JP3337076B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

技術分野 本発明は、誘導電動機のベクトル制御に係り、特に、
周波数が高い電圧制御不能領域においてもベクトル制御
を可能にする誘導電動機の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

背景技術 鉄道車両用電気車を駆動する誘導電動機をベクトル制
御する技術は、特開平５−83976号公報に記載されてい
る。また、鉄道車両用電気車では、一般的に高速運転領
域ではインバータのスイッチング損失を減らし、また、
直流電源電圧を最大限利用するため、PWMパルスモード
が１パルスモードとなる制御を用いている。しかし、こ
の電圧の大きさを制御することができない１パルスモー
ドにおいても、ベクトル制御を行う技術が第33回鉄道に
おけるサイバネティクス利用国内シンポジウム論文集
（1996年11月）p.247−250「ベクトル制御を適用した車
両駆動システム」に記載されている。 上記特開平５−83976号公報に記載のベクトル制御で
は、励磁電流指令値と検出した励磁電流との偏差及びト
ルク電流指令値と検出したトルク電流との偏差に基づき
ベクトル制御の２つの電圧指令信号を補正する２つの電
流制御手段の他にすべり周波数を補正するための第３の
電流制御手段を有しており、制御構成が複雑になるた
め、マイコンを用いて指令信号を演算する場合に演算時
間が大きくなってしまうという課題がある。また、上記
「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の文献で
は、１パルスモードにおいて磁束補正値演算、つまり、
弱め界磁を行うフィードバックを付加する必要がある。
また、両従来技術とも１パルスモードとそれ以外のモー
ドで制御系を切り替える必要がある。 なお、上記従来技術の他に特開平２−32788号公報が
ある。同公報記載のベクトル制御の構成は、第16図を見
るように、励磁電流及びトルク電流の各成分に応じて電
圧指令を演算する点、トルク電流の指令にその実際値が
なるように１次周波数を指令する電流制御系を備える点
及び得られた１次周波数指令より上記電圧指令を演算す
る点からなる。しかし、同公報記載のベクトル制御で
は、PWMパルスモードが１パルスになり、電圧制御が不
能になると、ベクトル制御ができないという課題があ
り、それへの配慮の記載は一切されていない。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】

本発明の課題は、誘導電動機をベクトル制御するに際
し、より簡単な制御構成によって低速域からPWMインバ
ータの直流電源電圧を最大限に利用するPWMのパルス数
が１パルスとなる高速域まで連続的に制御構成を切り替
えることなく、良好なベクトル制御を行いうる誘導電動
機の制御装置を提供することにある。

【０００４】 発明の開示

【課題を解決するための手段】

上記課題を解決するために、直流電圧をパルス幅変調
制御により可変電圧可変周波の交流に変換するインバー
タ、該インバータにより駆動される誘導電動機の一次電
流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基
づき演算されたそれぞれの成分に対応する電圧成分指令
により求まる変調率（出力電圧指令）により前記インバ
ータの出力電圧を制御する制御装置を備えた誘導電動機
の制御装置において、誘導電動機一次電流よりトルク電
流成分を検出する手段と、該検出したトルク電流成分値
とその指令値との偏差からトルク電流成分指令を補正す
る手段と、該補正されたトルク電流成分指令と励磁電流
成分指令とから誘導電動機のすべり角周波数を演算し、
それに基づいてインバータの出力周波数を制御する手段
と、変調率の大きさを所定値以上又は任意の条件でリミ
ットする手段と、誘導電動機のすべり角周波数を演算す
るに当り、変調率の大きさが前記所定値以上又は任意の
条件でリミットされている期間、励磁電流成分指令とし
て予め定められた誘導電動機に磁束を形成するに要する
“0"でない所定の値を保持し、この保持された値を用い
てインバータの出力周波数を制御する手段に与える手段
を備える。

【０００５】

【発明の実施の形態】

発明を実施するための最良の形態 以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。 本発明の一実施形態を図１を用いて説明する。同図に
おいて、直流電源11から供給される直流は、フィルタコ
ンデンサ13によって平滑され、電力変換器であるパルス
幅変調（以下、PWMと称する）インバータ１に与えられ
る。 PWMインバータ１は、電源となる直流電圧を３相の交
流電圧に変換してその交流電圧を誘導電動機２に供給す
る。電気車ではこの誘導電動機２を駆動源として走行す
る。 電流指令発生器３は、励磁電流指令値Id＊及びトルク
電流指令値Iq＊を発生する。 電流制御器４は、トルク電流指令値Iq＊＊及び後述す
る座標変換器５の出力であるトルク電流検出値Iqの偏差
に基づき補正されたトルク電流指令値Iq＊＊を生成し、
その指令値Iq＊＊は電圧指令演算器６及びすべり角周波
数演算器７に入力される。 すべり角周波数演算器７は、励磁電流指令値Id＊及び
補正されたトルク電流指令値Iq＊＊よりすべり角周波数
指令値ωｓ＊を出力する。 電圧指令演算器６は、励磁電流指令値Id＊、補正され
たトルク電流指令値Iq＊＊、及び後述する１次角周波数
指令値ω１＊に基づき誘導電動機２に供給される回転磁
界座標系の２つの電圧成分の指令であるVd＊,Vq＊を演
算し、極座標変換器８に出力する。 極座標変換器８は、Vd＊,Vq＊で表される電圧ベクト
ルを電圧ベクトルの大きさV0及び位相δに変換する。 一方、速度検出器16によって検出された誘導電動機速
度ωｒは、加算器17ですべり角周波数演算器７の出力で
あるすべり角周波数指令値ωｓ＊と加算され、１次角周
波数指令値ω１＊を生成する。この１次角周波数指令値
ω１＊は積分器18,電圧指令演算器６に与えられる。 積分器18は、１次角周波数指令値ω１＊を積分して座
標基準信号θを演算する。 座標変換器５は、PWMインバータ１の出力電流を検出
する電流検出器15u,15v,15wにより検出されたインバー
タ出力電流iu,iv,iwを入力して座標基準信号θに基づい
て回転磁界座標系の励磁電流成分Id、トルク電流成分Iq
に変換し、Iqは電流制御器４に出力される。 加算器19は、積分器18の出力である座標基準信号θと
極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの位相δを加
算してθ’を出力する。 変調率演算器10は、電力変換器の電源となる直流電圧
VFCを検出する電圧検出器14からの信号に基づいて電力
変換器が出力しうる最大電圧を越えないように極座標変
換器８の出力である電圧ベクトルの大きさV0を制限し、
変調率Vcを出力する。 PWM信号演算器９では、変調率演算器10の出力Vc及び
加算器19の出力θ’よりオン，オフパルスSu,Sv,Swを発
生し、PWMインバータ１に与える。

【０００６】 次に、上記各部の詳細を説明する。 座標変換器５では、例えば座標基準信号θ及びインバ
ータ出力電流iu,iv,iwから（１）式により励磁電流成分
Id、トルク電流成分Iqを演算する。

【数１】 電流制御器４としては例えば比例，積分制御を用い
る。（２）式はその一例である。これによりトルク電流
指令値Iq＊とトルク電流検出値Iqの偏差に基づいて補正
されたトルク電流指令値Iq＊＊が出力される。

【数２】 ここに、K1,K2はそれぞれ比例係数，積分係数、ｓは
ラプラス演算子である。 （３）式は、電圧指令演算器６の一例である。

【数３】 ここに、r1は誘導電動機２の１次抵抗、Lsσは漏れイ
ンダクタンス、L1は１次インダクタンスを示す。 （４）式は、すべり角周波数演算器７の一例である。

【数４】 ここに、r2は誘導電動機２の２次抵抗、Ｍは相互イン
ダクタンスである。 極座標変換器８は、（５），（６）式で表される。

【数５】

【数６】

【０００７】 図２は、変調率演算器10の一例を示す。除算器201に
より極座標変換器８の出力V0はフィルタコンデンサ電圧
VFCで除算し、その出力は係数器202を経て変調率Vc'と
して正規化され、その値はリミッタ203に入力される。
リミッタ203は入力された変調率Vc'に対して出力する変
調率（電圧指令）Vcが所定の値を超えないようにするも
のである。図２の構成を演算式で表すと（７）式のよう
になる。

【数７】 ここで、変調率VcはPWMインバータの出力電圧が最大
となる１パルスモードのときの電圧が１となるようにス
ケール変換している。min（ ）は最小値を取る関数
で、計算した結果が１を越えた場合にはVcを１にリミッ
トする。（７）式よりV0の最大値V0maxは（８）式のよ
うに書ける。

【数８】 以上説明した図１及び（１）〜（７）式による制御構
成により、低速域からPWMインバータ１の直流電圧を最
大限に利用するPWMのパルスモードが１パルスとなる高
速域まで良好な制御ができる。

【０００８】 以下に、上記構成における動作について説明する。 まず、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換
器の出力可能な最大電圧より小さい低速域の場合を説明
する。 極座標変換器の出力V0は、変調率演算器10で制限する
電圧V0maxより小さいので、Vc＜１となる。このときPWM
インバータ１が出力する電圧に誤差がなく、誘導電動機
２のパラメータが電圧指令演算器６、すべり角周波数演
算器７で用いたパラメータと一致している理想的な条件
のもとでは、PWMインバータ１は電圧指令値どおりの電
圧を出力する。その結果、電流指令発生器３の出力Id
＊,Iq＊と座標変換器の出力Id,Iqは完全に一致し、ベク
トル制御が行われる。実際には、PWMインバータ１の出
力電圧誤差や誘導電動機２のパラメータの変動などによ
りId＊,Iq＊とId,Iqの間に不一致が生じるが、その場合
には電流制御器４によりIq＊にIqが一致するように制御
される。例えば誘導電動機の２次抵抗r2がすべり角周波
数演算器７の演算で使われているr2よりも大きくなった
場合を考えると、すべり角周波数演算器７が出力するす
べり角周波数指令値ωｓ＊は本来出すべき値より小さく
なるため、誘導電動機電流が小さくなり、iq＊とIqが不
一致となる。このとき電流制御器４はこの不一致をなく
すように働き、出力Iq＊＊を大きくする。その結果、す
べり角周波数指令値ωｓ＊が大きくなり、パラメータが
変動したことによる誤差を補正するため、若干のパラメ
ータ誤差があっても、電流制御器４の働きにより安定に
ベクトル制御を行うことができる。

【０００９】 つぎに、誘導電動機に出力する電圧が電力変換器の出
力可能な最大電圧以上となる（PWMのパルスモードが１
パルスになる）高速域の場合について説明する。 誘導電動機のパラメータ誤差のない理想的な条件のも
とでも、極座標変換器８が出力する電圧ベクトル指令値
の大きさV0は、PWMインバータから出力されうる最大電
圧V0maxより大きくなり、電圧指令値と出力電圧に不一
致が生じる。その結果として電流指令発生器３の出力Id
＊,Iq＊と座標変換器５の出力Id,Iqは不一致となる。 この条件における課題を解決するために付加したもの
が変調率演算器９である。 同演算器９は、図２に示すように、演算された電圧指
令Vc'が出力されうる最大電圧V0maxより大きくなると、
その値でリミットし、そのリミットした値をインバータ
の変調率（出力電圧指令）Vcとして出力する。 これまでのベクトル制御ではVc'とV0maxとの差分に相
当する量をフィードバックする必要があった。例えば上
述した「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の
文献では、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令
値Id＊を減らすよう調整している。（なお、本発明の動
作を説明する上で、このようにId＊が調整されてベクト
ル制御が行われているとしたときの励磁電流指令値をId
＊＊とする。）

【００１０】 しかし、本実施形態では、上記のようなフィードバッ
クを行うことを必要とせず、ベクトル制御を行うという
点に大きな特徴を有している。そのことについて以下制
御原理について詳細に説明する。 図１の電流制御器４は、上記したように低速域におい
てはパラメータ変動による補償が主たる働きであった
が、高速域ではさらに同制御器は上述した電圧の不一致
によるIq＊とIqの誤差を一致させるように動作するので
ある。 例えば、Vc'がV0maxより大きくなると、その差に応じ
て電流制御器４の出力Iq＊＊はIq＊より増加する。その
結果、制御の平衡状態においては、電流制御器４の出力
Iq＊＊と電流指令発生器３の出力Id＊の比であるIq＊＊
/Id＊は本来ベクトル制御が行われているときの比であ
るIq＊/Id＊＊（Iq/Id）に等しくなる。このときすべり
角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ω
ｓ＊は、（４）式より明らかなように、ベクトル制御が
行われている場合と等しくなり、ωｓ＊より加算器17、
積分器18で演算される座標基準信号θも等しい。同様に
制御が平衡状態になるまでの時間内に誘導電動機２の速
度ωｒが変化しないとみなせるように電流制御器４の応
答時間をきめることで、電圧指令演算器６の出力Vd＊,V
q＊の比Vq＊/Vd＊も（３）式より変化しない。 したがって、（６）式より極座標変換器８の出力δも
本来ベクトル制御が行われているときと等しくなる。そ
の結果、加算器19で演算されるθ’も等しいことから誘
導電動機２には通常のベクトル制御が行われた場合と全
く同じ電圧が印加され、座標変換器５は理想的には出力
Id,Iqとして通常のベクトル制御が行われたときの値に
等しいId＊＊及びIq＊を出力する。電流制御器４は、積
分要素を含んでいるので、入力Iq＊とIqが等しくなって
も、Iq＊＊はIq＊より大きい値で平衡状態となる。 つまり、極座標変換器８の出力V0がPWMインバータ１
から出力される電圧の最大値V0maxより大きい場合で
も、本実施形態によれば電流制御器４の働きにより、電
流指令発生器３を調整しなくても自動的に励磁電流指令
値を下げたベクトル制御が行われた場合と全く等価にな
る。別の言い方をすると、PWMインバータの出力電圧が
出力しうる最大電圧に固定されると、自動的に弱め界磁
制御が行われる。また、この制御は、電源の直流電圧が
変動した場合にも上述した制御系の働きにより自動的に
その影響が補正され、定常状態では常にトルク電流Iqが
トルク電流指令値Iq＊に一致するように制御される。

【００１１】 図３は、図１の制御系の動作を誘導電動機の静止状態
からインバータ出力電圧が最大値に達し、電圧一定とな
る領域に至るまでをシミュレーションしたものである。 同図（ａ）は、時間ｔに対する誘導電動機の速度ωｒ
を示したもので、誘導電動機が時間とともに加速してい
ることを表している。同図（ｂ）は、極座標変換器８の
出力V0をスケール変換して変調率Vcと同じスケールにし
たVc'及び変調率演算器10の出力Vcの時間変化を示して
いる。18秒付近でVc'がリミッタ203に引っかかり、それ
以降Vcが１（PWMインバータの出力可能最大電圧）に固
定されている。同図（ｃ）は、座標変換器５の出力Id,I
q及び電流指令発生器３の出力Id＊、電流制御器４の出
力Iq＊＊の時間変化を示している。ここで電流指令発生
器３からの出力Id＊,Iq＊は常に一定としている。電圧
がリミットされるまではIdとId＊及びIqとIq＊＊は一致
しているが、電圧が一定となった時点以降ではIq＊＊は
電流制御器４の働きにより誘導電動機の速度が大きくな
るにつれて大きくなることがわかる。一方、電圧一定時
点以降のIdはId＊に対して徐々に小さくなっている。つ
まり、弱め界磁制御が行われている。 なお、図示していないが、Iq＊は電流制御器４の働き
によりIqに一致した値で一定値を指令しており、Id＊の
指令値も一定として与えている。 同図（ｄ）は、誘導電動機のトルクの時間変化を示し
ており、電圧リミットの時点まではトルク電流指令値Iq
＊、励磁電流指令値Id＊が一定であるので、トルクも一
定となる。電圧リミット時点以降では、指令値が一定と
しても誘導電動機に与えられる電圧がリミットされてい
るため、弱め界磁が行われている分だけ自動的にトルク
が低下している。 このように、上述した制御原理の基づく制御動作がシ
ミュレーション上でも確認され、低速から高速域まで連
続してベクトル制御が実現できていることがわかる。

【００１２】 次に、本実施形態でのベクトル制御を違った観点から
実証する。図４は、電圧一定領域（第３図の25秒付近）
におけるトルク応答シミュレーションの一例を示す。 同図では、トルク指令値Trefの変化に対する誘導電動
機のトルクＴの応答に若干の過渡的振動が発生している
が、それを除けばTrefに対してＴが速やかに応答してお
り、このことから本実施形態によりベクトル制御が可能
なことが分かる。なお、上記で発生している過渡的振動
は電流制御器４の制御定数を制御対象となる誘導電動機
の定数に合わせた最適値で設定することで低減すること
ができる。

【００１３】 以上、本実施形態によれば、トルク電流を制御する１
つの電流制御器と変調率演算器だけで、低速域から電圧
指令の大きさが直流電圧で定まるインバータの出力可能
な最大電圧を上回る（PWMパルスモードが１パルス領
域）高速域に至るまで連続的に制御構成を変えることな
く、誘導電動機をベクトル制御可能となり、特に電圧パ
ルスが１パルスの高速域においてもトルク応答を早くす
ることができる。 また、図２で示されるように、変調率Vcには、直流電
源電圧VFCの変動に伴う補正が自動的に行われるので、
直流電源電圧変動の影響を受けることなく指令値通りの
インバータの出力を制御できる。 さらに、上記実施形態では、電圧リミッタの制限値を
電力変換器の出力可能な最大電圧とした場合について述
べたが、電圧リミッタの制限値は弱め界磁制御を始めた
い任意の電圧にセットしてもよく、その任意の点から弱
め界磁制御が実行される。したがって、このセット値を
変更するだけで弱め界磁制御ができるので、従来のよう
な励磁電流指令Id＊の弱め界磁パターンを特別に用意す
る必要が無くなり、制御構成の簡単化が図れる。

【００１４】 なお、本実施形態では、電流制御器をトルク電流にお
いてのみ設けたが、電圧指令値が電源の直流電圧で決ま
る電力変換器の出力可能が最大電圧より小さい低速域に
おいては、励磁電流とトルク電流の両方に電流制御器を
設けても構わない。 ただし、極座標演算器８の出力V0が出力可能最大電圧
V0maxより大きくなった場合には、励磁電流の電流制御
器が動作しないように制御を切り替える必要がある。な
ぜならこの場合には、図３からもわかるように、電流指
令発生器３の出力である励磁電流指令値Id＊と座標変換
器５の出力である励磁電流検出器Idは一致するとは限ら
ないので、Id＊とIdの偏差に基づいて定常偏差を０にす
る積分要素を持った電流制御器を入れると、本実施形態
の制御は成り立たなくなるからである。

【００１５】

【発明の効果】

産業上の利用可能性 本発明によれば、誘導電動機を低速域から電圧指令
（変調率）の大きさが直流電圧で定まるインバータの出
力可能な最大電圧を上回る（PWMパルスモードが１パル
ス領域）高速域まで連続的に制御構成を切り替えること
なく、良好なベクトル制御を行いうることができる。 したがって、本発明は、トルク応答特性が要求される
鉄道の電気車の制御への利用はもちろんのこと、道路を
走行する電気自動車への利用に適している。 ［図面の簡単な説明］

【図１】 本発明の一実施形態を示す誘導電動機の制御装置のブ
ロック図である。

【図２】 図１における変調率演算器の詳細構成図である。

【図３】 本発明の制御のシミュレーション例である。

【図４】 本発明の制御のトルク応答シミュレーション例であ
る。

【符号の説明】

１…パルス幅変調インバータ、２…誘導電動機、３…電
流指令発生器、４…電流制御器、５…座標変換器、６…
電圧指令演算器、７…すべり角周波数演算器、８…極座
標変換器、９…PWM信号演算器、10…変調率演算器、11
…直流電源、13…フィルタコンデンサ、14…電圧検出
器、15…電流検出器、16…速度検出器、17…加算器、18
…積分器、19…加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県那珂郡瓜連町平野1800―149 (72)発明者 安田 高司 茨城県ひたちなか市青葉町10―１ イー グル青葉416号室 (56)参考文献 特開 平８−182397（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−214555（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−74766（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−83976（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−289600（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電圧をパルス幅変調制御により可変電
   圧可変周波の交流に変換するインバータ、該インバータ
   により駆動される誘導電動機の一次電流における励磁電
   流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前
   記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる
   変調率（出力電圧指令）により前記インバータの出力電
   圧を制御する制御装置を備えた誘導電動機の制御装置に
   おいて、 前記誘導電動機一次電流よりトルク電流成分を検出する
   手段と、該検出したトルク電流成分値とその指令値との
   偏差から前記トルク電流成分指令を補正する手段と、該
   補正されたトルク電流成分指令と前記励磁電流成分指令
   とから前記誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それ
   に基づいて前記インバータの出力周波数を制御する手段
   と、前記変調率の大きさを所定値以上又は任意の条件で
   リミットする手段と、前記誘導電動機のすべり角周波数
   を演算するに当り、前記変調率の大きさが前記所定値以
   上又は任意の条件でリミットされている期間、前記励磁
   電流成分指令として予め定められた誘導電動機に磁束を
   形成するに要する“0"でない所定の値を保持し、この保
   持された値を用いて前記インバータの出力周波数を制御
   する手段に与える手段を備えたことを特徴とする誘導電
   動機の制御装置。