JPWO2019044717A1 - モータの制御装置及び記憶媒体 - Google Patents

Abstract

モータの制御装置１１０は、モータの現在の回転数と目標の回転数との差を算出する差算出部１１３と、初期設定された比例係数及び積分係数にそれぞれ補正係数を乗算して補正後の比例係数及び積分係数を出力する係数補正部１１７と、前記差に補正後の比例係数を乗算した比例項と前記差に補正後の積分係数を乗算して積分した積分項の少なくとも１項を算出し、比例項及び積分項のいずれか１項を又は２項の和を前記出力電圧の制御値として決定する出力電圧決定部１１４と、前記制御値に基づいて制御信号を生成する信号生成部１１５とを備え、前記補正係数は、前記インバータの現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値であり、前記基準電圧は、前記初期設定された比例係数及び積分係数の決定時に使用又は想定していたインバータ１０２の入力電圧である。

Description

本発明は、モータの制御装置及び記憶媒体に関する。

ブラシレスモータ等のモータの回転数は、制御装置によって、目標回転数に制御される。例えば、モータのロータ位置とモータに供給する駆動電流との位相差を変化させて、モータの回転数を制御することが行われている（例えば、特許文献１参照。）

また、インバータからモータへ供給する駆動電流の出力電圧を調整することで、モータの回転数を目標の回転数に制御することも行われる。インバータの出力電圧の調整は、例えばＰＩＤ制御によって行われる。ＰＩＤ制御では、Ｐ（比例）、Ｉ（微分）及びＤ（積分）の各係数を用いて、目標回転数と現在の回転数との差から出力電圧の制御値、例えばインバータを駆動するパルス信号のデューティ比等を算出する。

ＰＩＤ制御によりモータの回転制御を行う場合、インバータの入力電圧によってモータの応答性が変動しやすい。モータの回転数はインバータの出力電圧によって変動するが、制御後に出力電圧が変化する速度はインバータの入力電圧に応じて変動するためである。例えば、パルス信号のデューティ比が同じであっても、入力電圧が低い方が出力電圧も低くなり、目的の出力電圧に安定化するまでの時間が長くなる。そのため、入力電圧が変動する環境下では、出力電圧の制御に対するモータの応答時間にばらつきが生じていた。

特開２００４−３５０４９６号公報

本発明は、モータの回転制御に対する応答性を安定化することを目的とする。

本願の例示的な第１発明は、インバータによって電源からの駆動電流が供給されるモータの制御装置であって、前記モータの現在の回転数と目標の回転数との差を算出する差算出部と、前記インバータの出力電圧の制御値の決定に使用する係数として、初期設定された比例係数及び積分係数にそれぞれ補正係数を乗算して、補正後の比例係数及び積分係数を出力する係数補正部と、前記差算出部により算出した差に前記補正後の比例係数を乗算した比例項と、前記差に前記補正後の積分係数を乗算して積分した積分項の少なくとも１項を算出し、算出した比例項及び積分項のいずれか１項を、又は２項の和を、前記出力電圧の制御値として決定する出力電圧決定部と、前記出力電圧決定部により決定した前記出力電圧の制御値に基づいて、前記インバータに出力する制御信号を生成する信号生成部と、を備え、前記補正係数は、前記インバータの現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値であり、前記基準電圧は、前記初期設定された比例係数及び積分係数の決定時に使用又は想定していた前記インバータの入力電圧である。

本願の例示的な第１発明によれば、モータの回転制御に対する応答性を安定化することができる。

本発明の一実施形態のモータの制御装置の構成を示すブロック図である。 インバータへの入力電圧が１０Ｖの条件下で、補正後の係数を用いて算出したデューティ比と、当該デューティ比により駆動したモータの回転数を示すグラフである。 インバータへの入力電圧が１６Ｖの条件下で、補正後の係数を用いて算出したデューティ比と、当該デューティ比により駆動したモータの回転数を示すグラフである。 インバータへの入力電圧が１０Ｖの条件下で、初期設定の係数を用いて算出したデューティ比と、当該デューティ比により駆動したモータの回転数を示すグラフである。 インバータへの入力電圧が１６Ｖの条件下で、初期設定の係数を用いて算出したデューティ比と、当該デューティ比により駆動したモータの回転数を示すグラフである。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態に係るモータの制御装置及び記憶媒体について、説明する。
図１は、本発明の一実施形態であるモータ２０の制御装置１１０の構成を示す。
図１に示すように、モータ２０の制御装置１１０は、モータ２０の駆動装置１００の構成の一部として使用される。駆動装置１００は、制御装置１１０の他に、回転位置検出部１０１、インバータ１０２及びインバータ駆動部１０３を備える。

＜モータ＞
本実施形態では、モータ２０は３相ブラシレスモータである。図１に示すモータ２０は、コイルがデルタ結線されるが、スター結線であってもよい。図１に示すように、モータ２０の３相を、それぞれＵ相、Ｖ相及びＷ相と表す。

回転位置検出部１０１は、モータ２０の回転位置を検出する。回転位置検出部１０１としては、例えばホール素子、磁気抵抗素子等の磁気式センサ、光学式エンコーダ、レゾルバ等を使用することができる。
本実施形態では、回転位置検出部１０１としてモータ２０の各コイル間に配置された３つのホール素子を用いる。各ホール素子は、磁界を検出し、その大きさに比例した検出信号を出力する。各ホール素子から出力された３つで１組の検出信号から、例えば６０°の電気角ごとに回転位置を検出できる。なお、３つのホール素子の検出信号を１組とする例を説明したが、１組とするホール素子の数はこれに限定されず、モータ２０の構成に応じた数のホール素子を使用できる。

＜インバータ＞
インバータ１０２は、図１に示すように、モータ２０のＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相にそれぞれ対応する３組のアームＱを備える。各アームＱは、ブリッジ接続される。各アームＱは、直列接続された上側のスイッチング素子Ｑ１と下側のスイッチング素子Ｑ２を備える。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２としては、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor FET）等の半導体素子を用いることでき、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴを用いる。

各アームＱの上側のスイッチング素子Ｑ１及び下側のスイッチング素子Ｑ２には、電源２００が接続される。インバータ１０２は、制御装置１１０により生成され、インバータ駆動部１０３から出力された制御信号を入力する。インバータ１０２は、入力した制御信号にしたがって、各相のアームＱの上側及び下側の各スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のオンとオフを切り替えて、例えばデューティ比のようにオンとオフの時間によってモータ２０の各相に交流電圧波形の駆動電流を供給する。

＜インバータ駆動部＞
インバータ駆動部１０３は、制御装置１１０において生成した制御信号から、インバータ１０２の各アームＱの上側のスイッチング素子Ｑ１及び下側のスイッチング素子Ｑ２に対する制御信号をそれぞれ生成して、出力する。

＜モータの制御装置＞
制御装置１１０は、図１に示すように、通電パターン決定部１１１、回転数算出部１１２、差算出部１１３、出力電圧決定部１１４、信号生成部１１５、Ａ／Ｄ変換部１１６及び係数補正部１１７を備える。制御装置１１０の各構成部の処理内容は、各部の処理手順を記述したプログラムを、当該プログラムを記憶する記憶媒体からコンピュータが読み取って実行するソフトウェア処理により、実現することができる。コンピュータとしては、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）等のプロセッサー、マイクロコンピュータ等を使用することができる。記憶媒体としては、ハードディスク、ＲＯＭ（Read Only Memory）等を使用することができる。なお、各構成部の処理内容を、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等のハードウェアにより実現してもよい。

通電パターン決定部１１１は、回転位置検出部１０１から出力された３つで１組の検出信号が示す回転位置に基づき、モータ２０の各相の通電パターンを決定する。通電パターンは、例えば１２０°通電の場合、６０°ごとに切り替わり、各通電パターンで電流方向が異なる。

回転数算出部１１２は、回転位置検出部１０１から出力された１組の検出信号から、回転位置の単位時間あたりの変化量を求め、当該変化量からモータ２０の現在の回転数を算出する。

差算出部１１３は、目標回転数と、回転数算出部１１２において算出した現在の回転数との差を算出する。差算出部１１３は、モータ２０が搭載された車両等の外部の制御装置からその都度指示された目標回転数を入力することもできるし、記憶媒体に保存された一定の目標回転数を記憶媒体から読み取って入力することもできる。

出力電圧決定部１１４は、差算出部１１３において算出した回転数の差により、電源２００からインバータ１０２を介してモータ２０へ供給する駆動電流の出力電圧の制御値を決定する。本実施形態では、インバータ１０２に出力する制御信号として、信号生成部１１５においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式のパルス信号を出力する。出力電圧決定部１１４は、パルス信号のデューティ比を出力電圧の制御値として決定する。

本実施形態において、出力電圧決定部１１４は、ＰＩ制御によってデューティ比を決定する。出力電圧決定部１１４は、差算出部１１３により算出した回転数の差に、係数補正部１１７から出力される補正後の比例係数を乗算した比例項を算出する。また、出力電圧決定部１１４は、回転数の差に補正後の積分係数を乗算して積分した積分項を算出する。出力電圧決定部１１４は、算出した比例項及び積分項の和を、デューティ比として決定する。

信号生成部１１５は、通電パターン決定部１１１により決定した通電パターンと、出力電圧決定部１１４により決定したデューティ比に基づいて、インバータ１０２の各スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に出力する制御信号であるパルス信号を生成する。

Ａ／Ｄ変換部１１６は、電源２００から供給される駆動電流の入力電圧をＡ／Ｄ変換し、デジタル値として出力する。

係数補正部１１７は、出力電圧決定部１１４がデューティ比の決定に使用する係数として、初期設定された比例係数及び積分係数にそれぞれ補正係数を乗算して、補正後の比例係数及び積分係数を出力する。

補正係数は、インバータ１０２の現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値である。インバータ１０２の現在の入力電圧は、Ａ／Ｄ変換部１１６においてＡ／Ｄ変換して得られる入力電圧である。基準電圧は、初期設定の比例係数及び積分係数の決定時に使用又は想定していたインバータ１０２の入力電圧である。初期設定の比例係数及び積分係数は、モータ２０に要求される応答性を満足する値に調整され、決定された係数である。例えば、モータ２０を電動オイルポンプに使用する場合、比例係数及び積分係数は、インバータ１０２の入力電圧がｘ１（Ｖ）の時の油の吐出圧及び吐出量が目的値に到達する時間がｘ２（ミリ秒）内という要求を満足する値に決定される。この例において、基準電圧はｘ１（Ｖ）である。係数補正部１１７は、初期設定された比例係数及び積分係数と基準電圧とを、例えばレジスタ等の記憶媒体に保持し、補正係数の算出時に当該記憶媒体から取得する。

＜出力電圧の制御値の決定手順＞
以下、制御装置１１０において出力電圧の制御値であるデューティ比を決定する流れを説明する。

まず、差算出部１１３が、目標回転数と現在の回転数の差を、下記式（１）により算出する。
（１） ｄ_ｎ＝Ｃ−Ａ_ｎ
ｄ_ｎは、目標回転数と現在の回転数の差（ｒｐｍ）を表す。Ｃは目標回転数（ｒｐｍ）、Ａ_ｎは現在の回転数（ｒｐｍ）を表す。

係数補正部１１７は、インバータ１０２の現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値を、補正係数として決定する。インバータ１０２の現在の入力電圧をＥ_ｎ、基準電圧をＥ_ｒｅｆと表すと、補正係数は、Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎである。

係数補正部１１７は、初期設定の比例係数及び積分係数の各係数に補正係数を乗算して、補正後の比例係数及び積分係数を出力する。初期設定の比例係数をＫ_ｐ、初期設定の積分係数をＫ_ｉと表すと、補正後の比例係数はＫ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ、補正後の積分係数はＫ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎである。

出力電圧決定部１１４は、係数補正部１１７から出力される補正後の比例係数及び積分係数を使用して、回転数の差ｄ_ｎから、下記式（２）によりデューティ比を算出する。
（２） Ｗｆ_ｎ＝Ｋ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ＋Σ（Ｋ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ）
Ｗｆ_ｎは、補正後の比例係数及び積分係数により算出したデューティ比（％）を表す。Ｋ_ｐは比例係数（％／ｒｐｍ）、Ｋ_ｉは積分係数（％／ｒｐｍ）を表す。Ｋ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎは回転数の差ｄ_ｎに補正後の比例係数を乗算した比例項である。Σ（Ｋ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ）は回転数の差ｄ_ｎに補正後の積分係数を乗算して積分した積分項である。

デューティ比は、インバータ１０２における入力電圧と出力電圧の比である。よって、上記式（２）により算出したデューティ比Ｗｆ_ｎでモータ２０を制御した後の回転数Ａ_ｎ＋１（ｒｐｍ）は、下記式（３）に示すようにデューティ比Ｗｆ_ｎとインバータ１０２の現在の入力電圧Ｅ_ｎの乗算値に比例する。
（３） Ａ_ｎ＋１∝Ｗｆ_ｎ×Ｅ_ｎ

従来の一般的なＰＩ制御では、デューティ比の算出に初期設定の比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉがそのまま用いられる。下記式（４）は、従来のデューティ比の算出式である。
（４） Ｗ_ｎ＝Ｋ_ｐ×ｄ_ｎ＋Σ（Ｋ_ｉ×ｄ_ｎ）
Ｗ_ｎは、初期設定の比例係数及び積分係数により算出したデューティ比（％）を表す。

上記式（２）及び（４）から、Ｗｆ_ｎ＝Ｗ_ｎ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎであるので、上記式（３）は、下記式（３ａ）で表すことができる。
（３ａ） Ａ_ｎ＋１∝Ｗｆ_ｎ×Ｅ_ｎ＝Ｗ_ｎ×Ｅ_ｒｅｆ
すなわち、デューティ比Ｗｆ_ｎで制御した後の回転数Ａ_ｎ＋１は、初期設定の比例係数及び積分係数を使用して算出したデューティ比Ｗ_ｎと基準電圧Ｅ_ｒｅｆの乗算値に比例する。

一方、デューティ比Ｗ_ｎでモータ２０を制御した後の回転数Ａ_ｎ＋１（ｒｐｍ）は、下記式（５）に示すようにデューティ比Ｗ_ｎとインバータ１０２の現在の入力電圧Ｅ_ｎの乗算値に比例する。
（５） Ａ_ｎ＋１∝Ｗ_ｎ×Ｅ_ｎ

デューティ比は、インバータ１０２における入力電圧と出力電圧の比である。同じデューティ比でも、インバータ１０２の現在の入力電圧Ｅ_ｎが低ければ出力電圧は低く、出力電圧の変化速度が遅いため、回転数の変化が小さい。一方、現在の入力電圧Ｅ_ｎが高いと出力電圧も高く、出力電圧の変化速度が速いため、回転数の変化が大きい。したがって、従来のように、固定値の比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉでデューティ比Ｗ_ｎを算出すると、上記式（５）に示すように、モータ２０の回転数の変化がインバータ１０２の現在の入力電圧Ｅ_ｎの影響を受ける。デューティ比の制御によって出力電圧が安定化するまでの出力電圧の変化速度が入力電圧によって変動するため、モータ２０の応答時間がばらつく。

これに対し、本実施形態では、初期設定の比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉに、補正係数Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎを乗算する補正を導入する。これにより、インバータ１０２の現在の入力電圧Ｅ_ｎが低ければ、比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉを大きい値に補正して、出力電圧を上昇させるデューティ比Ｗｆ_ｎに調整できる。また、本実施形態によれば、現在の入力電圧が高ければ、比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉを小さい値に補正して、出力電圧を低下させるデューティ比Ｗｆ_ｎに調整できる。したがって、入力電圧による出力電圧の変化速度の変動が減り、上記式（３ａ）に示すようにモータ２０の回転数が、基準電圧下で初期設定した係数を使用してＰＩ制御したときの回転数となる。入力電圧Ｅ_ｎが異なる電圧値でも、モータ２０の応答時間を一定時間、すなわち基準電圧下で想定した目的の応答時間に制御することが容易となり、モータ２０の応答性を安定化させることができる。

補正後の比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉにより算出したデューティ比Ｗｆ_ｎに対するモータ２０の応答時間は、インバータ１０２の入力電圧が変化する前後において、一定時間であるか、又は一定時間に近づく。
なお、入力電圧が変化する前後とは、時間的な変化ではなく、モータ２０を使用する環境下での変化をいう。すなわち、現在の入力電圧Ｅ_ｎが異なる電圧値であっても、応答時間がほぼ一定時間となり、モータ２０の応答性が安定化する。

ある実験結果では、インバータへの入力電圧が１０Ｖの条件下で、デューティ比Ｗｆ_ｎで試験用のモータを制御したときの１０％−９０％の応答時間は、２７９ｍｓであった。インバータへの入力電圧を１６Ｖに変更して、デューティ比Ｗｆ_ｎで試験用のモータを制御したときの１０％−９０％の応答時間は、２８７ｍｓであった。誤差は８ｍｓと少なく、応答時間が一定時間に近かった。
一方、デューティ比Ｗ_ｎにより、入力電圧が１０Ｖ及び１６Ｖの条件下で同じ試験用のモータを駆動したときの１０％−９０％の応答時間の誤差は１５０ｍｓであった。デューティ比Ｗｆ_ｎのときの応答時間と比べて誤差が大きく、応答時間が入力電圧によってばらつくことが分かる。

図２Ａ及び図２Ｂは、補正後の比例係数及び積分係数を用いて算出したデューティ比Ｗｆ_ｎと、当該デューティ比Ｗｆ_ｎにより駆動した試験用のモータの実回転数を示すグラフである。図２Ａは、試験用のモータを駆動するインバータの入力電圧を１０Ｖとしたときのグラフである。図２Ｂは、試験用のモータを駆動するインバータの入力電圧を１６Ｖとしたときのグラフである。図２Ａ及び図２Ｂにおいて、横軸の離散時間（Ｎ）は、制御をインターバルで実施した時間を、制御の実施回数Ｎ（Ｎ＝０〜ｎ）で表す。

図２Ａ及び図２Ｂに示すように、補正後の比例係数及び積分係数を用いて算出したデューティ比Ｗｆ_ｎの変化の速度は、インバータの現在の入力電圧によって変化する。デューティ比Ｗｆ_ｎの変化の速度は、現在の入力電圧が低いほど速く、現在の入力電圧が高いほど遅い。例えば、図２Ａ及び図２Ｂ中の離散時間がＮ＝４０のときのデューティ比Ｗｆ_ｎの変化の速度を比較すると、入力電圧が１０Ｖのときの方が、１６Ｖのときよりも速い。すなわち、デューティ比Ｗｆ_ｎは、入力電圧が低いときは早く変化し、入力電圧が高いときは遅く変化するため、モータの応答時間を一定時間とするか、又は一定時間に近づけることができる。

また、補正後の比例係数及び積分係数を用いて算出したデューティ比Ｗｆ_ｎの変化量の傾きは、インバータの現在の入力電圧が低いほど大きく、現在の入力電圧が高いほど小さい。例えば、図２Ａ及び図２Ｂ中のデューティ比Ｗｆ_ｎの曲線の傾きが、デューティ比Ｗｆ_ｎの変化量の傾きであるが、Ｎ＝４０の離散時間における傾きを比較すると、入力電圧が１０Ｖのときの方が、１６Ｖのときよりも大きい。上記変化量の傾きを有するデューティ比Ｗｆ_ｎは、入力電圧が低いときは早く変化し、入力電圧が高いときは遅く変化するため、モータの応答時間を一定時間とするか、又は一定時間に近づけることができる。

同様に、補正後の比例係数及び積分係数を用いて算出した最初のデューティ比Ｗｆ_ｎも、インバータの現在の入力電圧が低いほど大きく、現在の入力電圧が高いほど小さい。最初のデューティ比Ｗｆ_ｎとは、制御を開始した実施回数Ｎ＝０の時に算出されたデューティ比である。
制御開始時、現在回転数Ａ_０＝０ｒｐｍであり、０ｒｐｍより大きい目標回転数Ｃが与えられるため、回転数の差ｄ_０は、ｄ_０＝Ｃ−Ａ_０＝Ｃである。最初のデューティ比Ｗｆ_０は、Ｗｆ_０＝Ｋ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_０×Ｃ＋Ｋ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_０×Ｃであることから、現在の入力電圧Ｅ_０が小さいほど大きくなる。したがって、図２Ａ及び図２Ｂに示すように、Ｎ＝０の離散時間における最初のデューティ比Ｗｆ_０は、入力電圧が低い１０Ｖのときの方が１６Ｖのときよりも大きい。

図３Ａ及び図３Ｂは、初期設定の比例係数及び積分係数を用いて算出したデューティ比Ｗ_ｎと、当該デューティ比Ｗ_ｎにより試験用のモータを駆動したときの実際の回転数を示すグラフである。図３Ａは、試験用のモータを駆動するインバータの入力電圧を１０Ｖとしたときのグラフである。図３Ｂは、試験用のモータを駆動するインバータの入力電圧を１６Ｖとしたときのグラフである。図３Ａ及び図３Ｂにおいて、横軸の離散時間（Ｎ）は、制御をインターバルで実施した時間を、制御の実施回数Ｎ（Ｎ＝０〜ｎ）で表す。

図３Ａ及び図３Ｂに示すように、デューティ比Ｗ_ｎの場合も、入力電圧が低い方が、変化速度が速く、変化量の傾きも大きい。しかし、デューティ比Ｗ_ｎの速度変化は、ある時間において入力電圧が低いほど回転数が低いことで、回転数の差ｄ_ｎが大きくなることによる現象である。この現象による速度変化を考慮しても、応答時間にはばらつきが生じる。
また、デューティ比Ｗ_ｎの場合、最初のデューティＷ_０は、入力電圧によらず一定である。制御開始時の最初のデューティＷ_０は、Ｗ_０＝Ｋ_ｐ×Ｃ＋Ｋ_ｉ×Ｃであるためである。

以上のように、本実施形態の制御装置１１０によれば、インバータ１０２の現在の入力電圧によらず、インバータ１０２の出力電圧の制御に対するモータ２０の応答時間を一定時間に近付けることができる。したがって、インバータ１０２の入力電圧が変動する環境下又は想定した基準電圧と異なる環境下でモータ２０を使用する場合も、回転制御に対するモータ２０の応答性を安定化することができる。

特に、電源２００が、モータ２０へ供給する駆動電流の電圧が変動する電源であり、インバータ１０２の入力電圧が変動する場合、入力電圧によらず、安定した応答性を得ることができ、有効である。
バッテリーは、充電量によって入力電圧が変動しやすいため、電源２００がバッテリーである場合には、安定した応答性を得ることができ、同様に有効である。

また、初期設定の比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉは、インバータ１０２の入力電圧を変化させて、入力電圧が変動しても目的の応答時間が得られるときの適切な値に調整する必要がある。しかしながら、比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉを補正する本実施形態によれば、基準電圧Ｅ_ｒｅｆ下で目的の応答時間が得られる値に決定すればよいため、比例係数Ｋ_ｐ及び積分係数Ｋ_ｉの設定作業が容易となる。

〔変形例１〕
上記実施形態において、出力電圧決定部１１４は、現在の回転数と目標回転数の差ではなく、今回算出した差と前回算出した差の変化量から、デューティ比を決定することもできる。モータ２０の応答時間は、回転数の加速の大きさに影響することから、差の変化量によって出力電圧を制御することにより、モータ２０の回転制御を精度良く行うことができる。

変形例１において、差算出部１１３は、下記式（１ａ）により今回算出した差と前回算出した差の変化量を算出する。
（１ａ） ｄ_ｉｎ＝ｄ_ｎ−ｄ_ｎ−１
ｄ_ｉｎは、差の変化量を表す。ｄ_ｎは、今回算出した差を表す。ｄ_ｎ−１は、前回算出した差を表す。

ｄ_ｉｎは、下記式（１ｂ）で表すこともできる。
（１ｂ） ｄ_ｉｎ＝Ａ_ｎ−１−Ａ_ｎ
Ａ_ｎは、今回算出した回転数を表す。Ａ_ｎ−１は、前回算出した回転数を表す。

変形例１において、出力電圧決定部１１４は、差の変化量ｄ_ｉｎを用いて、下記式（２ａ）により、デューティ比Ｗｆ_iｎを算出する。
（２ａ） Ｗｆ_iｎ＝Ｋ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｉｎ＋Ｋ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ
Ｗｆ_iｎは、補正後の比例係数及び積分係数により算出したデューティ比を表す。

上記デューティ比Ｗｆ_iｎは、下記式で表すこともできる。
Ｗｆ_iｎ＝Ｗ_ｉｎ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ
Ｗ_ｉｎは、初期設定の比例係数及び積分係数を用いて下記式（４ａ）で算出したデューティ比である。
（４ａ） Ｗ_iｎ＝Ｋ_ｐ×ｄ_ｉｎ＋Ｋ_ｉ×ｄ_ｎ

デューティ比Ｗｆ_iｎによって制御した後の回転数Ａｆ_ｉｎ＋１（ｒｐｍ）は、下記式（３ｂ）に示すようにインバータ１０２への入力電圧Ｅ_ｎに比例する。Ｗｆ_iｎ×Ｅ_ｎは、Ｗ_ｉｎ×Ｅ_ｒｅｆに等しいため、回転数Ａｆ_ｉｎ＋１（ｒｐｍ）は、デューティ比Ｗ_ｉｎと基準電圧Ｅ_ｒｅｆの乗算値にも比例する。
（３ｂ） Ａｆ_iｎ＋１∝Ｗｆ_iｎ×Ｅ_ｎ＝Ｗ_ｉｎ×Ｅ_ｒｅｆ

〔変形例２〕
上記実施形態において、出力電圧決定部１１４は、さらに微分項を算出して、比例項、積分項及び微分項のうちの少なくとも２項を算出し、２項以上の和をデューティ比として決定することができる。また、出力電圧決定部１１４は、比例項、積分項及び微分項のうちのいずれか１項をデューティ比として決定することもできる。

例えば、ＰＩＤ制御の場合、係数補正部１１７は、さらに、インバータ１０２の出力電圧の制御値の決定に使用する係数として、初期設定された微分係数に上述した補正係数を乗算して、補正後の微分係数を出力する。出力電圧決定部１１４は、上述した比例項及び積分項に加え、差算出部１１３により算出した差の微分値に補正後の微分係数を乗算した微分項を算出する。出力電圧決定部１１４は、算出した比例項、積分項及び微分項の和を、出力電圧の制御値、すなわちデューティ比として決定する。

下記式は、ＰＩＤ制御の場合のデューティ比の算出式である。
（２ｄ） Ｗｆ_ｎ＝Ｋ_ｐ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ＋Σ（Ｋ_ｉ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ_ｎ）
＋Ｋ_ｄ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ／ｄｔ（ｄ_ｎ）
ｄ／ｄｔ（ｄ_ｎ）は、差の微分値であり、Ｋ_ｄ×Ｅ_ｒｅｆ／Ｅ_ｎ×ｄ／ｄｔ（ｄ_ｎ）は積分項である。

出力電圧決定部１１４は、比例項、積分項及び微分項のうち、ＰＤ制御の場合は比例項と微分項の和を、ＩＤ制御の場合は積分項と微分項の和を、それぞれデューティ比として決定する。
出力電圧決定部１１４は、比例項、積分項及び微分項のうち、Ｐ制御の場合は比例項を、Ｉ制御の場合は積分項を、Ｄ制御の場合は微分項を、それぞれデューティ比として決定する。
なお、変形例１において微分項も算出し、比例項、積分項及び微分項のうちの少なくとも２項以上の和をデューティ比とする場合は、差の変化量ｄ_ｉｎに補正後の微分係数を乗算して微分項を算出すればよい。

本発明は、上述した実施形態及び変形例に限定されない。
例えば、モータは、ＰＩＤ制御によって回転数を制御できるモータであれば、上述した３相ブラシレスモータに限らない。
また、信号生成部１１５においてＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）方式のパルス信号を生成し、出力電圧決定部１１４において、当該パルス信号の振幅を出力電圧の制御値として決定してもよい。ＰＡＭ方式のパルス信号の振幅をＰＩＤ制御によって決定する場合にも、本発明を適用することができる。

本出願は、２０１７年８月３１日に出願された日本特許出願である特願２０１７−１６６５６６号に基づく優先権を主張し、当該日本特許出願のすべての記載内容を援用する。

２０ モータ
１０２ インバータ
１１０ モータの制御装置
１１２ 回転数算出部
１１３ 差算出部
１１４ 出力電圧決定部
１１５ 信号生成部
１１６ Ａ／Ｄ変換部
１１７ 係数補正部
２００ 電源

Claims (10)

1. インバータによって電源からの駆動電流が供給されるモータの制御装置であって、
   前記モータの現在の回転数と目標の回転数との差を算出する差算出部と、
   前記インバータの出力電圧の制御値の決定に使用する係数として、初期設定された比例係数及び積分係数にそれぞれ補正係数を乗算して、補正後の比例係数及び積分係数を出力する係数補正部と、
   前記差算出部により算出した差に前記補正後の比例係数を乗算した比例項と、前記差に前記補正後の積分係数を乗算して積分した積分項の少なくとも１項を算出し、算出した比例項及び積分項のいずれか１項を、又は２項の和を、前記出力電圧の制御値として決定する出力電圧決定部と、
   前記出力電圧決定部により決定した前記出力電圧の制御値に基づいて、前記インバータに出力する制御信号を生成する信号生成部と、を備え、
   前記補正係数は、前記インバータの現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値であり、前記基準電圧は、前記初期設定された比例係数及び積分係数の決定時に使用又は想定していた前記インバータの入力電圧である、
   モータの制御装置。
2. 前記インバータの入力電圧が変化する前後において、前記制御値に対する前記モータの応答時間が、一定時間であるか、又は一定時間に近づく、
   請求項１に記載のモータの制御装置。
3. 前記制御信号は、ＰＷＭ方式のパルス信号であり、
   前記出力電圧決定部は、前記出力電圧の制御値として、前記パルス信号のデューティ比を決定し、
   前記出力電圧決定部により決定した前記パルス信号のデューティ比の変化の速度は、前記インバータの現在の入力電圧によって変化する、
   請求項２に記載のモータの制御装置。
4. 前記デューティ比の変化の速度は、前記インバータの現在の入力電圧が低いほど速く、前記インバータの現在の入力電圧が高いほど遅い、
   請求項３に記載のモータの制御装置。
5. 前記制御信号は、ＰＷＭ方式のパルス信号であり、
   前記出力電圧決定部は、前記出力電圧の制御値として、前記パルス信号のデューティ比を決定し、
   前記出力電圧決定部により決定した前記パルス信号のデューティ比の変化量の傾きは、前記インバータの現在の入力電圧が低いほど大きく、前記インバータの現在の入力電圧が高いほど小さい、
   請求項２に記載のモータの制御装置。
6. 前記係数補正部は、さらに、前記インバータの出力電圧の制御値の決定に使用する係数として、初期設定された微分係数に前記補正係数を乗算して、補正後の微分係数を出力し、
   前記出力電圧決定部は、前記比例項、前記積分項及び前記差の微分値に前記補正後の微分係数を乗算した微分項の少なくとも２項を算出し、算出した２項以上の和を、前記出力電圧の制御値として決定する、
   請求項１〜５のいずれか一項に記載のモータの制御装置。
7. 前記差算出部は、今回算出した差と前回算出した差の変化量を算出し、
   前記出力電圧決定部は、前記差の変化量に前記補正後の比例係数を乗算して前記比例項を算出し、前記差に前記補正後の積分係数を乗算して積分した積分項を算出し、前記差の変化量に前記補正後の微分係数を乗算して前記微分項を算出する、
   請求項６に記載のモータの制御装置。
8. 前記電源は、前記インバータに供給する駆動電流の電圧が変動する電源である、
   請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータの制御装置。
9. 前記電源は、バッテリーである、
   請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータの制御装置。
10. コンピュータにモータの制御方法を実行させるプログラムが記憶されたコンピュータ読み取り可能な記憶媒体であって、
    前記モータの制御方法は、
    前記モータの現在の回転数と目標の回転数との差を算出する工程と、
    前記インバータの出力電圧の制御値の決定に使用する係数として、初期設定された比例係数及び積分係数にそれぞれ補正係数を乗算して、補正後の比例係数及び積分係数を出力する工程と、
    前記算出した差に前記補正後の比例係数を乗算した比例項と、前記差に前記補正後の積分係数を乗算して積分した積分項の少なくとも１項を算出し、算出した比例項及び積分項のいずれか１項を、又は２項の和を、前記出力電圧の制御値として決定する工程と、を含み、
    前記補正係数は、前記インバータの現在の入力電圧に対する基準電圧の比の値であり、前記基準電圧は、前記初期設定された比例係数及び積分係数の決定時に使用又は想定していた前記インバータの入力電圧である、
    記憶媒体。
    
    

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