的比例系数和积分系数；输出电压决定部(114)，其计算将所述差乘以校正后的比例系数而得到的比例项以及将所述差乘以校正后的积分系数并进行积分而得到的积分项中的至少1项，将比例项和积分项中的任意1项或2项之和决定为所述输出电压的控制值；以及信号生成部(115)，其根据所述控制值而生成控制信号，所述校正系数是基准电压与所述逆变器的当前的输入电压的比值，所述基准电压是在决定所述初始设定的比例系数和积分系数时使用或假定的逆变器(102)的输入电压。

Description

马达的控制装置和存储介质
技术领域
本发明涉及马达的控制装置和存储介质。
背景技术
无刷马达等马达的转速是由控制装置控制为目标转速的。例如，改变马达的转子位置与向马达提供的驱动电流的相位差而对马达的转速进行控制(例如，参照专利文献1)。
另外，也通过调整从逆变器向马达提供的驱动电流的输出电压而将马达的转速控制为目标转速。调整逆变器的输出电压是通过例如PID控制而进行的。在PID控制中，使用P(比例)、I(微分)以及D(积分)的各系数、根据目标转速与当前的转速之差而计算输出电压的控制值、例如驱动逆变器的脉冲信号的占空比等。
在通过PID控制而进行马达的旋转控制的情况下，马达的响应性容易根据逆变器的输入电压而发生变动。这是因为，马达的转速根据逆变器的输出电压而发生变动，而在控制后输出电压发生变化的速度根据逆变器的输入电压而发生变动。例如，即使脉冲信号的占空比相同，输入电压低的一方的输出电压也低，稳定化至目标输出电压的时间变长。因此，在输入电压发生变动的环境下，马达对于输出电压的控制的响应时间会产生偏差。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2004-350496号公报
发明内容
发明要解决的课题
本发明的目的在于，使马达对于旋转控制的响应性稳定化。
用于解决课题的手段
本申请的例示的第1发明是马达的控制装置，由逆变器对该马达的控制装置提供来自电源的驱动电流，其中，所述马达的控制装置具有：差计算部，其计算所述马达的当前的转速与目标的转速之差；系数校正部，其将初始设定的比例系数和积分系数分别乘以校正系数而作为在决定所述逆变器的输出电压的控制值时使用的系数，并输出校正后的比例系数和积分系数；输出电压决定部，其计算将所述差计算部计算出的差乘以所述校正后的比例系数而得到的比例项、以及将所述差乘以所述校正后的积分系数并进行积分而得到的积分项中的至少1项，并将计算出的比例项和积分项中的任意1项或2项之和决定为所述输出电压的控制值；以及信号生成部，其根据所述输出电压决定部所决定的所述输出电压的控制值而生成向所述逆变器输出的控制信号，所述校正系数是基准电压与所述逆变器的当前的输入电压的比值，所述基准电压是在决定所述初始设定的比例系数和积分系数时使用或假定的所述逆变器的输入电压。
发明效果
根据本申请的例示的第1发明，能够使马达对于旋转控制的响应性稳定化。
附图说明
图1是示出本发明的一个实施方式的马达的控制装置的结构的框图。
图2A是示出在向逆变器的输入电压为10V的条件下，使用校正后的系数而计算出的占空比以及按照该占空比进行驱动的马达的转速的曲线图。
图2B是示出在向逆变器的输入电压为16V的条件下，使用校正后的系数而计算出的占空比以及按照该占空比进行驱动的马达的转速的曲线图。
图3A是示出在向逆变器的输入电压为10V的条件下，使用初始设定的系数而计算出的占空比以及按照该占空比进行驱动的马达的转速的曲线图。
图3B是示出在向逆变器的输入电压为16V的条件下，使用初始设定的系数而计算出的占空比以及按照该占空比进行驱动的马达的转速的曲线图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式的马达的控制装置和存储介质进行说明。
图1是示出作为本发明的一个实施方式的马达20的控制装置110的结构。
如图1所示，马达20的控制装置110被用作马达20的驱动装置100的结构的一部分。驱动装置100除了具有控制装置110之外，也具有旋转位置检测部101、逆变器102以及逆变器驱动部103。
＜马达＞
在本实施方式中，马达20是3相无刷马达。在图1所示的马达20中，线圈进行三角形接线，但也可以采用星形接线。如图1所示，将马达20的3相分别表示为U相、V相以及W相。
旋转位置检测部101检测马达20的旋转位置。作为旋转位置检测部101，例如能够使用霍尔元件、磁阻元件等磁传感器、光学式编码器、旋转变压器等。
在本实施方式中，作为旋转位置检测部101，使用配置于马达20的各线圈之间的3个霍尔元件。各霍尔元件检测磁场，输出与该磁场的大小成比例的检测信号。根据从各霍尔元件输出的3个1组的检测信号，例如能够每60°的电角度地检测旋转位置。另外，对将3个霍尔元件的检测信号作为1组的例子进行了说明，但1组霍尔元件的数量不限于此，能够使用与马达20的结构对应的数量的霍尔元件。
＜逆变器＞
如图1所示，逆变器102具有分别与马达20的U相、V相以及W相这3相对应的3组臂Q。各臂Q桥接。各臂Q具有串联连接的上侧的开关元件Q1和下侧的开关元件Q2。作为开关元件Q1和Q2，能够使用FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor FET：金属-氧化物-半导体场效应晶体管)等半导体元件，在本实施方式中，使用MOSFET。
各臂Q的上侧的开关元件Q1和下侧的开关元件Q2与电源200连接。逆变器102被输入由控制装置110生成并从逆变器驱动部103输出的控制信号。逆变器102根据所输入的控制信号而切换各相的臂Q的上侧和下侧的各开关元件Q1和Q2的接通及断开，例如像占空比那样，根据接通和断开的时间而向马达20的各相提供交流电压波形的驱动电流。
＜逆变器驱动部＞
逆变器驱动部103根据在控制装置110中生成的控制信号而分别生成并输出针对逆变器102的各臂Q的上侧的开关元件Q1和下侧的开关元件Q2的控制信号。
＜马达的控制装置＞
如图1所示，控制装置110具有通电模式决定部111、转速计算部112、差计算部113、输出电压决定部114、信号生成部115、A/D转换部116以及系数校正部117。控制装置110的各结构部的处理内容能够通过软件处理而实现，该软件处理是指由计算机从存储有记述了各部的处理过程的程序的介质读取并执行该程序。作为计算机，例如能够使用CPU(CentralProcessing Unit：中央处理单元)、GPU(Graphics Processing Unit：图形处理单元)等处理器、微型计算机等。作为存储介质，能够使用硬盘、ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。另外，也可以通过FPGA(Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、LSI(Large Scale Integration：大规模集成)等硬件而实现各结构部的处理内容。
通电模式决定部111根据从旋转位置检测部101输出的3个1组的检测信号所示的旋转位置而决定马达20的各相的通电模式。例如在120°通电的情况下，通电模式每60°地进行切换，在各通电模式下电流方向不同。
转速计算部112根据从旋转位置检测部101输出的1组检测信号而求取旋转位置的每单位时间的变化量，根据该变化量而计算马达20的当前的转速。
差计算部113计算目标转速与在转速计算部112中计算出的当前的转速之差。差计算部113既可以被输入从搭载有马达20的车辆等的外部的控制装置每次指示的目标转速，也可以从存储介质读取并被输入保存于存储介质中的一定的目标转速。
输出电压决定部114根据在差计算部113中计算出的转速之差而决定从电源200经由逆变器102向马达20提供的驱动电流的输出电压的控制值。在本实施方式中，作为向逆变器102输出的控制信号，在信号生成部115中输出PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)方式的脉冲信号。输出电压决定部114将脉冲信号的占空比决定为输出电压的控制值。
在本实施方式中，输出电压决定部114通过PI控制来决定占空比。输出电压决定部114计算将差计算部113计算出的转速之差乘以从系数校正部117输出的校正后的比例系数而得到的比例项。另外，输出电压决定部114计算将转速之差乘以校正后的积分系数并积分而得到的积分项。输出电压决定部114将计算出的比例项与积分项之和决定为占空比。
信号生成部115根据通电模式决定部111所决定的通电模式和输出电压决定部114所决定的占空比，生成向逆变器102的各开关元件Q1和Q2输出的作为控制信号的脉冲信号。
A/D转换部116对从电源200提供的驱动电流的输入电压进行A/D转换，并输出数字值。
系数校正部117将初始设定的比例系数和积分系数分别乘以校正系数而作为输出电压决定部114在决定占空比时使用的系数，并输出校正后的比例系数和积分系数。
校正系数是基准电压与逆变器102的当前的输入电压的比值。逆变器102的当前的输入电压是在A/D转换部116中进行A/D转换而得到的输入电压。基准电压是在决定初始设定的比例系数和积分系数时使用或假定的逆变器102的输入电压。初始设定的比例系数和积分系数是为了调整为满足马达20所要求的响应性的值而决定的系数。例如，在将马达20用于电动油泵的情况下，比例系数和积分系数被决定为满足以下要求的值：使逆变器102的输入电压为x1(V)时的油的排出压和排出量到达目标值的时间在x2(毫秒)内。在该例子中，基准电压为x1(V)。系数校正部117将初始设定的比例系数、积分系数以及基准电压保持在例如寄存器等存储介质中，在计算校正系数时从该存储介质取得比例系数、积分系数以及基准电压。
＜输出电压的控制值的决定过程＞
以下，对在控制装置110中决定作为输出电压的控制值的占空比的流程进行说明。
首先，差计算部113通过下述式子(1)来计算目标转速与当前的转速之差。
(1)dn＝C-An
dn表示目标转速与当前的转速之差(rpm)。C表示目标转速(rpm)，An表示当前的转速(rpm)。
系数校正部117将基准电压与逆变器102的当前的输入电压的比值决定为校正系数。在将逆变器102的当前的输入电压表示为En、将基准电压表示为Eref时，校正系数为Eref/En。
系数校正部117将初始设定的比例系数和积分系数各系数乘以校正系数，并输出校正后的比例系数和积分系数。在将初始设定的比例系数表示为Kp、将初始设定的积分系数表示为Ki时，校正后的比例系数为Kp×Eref/En，校正后的积分系数为Ki×Eref/En。
输出电压决定部114使用从系数校正部117输出的校正后的比例系数和积分系数，根据转速之差dn，通过下述式子(2)来计算占空比。
(2)Wfn＝Kp×Eref/En×dn+Σ(Ki×Eref/En×dn)
Wfn表示根据校正后的比例系数和积分系数而计算出的占空比(％)。Kp表示比例系数(％/rpm)、Ki表示积分系数(％/rpm)。Kp×Eref/En×dn是将转速的差dn乘以校正后的比例系数而得到的比例项。Σ(Ki×Eref/En×dn)是将转速的差dn乘以校正后的积分系数并进行积分而得到的积分项。
占空比是逆变器102的输入电压与输出电压之比。由此，在按照通过上述式子(2)计算出的占空比Wfn来控制马达20之后的转速An+1(rpm)像下述式子(3)所示那样与占空比Wfn和逆变器102的当前的输入电压En的乘积值成比例。
(3)An+1∝Wfn×En
在现有的通常的PI控制中，在占空比的计算中直接使用初始设定的比例系数Kp和积分系数Ki。下述式子(4)是现有的占空比的计算公式。
(4)Wn＝Kp×dn+Σ(Ki×dn)
Wn表示根据初始设定的比例系数和积分系数而计算出的占空比(％)。
根据上述式子(2)和(4)，Wfn＝Wn×Eref/En，因此上述式子(3)能够表示为下述式子(3a)。
(3a)An+1∝Wfn×En＝Wn×Eref
即，按照占空比Wfn进行控制之后的转速An+1与使用初始设定的比例系数和积分系数而计算出的占空比Wn和基准电压Eref的乘积值成比例。
另一方面，按照占空比Wn对马达20进行控制之后的转速An+1(rpm)像下述式子(5)所示那样与占空比Wn和逆变器102的当前的输入电压En的乘积值成比例。
(5)An+1∝Wn×En
占空比是逆变器102的输入电压与输出电压之比。即使是相同占空比，如果逆变器102的当前的输入电压En低，则输出电压也低，输出电压的变化速度慢，因此转速的变化小。另一方面，如果当前的输入电压En高，则输出电压也高，输出电压的变化速度快，因此转速的变化大。因此，如果像以往那样使用作为固定值的比例系数Kp和积分系数Ki来计算占空比Wn，则如上述式子(5)所示，马达20的转速的变化受到逆变器102的当前的输入电压En的影响。在通过占空比的控制使输出电压稳定化之前的输出电压的变化速度根据输入电压而发生变动，因此马达20的响应时间存在偏差。
与此相对，在本实施方式中，导入将初始设定的比例系数Kp和积分系数Ki乘以校正系数Eref/En的校正。由此，如果逆变器102的当前的输入电压En较低，则将比例系数Kp和积分系数Ki校正为较大的值，从而能够调整为使输出电压上升的占空比Wfn。另外，根据本实施方式，如果当前的输入电压较高，则将比例系数Kp和积分系数Ki校正为较小的值，从而能够调整为使输出电压下降的占空比Wfn。因此，由于输入电压引起的输出电压的变化速度的变动减小，如上述式子(3a)所示，马达20的转速成为在基准电压下使用初始设定的系数来进行PI控制时的转速。即使输入电压En是不同电压值，也很容易将马达20的响应时间控制为恒定时间、即在基准电压下假定的目标响应时间，从而能够使马达20的响应性稳定化。
马达20对于根据校正后的比例系数Kp和积分系数Ki而计算出的占空比Wfn的响应时间在逆变器102的输入电压发生变化的前后是恒定时间或接近恒定时间。
另外，输入电压发生变化的前后不是指时间上变化，而是指使用马达20的环境下的变化。即，即使当前的输入电压En是不同的电压值，响应时间也大致为恒定时间，马达20的响应性稳定化。
在某个实验结果中，在向逆变器的输入电压为10V的条件下，按照占空比Wfn对试验用的马达进行控制时的10％-90％的响应时间为279ms。将向逆变器的输入电压变更为16V，按照占空比Wfn对试验用的马达进行控制时的10％-90％的响应时间为287ms。误差仅为8ms，响应时间接近恒定时间。
另一方面，按照占空比Wn在输入电压为10V和16V的条件下对相同的试验用的马达进行驱动时的10％-90％的响应时间的误差为150ms。可知，与占空比Wfn时的响应时间相比，误差大，响应时间根据输入电压而存在偏差。
图2A和图2B是示出使用校正后的比例系数和积分系数计算出的占空比Wfn以及按照该占空比Wfn进行驱动的试验用的马达的实际转速的曲线图。图2A是将对试验用的马达进行驱动的逆变器的输入电压设为10V时的曲线图。图2B是将对试验用的马达进行驱动的逆变器的输入电压设为16V时的曲线图。在图2A和图2B中，横轴的离散时间(N)是用控制的实施次数N(N＝0～n)来表示间隔地实施控制的时间。
如图2A和图2B所示，使用校正后的比例系数和积分系数计算出的占空比Wfn的变化的速度根据逆变器的当前的输入电压而变化。当前的输入电压越低，则占空比Wfn的变化的速度越快，当前的输入电压越高，则占空比Wfn的变化的速度越慢。例如，比较图2A和图2B中的离散时间N＝40时的占空比Wfn的变化的速度的话，输入电压为10V时比16V时快。即，占空比Wfn在输入电压低时变化快，在输入电压高时变化慢，因此能够使马达的响应时间为恒定时间或接近恒定时间。
另外，逆变器的当前的输入电压越低，则使用校正后的比例系数和积分系数计算出的占空比Wfn的变化量的斜率越大，当前的输入电压越高，则使用校正后的比例系数和积分系数计算出的占空比Wfn的变化量的斜率越小。例如，图2A和图2B中的占空比Wfn的曲线的斜率是占空比Wfn的变化量的斜率，但比较N＝40的离散时间的斜率的话，输入电压为10V时比16V时大。关于具有上述变化量的斜率的占空比Wfn，在输入电压低时变化快，在输入电压高时变化慢，因此能够使马达的响应时间为恒定时间或接近恒定时间。
同样地，关于使用校正后的比例系数和积分系数计算出的最初的占空比W0，也是，逆变器的当前的输入电压越低则越大，当前的输入电压越高则越小。最初的占空比W0是指开始控制的实施次数N＝0时计算出的占空比。
控制开始时，当前转速A0＝0rpm，被赋予大于0rpm的目标转速C，因此转速之差d0为d0＝C-A0＝C。由于最初的占空比Wf0为Wf0＝Kp×Eref/E0×C+Ki×Eref/E0×C，因此当前的输入电压E0越小，则最初的占空比Wf0越大。因此，如图2A和图2B所示，N＝0的离散时间的最初的占空比Wf0在输入电压为较低的10V时比16V时大。
图3A和图3B是示出使用初始设定的比例系数和积分系数计算出的占空比Wn以及按照该占空比Wn对试验用的马达进行驱动时的实际转速的曲线图。图3A是将对试验用的马达进行驱动的逆变器的输入电压设为10V时的曲线图。图3B是将对试验用的马达进行驱动的逆变器的输入电压设为16V时的曲线图。在图3A和图3B中，横轴的离散时间(N)是用控制的实施次数N(N＝0～n)来表示间隔地实施控制的时间。
如图3A和图3B所示，在占空比Wn的情况下，输入电压低的一方，变化速度快，变化量的斜率也大。但是，占空比Wn的速度变化是基于以下情况的现象：由于在某个时间，输入电压越低则转速越低，从而转速之差dn变大。考虑基于该现象的速度变化，响应时间产生偏差。
另外，在占空比Wn的情况下，无论输入电压如何，最初的占空比W0是恒定的。这是因为，控制开始时的最初的占空比W0为W0＝Kp×C+Ki×C。
像以上那样，根据本实施方式的控制装置110，无论逆变器102的当前的输入电压如何，都能够使马达20对于逆变器102的输出电压的控制的响应时间接近恒定时间。因此，即使在逆变器102的输入电压会发生变动的环境下或者在与假定的基准电压不同的环境下使用马达20时，也能够使马达20对于旋转控制的响应性稳定化。
尤其是，在电源200是向马达20提供的驱动电流的电压变动的电源、并且逆变器102的输入电压会发生变动的情况下，无论输入电压如何，能够得到稳定的响应性，是有效的。
由于电池的输入电压容易根据充电量而发生变动，因此在电源200为电池的情况下，能够得到稳定的响应性，同样是有效的。
另外，初始设定的比例系数Kp和积分系数Ki需要调整为即使改变逆变器102的输入电压、输入电压发生变动也能够取得目标响应时间时的适当的值。但是，根据校正比例系数Kp和积分系数Ki的本实施方式，只要决定为能够在基准电压Eref下取得目标响应时间的值即可，因此设定比例系数Kp和积分系数Ki的作业变得容易。
[变形例1]
在上述实施方式中，输出电压决定部114不根据当前的转速与目标转速之差、而是根据本次计算出的差与上次计算出的差的变化量来决定占空比。由于马达20的响应时间受转速的加速的大小影响，因此通过根据差的变化量来控制输出电压，能够高精度地对马达20进行旋转控制。
在变形例1中，差计算部113通过下述式子(1a)来计算本次计算出的差与上次计算出的差的变化量。
(1a)din＝dn-dn-1
din表示差的变化量。dn表示本次计算出的差。dn-1表示上次计算出的差。
也能够通过下述式子(1b)来表示din。
(1b)din＝An-1-An
An表示本次计算出的转速。An-1表示上次计算出的转速。
在变形例1中，输出电压决定部114使用差的变化量din、通过下述式子(2a)来计算占空比Wfin。
(2a)Wfin＝Kp×Eref/En×din+Ki×Eref/En×dn
Wfin表示根据校正后的比例系数和积分系数而计算出的占空比。
也能够通过下述式子来表示上述占空比Wfin。
Wfin＝Win×Eref/En
Win是使用初始设定的比例系数和积分系数、通过下述式子(4a)而计算出的占空比。
(4a)Win＝Kp×din+Ki×dn
按照占空比Wfin进行控制之后的转速Afin+1(rpm)像下述式子(3b)所示那样与向逆变器102的输入电压En成比例。由于Wfin×En与Win×Eref相等，因此转速Afin+1(rpm)也与占空比Win和基准电压Eref的乘积值成比例。
(3b)Afin+1∝Wfin×En＝Win×Eref
[变形例2]
在上述实施方式中，输出电压决定部114还能够计算微分项，计算比例项、积分项以及微分项中的至少2项，将2项以上的和决定为占空比。另外，输出电压决定部114也可以将比例项、积分项以及微分项中的任意1项决定为占空比。
例如，在PID控制的情况下，系数校正部117还将初始设定的微分系数乘以上述的校正系数而作为在决定逆变器102的输出电压的控制值时使用的系数，并输出校正后的微分系数。输出电压决定部114除了上述的比例项和积分项之外，还计算将差计算部113计算出的差的微分值乘以校正后的微分系数而得到的微分项。输出电压决定部114将计算出的比例项、积分项以及微分项之和决定为输出电压的控制值、即占空比。
下述式子是PID控制的情况下的占空比的计算公式。
(2d)Wfn＝Kp×Eref/En×dn+Σ(Ki×Eref/En×dn)+Kd×Eref/En×d/dt(dn)
d/dt(dn)是差的微分值，Kd×Eref/En×d/dt(dn)是积分项。
输出电压决定部114在PD控制的情况下将比例项、积分项以及微分项之中的比例项与微分项之和决定为占空比，在ID控制的情况下将比例项、积分项以及微分项之中的积分项与微分项之和决定为占空比。
输出电压决定部114在P控制的情况下将比例项、积分项以及微分项之中的比例项决定为占空比，在I控制的情况下将比例项、积分项以及微分项之中的积分项决定为占空比，在D控制的情况下，将比例项、积分项以及微分项之中的微分项决定为占空比。
另外，在变形例1中也计算微分项，在将比例项、积分项以及微分项中的至少2项以上的和作为占空比的情况下，只要将差的变化量din乘以校正后的微分系数来计算微分项即可。
本发明不限定于上述的实施方式和变形例。
例如，马达只要是能够通过PID控制对转速进行控制的马达即可，不限于上述的3相无刷马达。
另外，也可以是，在信号生成部115中生成PAM(Pulse Amplitude Modulation：脉冲振幅调制)方式的脉冲信号，在输出电压决定部114中将该脉冲信号的振幅决定为输出电压的控制值。在通过PID控制来决定PAM方式的脉冲信号的振幅的情况下，也能够应用本发明。
本申请基于2017年8月31日申请的作为日本专利申请的日本特愿2017-166566号而主张优先权，这里引用该日本专利申请的全部记载内容。
标号说明
20：马达；102：逆变器；110：马达的控制装置；112：转速计算部；113：差计算部；114：输出电压决定部；115：信号生成部；116：A/D转换部；117：系数校正部；200：电源。

Claims (10)

1.一种马达的控制装置，由逆变器对该马达的控制装置提供来自电源的驱动电流，其中，
所述马达的控制装置具有：
差计算部，其计算所述马达的当前的转速与目标的转速之差；
系数校正部，其将初始设定的比例系数和积分系数分别乘以校正系数而作为在决定所述逆变器的输出电压的控制值时使用的系数，并输出校正后的比例系数和积分系数；
输出电压决定部，其计算将所述差计算部计算出的差乘以所述校正后的比例系数而得到的比例项、以及将所述差乘以所述校正后的积分系数并进行积分而得到的积分项中的至少1项，并将计算出的比例项和积分项中的任意1项或2项之和决定为所述输出电压的控制值；以及
信号生成部，其根据所述输出电压决定部所决定的所述输出电压的控制值而生成向所述逆变器输出的控制信号，
所述校正系数是基准电压与所述逆变器的当前的输入电压的比值，所述基准电压是在决定所述初始设定的比例系数和积分系数时使用或假定的所述逆变器的输入电压。
2.根据权利要求1所述的马达的控制装置，其中，
在所述逆变器的输入电压发生变化的前后，所述马达对于所述控制值的响应时间是恒定时间或接近恒定时间。
3.根据权利要求2所述的马达的控制装置，其中，
所述控制信号是PWM方式的脉冲信号，
所述输出电压决定部将所述脉冲信号的占空比决定为所述输出电压的控制值，
所述输出电压决定部所决定的所述脉冲信号的占空比的变化的速度根据所述逆变器的当前的输入电压而发生变化。
4.根据权利要求3所述的马达的控制装置，其中，
所述逆变器的当前的输入电压越低，则所述占空比的变化的速度越快，所述逆变器的当前的输入电压越高，则所述占空比的变化的速度越慢。
5.根据权利要求2所述的马达的控制装置，其中，
所述控制信号是PWM方式的脉冲信号，
所述输出电压决定部将所述脉冲信号的占空比决定为所述输出电压的控制值，
所述逆变器的当前的输入电压越低，则所述输出电压决定部所决定的所述脉冲信号的占空比的变化量的斜率越大，所述逆变器的当前的输入电压越高，则所述输出电压决定部所决定的所述脉冲信号的占空比的变化量的斜率越小。
6.根据权利要求1所述的马达的控制装置，其中，
所述系数校正部还将初始设定的微分系数乘以所述校正系数而作为在决定所述逆变器的输出电压的控制值时使用的系数，并输出校正后的微分系数，
所述输出电压决定部计算所述比例项、所述积分项以及将所述差的微分值乘以所述校正后的微分系数而得到的微分项中的至少2项，并将计算出的2项以上之和决定为所述输出电压的控制值。
7.根据权利要求6所述的马达的控制装置，其中，
所述差计算部计算本次计算出的差与上次计算出的差的变化量，
所述输出电压决定部将所述差的变化量乘以所述校正后的比例系数而计算所述比例项，将所述本次计算出的差乘以所述校正后的积分系数并进行积分而计算积分项，将所述差的变化量乘以所述校正后的微分系数而计算所述微分项。
8.根据权利要求1所述的马达的控制装置，其中，
所述电源是向所述逆变器提供的驱动电流的电压会发生变动的电源。
9.根据权利要求1所述的马达的控制装置，其中，
所述电源是电池。
10.一种存储介质，存储有使计算机执行马达的控制方法的程序，计算机能够读取该存储介质，其中，
所述马达的控制方法包含以下工序：
计算所述马达的当前的转速与目标的转速之差；
将初始设定的比例系数和积分系数分别乘以校正系数而作为在决定逆变器的输出电压的控制值时使用的系数，并输出校正后的比例系数和积分系数；以及
计算将计算出的所述差乘以所述校正后的比例系数而得到的比例项、以及将所述差乘以所述校正后的积分系数并进行积分而得到的积分项中的至少1项，将计算出的比例项和积分项中的任意1项或2项之和决定为所述输出电压的控制值，
所述校正系数是基准电压与所述逆变器的当前的输入电压的比值，所述基准电压是在决定所述初始设定的比例系数和积分系数时使用或假定的所述逆变器的输入电压。
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