JP3793917B2 - 誘導電動機の制御装置及び方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御に係り、特に、周波数が高い電圧制御不能領域においてもベクトル制御を可能にする誘導電動機の制御装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
鉄道車両用電気車を駆動する誘導電動機をベクトル制御する技術は、特開平５−８３９７６号公報に記載されている。また、鉄道車両用電気車では、一般的に高速運転領域ではインバータのスイッチング損失を減らし、また、直流電源電圧を最大限利用するため、ＰＷＭパルスモードが１パルスモードとなる制御を用いている。しかし、この電圧の大きさを制御することができない１パルスモードにおいても、ベクトル制御を行う技術が第３３回鉄道におけるサイバネティクス利用国内シンポジウム論文集(１９９６年１１月）ｐ.２４７−２５０「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」に記載されている。
上記特開平５−８３９７６号公報に記載のベクトル制御では、励磁電流指令値と検出した励磁電流との偏差及びトルク電流指令値と検出したトルク電流との偏差に基づきベクトル制御の２つの電圧指令信号を補正する２つの電流制御手段の他にすべり周波数を補正するための第３の電流制御手段を有しており、制御構成が複雑になるため、マイコンを用いて指令信号を演算する場合に演算時間が大きくなってしまうという課題がある。また、上記「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の文献では、１パルスモードにおいて磁束補正値演算、つまり、弱め界磁を行うフィードバックを付加する必要がある。また、両従来技術とも１パルスモードとそれ以外のモードで制御系を切り替える必要がある。
なお、上記従来技術の他に特開平２−３２７８８号公報がある。同公報記載のベクトル制御の構成は、第１６図を見るように、励磁電流及びトルク電流の各成分に応じて電圧指令を演算する点、トルク電流の指令にその実際値がなるように１次周波数を指令する電流制御系を備える点及び得られた１次周波数指令より上記電圧指令を演算する点からなる。しかし、同公報記載のベクトル制御では、ＰＷＭパルスモードが１パルスになり、電圧制御が不能になると、ベクトル制御ができないという課題があり、それへの配慮の記載は一切されていない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、誘導電動機をベクトル制御するに際し、より簡単な制御構成によって低速域からＰＷＭインバータの直流電源電圧を最大限に利用するＰＷＭのパルス数が１パルスとなる高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制御を行いうる誘導電動機の制御装置及び方法を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、低速域では直流電圧を可変電圧可変周波数及び高速域では定電圧可変周波数（１パルス）の交流に変換するインバータ、該インバータにより駆動される誘導電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率（出力電圧指令）によりインバータの出力電圧を制御する制御装置を備えた誘導電動機の制御装置において、誘導電動機一次電流よりトルク電流成分を検出する手段と、該検出したトルク電流成分値とその指令値との偏差を積分要素に入力したその出力からトルク電流成分指令を補正する手段と、該補正されたトルク電流成分指令と励磁電流成分指令との比から誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づいてインバータの出力周波数を制御する手段と、可変電圧可変周波数の制御から定電圧可変周波数の制御領域へ移行した後、変調率の大きさを所定値以上又は任意の条件でリミットする手段と、インバータの出力周波数を制御する手段により誘導電動機のすべり角周波数を演算するに当り、変調率の大きさが前記所定値以上又は任意の条件でリミットされている期間、励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められた所定値を保持し、すべり角周波数を前記補正されたトルク電流成分指令のみで演算する手段を備える。
また、直流電圧を可変電圧可変周波及び定電圧可変周波（１パルス）の交流に変換するインバータにより誘導電動機を制御し、該誘導電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率(出力電圧指令)によりインバータの出力電圧を制御し、励磁電流成分指令とトルク電流成分指令との比から誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づいてインバータの出力周波数を制御する誘導電動機の制御方法であって、可変電圧可変周波の制御から定電圧可変周波の制御領域へ移行した後、変調率を所定値に制限すると共に、励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められた所定値を保持し、トルク電流成分指令のみを検出したトルク電流成分で補正する。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
本発明の一実施形態を図１を用いて説明する。同図において、直流電源１１から供給される直流は、フィルタコンデンサ１３によって平滑され、電力変換器であるパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する）インバータ１に与えられる。
ＰＷＭインバータ１は、電源となる直流電圧を３相の交流電圧に変換してその交流電圧を誘導電動機２に供給する。電気車ではこの誘導電動機２を駆動源として走行する。
電流指令発生器３は、励磁電流指令値Iｄ*及びトルク電流指令値Iｑ*を発生する。
電流制御器４は、トルク電流指令値Iｑ**及び後述する座標変換器５の出力であるトルク電流検出値Iｑの偏差に基づき補正されたトルク電流指令値Iｑ**を生成し、その指令値Iｑ**は電圧指令演算器６及びすべり角周波数演算器７に入力される。
すべり角周波数演算器７は、励磁電流指令値Iｄ*及び補正されたトルク電流指令値Iｑ**よりすべり角周波数指令値ωｓ*を出力する。
電圧指令演算器６は、励磁電流指令値Iｄ*、補正されたトルク電流指令値Iｑ**、及び後述する１次角周波数指令値ω１*に基づき誘導電動機２に供給される回転磁界座標系の２つの電圧成分の指令であるＶｄ*，Ｖｑ*を演算し極座標変換器８に出力する。
極座標変換器８は、Ｖｄ*，Ｖｑ*で表される電圧ベクトルを電圧ベクトルの大きさＶ０及び位相δに変換する。
一方、速度検出器１６によって検出された誘導電動機速度ωrは、加算器１７ですべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*と加算され、１次角周波数指令値ω１*を生成する。この１次角周波数指令値ω１*は積分器１８，電圧指令演算器６に与えられる。
積分器１８は、１次角周波数指令値ω１*を積分して座標基準信号θを演算する。
座標変換器５は、ＰＷＭインバータ１の出力電流を検出する電流検出器１５ｕ，１５ｖ，１５ｗにより検出されたインバータ出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを入力して座標基準信号θに基づいて回転磁界座標系の励磁電流成分Ｉｄ、トルク電流成分Ｉｑに変換し、Ｉｑは電流制御器４に出力される。
加算器１９は、積分器１８の出力である座標基準信号θと極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの位相δを加算してθ’を出力する。
変調率演算器１０は、電力変換器の電源となる直流電圧ＶＦＣを検出する電圧検出器１４からの信号に基づいて電力変換器が出力しうる最大電圧を越えないように極座標変換器８の出力である電圧ベクトルの大きさＶ０を制限し変調率Ｖｃを出力する。
ＰＷＭ信号演算器９では、変調率演算器１０の出力Ｖｃ及び加算器１９の出力θ’よりオン，オフパルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを発生し、ＰＷＭインバータ１に与える。
【０００６】
次に、上記各部の詳細を説明する。
座標変換器５では、例えば座標基準信号θ及びインバータ出力電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗから（１）式により励磁電流成分Iｄ、トルク電流成分Iｑを演算する。
【数１】

電流制御器４としては例えば比例，積分制御を用いる。（２）式はその一例である。これによりトルク電流指令値Iｑ*とトルク電流検出値Iｑの偏差に基づいて補正されたトルク電流指令値Iｑ**が出力される。
【数２】

ここに、Ｋ１，Ｋ２はそれぞれ比例係数，積分係数、ｓはラプラス演算子である。
（３）式は、電圧指令演算器６の一例である。
【数３】

ここに、ｒ１は誘導電動機２の１次抵抗、Ｌｓσは漏れインダクタンス、Ｌ１は１次インダクタンスを示す。
（４）式は、すべり角周波数演算器７の一例である。
【数４】

ここに、ｒ２は誘導電動機２の２次抵抗、Ｍは相互インダクタンスである。
極座標変換器８は、（５），（６）式で表される。
【数５】

【数６】

【０００７】
図２は、変調率演算器１０の一例を示す。除算器２０１により極座標変換器８の出力Ｖ０はフィルタコンデンサ電圧ＶＦＣで除算し、その出力は係数器２０２を経て変調率Ｖｃ’として正規化され、その値はリミッタ２０３に入力される。リミッタ２０３は入力された変調率Ｖｃ’に対し出力する変調率（電圧指令）Ｖcが所定の値を超えないようにするものである。図２の構成を演算式で表すと（７）式のようになる。
【数７】

ここで、変調率ＶｃはＰＷＭインバータの出力電圧が最大となる１パルスモードのときの電圧が１となるようにスケール変換している。min( )は最小値を取る関数で、計算した結果が１を越えた場合にはＶｃを１にリミットする。（７）式よりＶ０の最大値Ｖ０maxは（８）式のように書ける。
【数８】

以上説明した図１及び（１）〜（７）式による制御構成により、低速域からＰＷＭインバータ１の直流電圧を最大限に利用するＰＷＭのパルスモードが１パルスとなる高速域まで良好な制御ができる。
【０００８】
以下に、上記構成における動作について説明する。
まず、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧より小さい低速域の場合を説明する。
極座標変換器の出力ＶＯは、変調率演算器１０で制限する電圧Ｖ０maxより小さいので、Ｖｃ＜１となる。このときＰＷＭインバータ１が出力する電圧に誤差がなく、誘導電動機２のパラメータが電圧指令演算器６、すべり角周波数演算器７で用いたパラメータと一致している理想的な条件のもとでは、ＰＷＭインバータ１は電圧指令値どおりの電圧を出力する。その結果、電流指令発生器３の出力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器の出力Iｄ，Iｑは完全に一致し、ベクトル制御が行われる。実際には、ＰＷＭインバータ１の出力電圧誤差や誘導電動機２のパラメータの変動などによりIｄ*，Iｑ*とIｄ，Iｑの間に不一致が生じるが、その場合には電流制御器４によりIｑ*にIｑが一致するように制御される。例えば誘導電動機の２次抵抗ｒ２がすべり角周波数演算器７の演算で使われているｒ２よりも大きくなった場合を考えると、すべり角周波数演算器７が出力するすべり角周波数指令値ωs*は本来出すべき値より小さくなるため、誘導電動機電流が小さくなり、Iｑ*とIｑが不一致となる。このとき電流制御器４はこの不一致をなくすように働き出力Iｑ**を大きくする。その結果、すべり角周波数指令値ωｓ*が大きくなり、パラメータが変動したことによる誤差を補正するため、若干のパラメータ誤差があっても、電流制御器４の働きにより安定にベクトル制御を行うことができる。
【０００９】
つぎに、誘導電動機に出力する電圧が電力変換器の出力可能な最大電圧以上となる（ＰＷＭのパルスモードが１パルスになる）高速域の場合について説明する。
誘導電動機のパラメータ誤差のない理想的な条件のもとでも、極座標変換器８が出力する電圧ベクトル指令値の大きさＶ０は、ＰＷＭインバータ１から出力されうる最大電圧Ｖ０maxより大きくなり、電圧指令値と出力電圧に不一致が生じる。その結果として電流指令発生器３の出力Iｄ*，Iｑ*と座標変換器５の出力Iｄ，Iｑは不一致となる。
この条件における課題を解決するために付加したものが変調率演算器９である。
同演算器９は、図２に示すように、演算された電圧指令Ｖｃ’が出力されうる最大電圧Ｖ０maxより大きくなると、その値でリミットし、そのリミットした値をインバータの変調率（出力電圧指令）Ｖｃとして出力する。
これまでのベクトル制御ではＶｃ’とＶ０maxとの差分に相当する量をフィードバックする必要があった。例えば上述した「ベクトル制御を適用した車両駆動システム」の文献では、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令値Iｄ*を減らすよう調整している。（なお、本発明の動作を説明する上で、このようにIｄ*が調整されてベクトル制御が行われているとしたときの励磁電流指令値をI ｄ **とする。）
【００１０】
しかし、本実施形態では、上記のようなフィードバックを行うことを必要とせず、ベクトル制御を行うという点に大きな特徴を有している。そのことについて以下制御原理について詳細に説明する。
図１の電流制御器４は、上記したように低速域においてはパラメータ変動による補償が主たる働きであったが、高速域ではさらに同制御器は上述した電圧の不一致によるIｑ*とIｑの誤差を一致させるように動作するのである。
例えば、Ｖｃ’がＶ０maxより大きくなると、その差に応じて電流制御器４の出力Iｑ**はIｑ*より増加する。その結果、制御の平衡状態においては、電流制御器４の出力Iｑ**と電流指令発生器３の出力Iｄ*の比であるIｑ**／Iｄ*は本来ベクトル制御が行われているときの比であるIｑ／Iｄに等しくなる。このときすべり角周波数演算器７の出力であるすべり角周波数指令値ωｓ*は、（４）式より明らかなように、ベクトル制御が行われている場合と等しくなり、ωｓ*より加算器１７、積分器１８で演算される座標基準信号θも等しい。同様に制御が平衡状態になるまでの時間内に誘導電動機２の速度ωｒが変化しないとみなせるように電流制御器４の応答時間をきめることで、電圧指令演算器６の出力Ｖｄ*，Ｖｑ*の比Ｖｑ*／Ｖｄ*も（３）式より変化しない。
したがって、（６）式より極座標変換器８の出力δも本来ベクトル制御が行われているときと等しくなる。その結果、加算器１９で演算されるθ’も等しいことから誘導電動機２には通常のベクトル制御が行われた場合と全く同じ電圧が印加され、座標変換器５は理想的には出力Iｄ，Iｑとして通常のベクトル制御が行われたときの値に等しいIｄ*及びIｑ*を出力する。電流制御器４は、積分要素を含んでいるので、入力Iｑ*とIｑが等しくなっても、Iｑ**はIｑ*より大きい値で平衡状態となる。
つまり、極座標変換器８の出力Ｖ０がＰＷＭインバータ１から出力される電圧の最大値Ｖ０maxより大きい場合でも、本実施形態によれば電流制御器４の働きにより、電流指令発生器３を調整しなくても自動的に励磁電流指令値を下げたベクトル制御が行われた場合と全く等価になる。別の言い方をすると、ＰＷＭインバータの出力電圧が出力しうる最大電圧に固定されると、自動的に弱め界磁制御が行われる。また、この制御は、電源の直流電圧が変動した場合にも上述した制御系の働きにより自動的にその影響が補正され、定常状態では常にトルク電流Iｑがトルク電流指令値Iｑ*に一致するように制御される。
【００１１】
図３は、図１の制御系の動作を誘導電動機の静止状態からインバータ出力電圧が最大値に達し、電圧一定となる領域に至るまでをシミュレーションしたものである。
同図（ａ）は、時間ｔに対する誘導電動機の速度ωｒを示したもので、誘導電動機が時間とともに加速していることを表している。同図（ｂ）は、極座標変換器８の出力Ｖ０をスケール変換して変調率Ｖｃと同じスケールにしたＶｃ’及び変調率演算器１０の出力Ｖｃの時間変化を示している。１８秒付近でＶｃ’がリミッタ２０３に引っかかり、それ以降Ｖｃが１（ＰＷＭインバータの出力可能最大電圧）に固定されている。同図（ｃ）は、座標変換器５の出力Ｉｄ，Ｉｑ及び電流指令発生器３の出力Iｄ*、電流制御器４の出力Iｑ**の時間変化を示している。ここで電流指令発生器３からの出力Iｄ*，Iｑ*は常に一定としている。電圧がリミットされるまではＩｄとIｄ*及びIｑとIｑ**は一致しているが、電圧が一定となった時点以降ではIｑ**は電流制御器４の働きにより誘導電動機の速度が大きくなるにつれて大きくなることがわかる。一方、電圧一定時点以降のＩｄはIｄ*に対して徐々に小さくなっている。つまり、弱め界磁制御が行われている。なお、図示していないが、Iｑ*は電流制御器４の働きによりIｑに一致した値で一定値を指令しており、Iｄ*の指令値も一定として与えている。
同図（ｄ）は、誘導電動機のトルクの時間変化を示しており、電圧リミットの時点まではトルク電流指令値Iｑ*、励磁電流指令値Iｄ*が一定であるので、トルクも一定となる。電圧リミット時点以降では、指令値が一定としても誘導電動機に与えられる電圧がリミットされているため、弱め界磁が行われている分だけ自動的にトルクが低下している。
このように、上述した制御原理の基づく制御動作がシミュレーション上でも確認され、低速から高速域まで連続してベクトル制御が実現できていることがわかる。
【００１２】
次に、本実施形態でのベクトル制御を違った観点から実証する。図４は、電圧一定領域（第３図の２５秒付近）におけるトルク応答シミュレーションの一例を示す。
同図では、トルク指令値Ｔrefの変化に対する誘導電動機のトルクＴの応答に若干の過渡的振動が発生しているが、それを除けばＴrefに対してＴが速やかに応答しており、このことから本実施形態によりベクトル制御が可能なことが分かる。なお、上記で発生している過渡的振動は電流制御器４の制御定数を制御対象となる誘導電動機の定数に合わせた最適値で設定することで低減することができる。
【００１３】
以上、本実施形態によれば、トルク電流を制御する１つの電流制御器と変調率演算器だけで、低速域から電圧指令の大きさが直流電圧で定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パルス領域）高速域に至るまで連続的に制御構成を変えることなく、誘導電動機をベクトル制御可能となり、特に電圧パルスが１パルスの高速域においてもトルク応答を早くすることができる。
また、図２で示されるように、変調率Ｖｃには、直流電源電圧ＶＦＣの変動に伴う補正が自動的に行われるので、直流電源電圧変動の影響を受けることなく指令値通りのインバータの出力を制御できる。
さらに、上記実施形態では、電圧リミッタの制限値を電力変換器の出力可能な最大電圧とした場合について述べたが、電圧リミッタの制限値は弱め界磁制御を始めたい任意の電圧にセットしてもよく、その任意の点から弱め界磁制御が実行される。したがって、このセット値を変更するだけで弱め界磁制御ができるので、従来のような励磁電流指令Iｄ*の弱め界磁パターンを特別に用意する必要が無くなり、制御構成の簡単化が図れる。
【００１４】
なお、本実施形態では、電流制御器をトルク電流においてのみ設けたが、電圧指令値が電源の直流電圧で決まる電力変換器の出力可能な最大電圧より小さい低速域においては、励磁電流とトルク電流の両方に電流制御器を設けても構わない。
ただし、極座標演算器８の出力Ｖ０が出力可能最大電圧Ｖ０maxより大きくなった場合には、励磁電流の電流制御器が動作しないように制御を切り替える必要がある。なぜならこの場合には、図３からもわかるように、電流指令発生器３の出力である励磁電流指令値Iｄ*と座標変換器５の出力である励磁電流検出値Ｉｄは一致するとは限らないので、Iｄ*とIｄの偏差に基づいて定常偏差を０にする積分要素を持った電流制御器を入れると、本実施形態の制御は成り立たなくなるからである。
【００１５】
【発明の効果】
本発明によれば、誘導電動機を低速域から電圧指令（変調率）の大きさが直流電圧で定まるインバータの出力可能な最大電圧を上回る（ＰＷＭパルスモードが１パルス領域）高速域まで連続的に制御構成を切り替えることなく、良好なベクトル制御を行いうることができる。
したがって、本発明は、トルク応答特性が要求される鉄道の電気車の制御への利用はもちろんのこと、道路を走行する電気自動車への利用に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】図１における変調率演算器の詳細構成図である。
【図３】本発明の制御のシミュレーション例である。
【図４】本発明の制御のトルク応答シミュレーション例である。
【符号の説明】
１…パルス幅変調インバータ、２…誘導電動機、３…電流指令発生器、４…電流制御器、５…座標変換器、６…電圧指令演算器、７…すべり角周波数演算器、８…極座標変換器、９…ＰＷＭ信号演算器、１０…変調率演算器、１１…直流電源、１３…フィルタコンデンサ、１４…電圧検出器、１５…電流検出器、１６…速度検出器、１７…加算器、１８…積分器、１９…加算器

Claims (2)

1. 低速域では直流電圧を可変電圧可変周波数及び高速域では定電圧可変周波数（１パルス）の交流に変換するインバータ、該インバータにより駆動される誘導電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率（出力電圧指令）により前記インバータの出力電圧を制御する制御装置を備えた誘導電動機の制御装置において、
   前記誘導電動機一次電流よりトルク電流成分を検出する手段と、該検出したトルク電流成分値とその指令値との偏差を積分要素に入力したその出力から前記トルク電流成分指令を補正する手段と、該補正されたトルク電流成分指令と前記励磁電流成分指令との比から前記誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づいて前記インバータの出力周波数を制御する手段と、前記可変電圧可変周波数の制御から前記定電圧可変周波数の制御領域へ移行した後、前記変調率の大きさを所定値以上又は任意の条件でリミットする手段と、前記インバータの出力周波数を制御する手段により前記誘導電動機のすべり角周波数を演算するに当り、前記変調率の大きさが前記所定値以上又は任意の条件でリミットされている期間、前記励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められた所定値を保持し、前記すべり角周波数を前記補正されたトルク電流成分指令のみで演算する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 直流電圧を可変電圧可変周波及び定電圧可変周波（１パルス）の交流に変換するインバータにより誘導電動機を制御し、該誘導電動機の一次電流における励磁電流成分指令とトルク電流成分指令に基づき演算された前記それぞれの成分に対応する電圧成分指令により求まる変調率(出力電圧指令)により前記インバータの出力電圧を制御し、前記励磁電流成分指令と前記トルク電流成分指令との比から前記誘導電動機のすべり角周波数を演算し、それに基づいて前記インバータの出力周波数を制御する誘導電動機の制御方法であって、
   前記可変電圧可変周波の制御から前記定電圧可変周波の制御領域へ移行した後、前記変調率を所定値に制限すると共に、前記励磁電流成分指令は、該電流成分のフィードバック制御の動作を停止し、予め定められた所定値を保持し、前記トルク電流成分指令のみを検出したトルク電流成分で補正するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御方法。

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