MXPA05001099A

MXPA05001099A - Controlador de motor de inyeccion de seis impulsos, de dos niveles, de bajo voltaje que acciona un puente inversor de accionamiento de ca de tres o mas niveles de medio a alto voltaje.

Info

Publication number: MXPA05001099A
Application number: MXPA05001099A
Authority: MX
Inventors: Geraldo Nojima
Original assignee: Smc Electrical Products Inc
Priority date: 2002-07-31
Filing date: 2003-07-31
Publication date: 2005-09-08
Also published as: CA2493586C; EP1540809A4; WO2004015851A2; US20060197491A1; KR20050048593A; AU2003256296B2; CN1679228A; BR0313364A; WO2004015851A3; CA2493586A1; JP2005535277A; KR101137576B1; AU2003256296A1; CN1324805C; US7834579B2; EP1540809A2; KR20110003409A; ZA200500561B

Abstract

Un metodo y circuito que capacita al controlador estandar disenado para utilizarse con un puente inversor de dos niveles de mecanismo impulsor de corriente alterna (1920) para impulsar puentes inversores con tres o mas niveles. Las senales de un controlador de motor de induccion ordinario o de un controlador de motor de induccion de dos niveles (2200) se utilizan para impulsar los dos o mas conmutadores de un puente inversor de tres o mas niveles (1920), como se utilizan en aplicaciones de medio y alto voltaje. La secuencia y sincronizacion de conmutacion apropiados para el puente inversor de tres o mas niveles se basan, en parte, ya sea en la salida de los seis moduladores de amplitud de impulso, o en la salida del dispositivo de control de flujo y torque, o en el dispositivo de control de voltaje (2210) del controlador de dos niveles (2200).

Description

CONTROLADOR DE MOTOR DE INDUCCIÓN DE SEIS IMPULSOS/ DE DOS NIVELES, DE BAJO VOLTAJE QUE ACCIONA UN PUENTE INVERSOR DE ACCIONAMIENTO DE CA DE TRES O MÁS NIVELES DE MEDIO A ALTO VOLTAJE ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Se reivindica la prioridad de la Solicitud Provisional de E.U. 60/399,355 presentada en Julio 31 de 2002 y la Solicitud Provisional de E.U. 60/453,817 presentada en Marzo 12 de 2003, ambas solicitudes provisionales se incorporan en la presente mediante la referencia. 1. Campo de la Invención La operación de un motor de inducción que utiliza un puente inversor de tres o más niveles que opera bajo el control de un controlador diseñado para puentes inversores de dos niveles . 2. Descripción de la Técnica Relacionada Los mecanismos impulsores de motores de inducción, también llamados mecanismos impulsores de CA (de corriente alterna) se utilizan para controlar la velocidad y el torque de los motores de inducción de múltiples fases, los cuales por largo tiempo han sido el caballo de trabajo de la industria . Los mecanismos impulsores de CA actuales pueden dividirse en dos categorías: de bajo voltaje y de medio - - voltaje. Los mecanismos impulsores de CA de bajo voltaje se utilizan ampliamente y cubren el rango de OVAC hasta 600VAC. Los mecanismos impulsores de CA de bajo voltaje se fabrican por casi quinientas compañías alrededor del mundo. Los mecanismos impulsores de CA de medio voltaje cubren los voltajes de la línea de entrada por arriba de 66OVAC y hasta 15,000VAC. Solo aproximadamente una media docena de compañías diseñan y producen los mecanismos impulsores de CA de medio voltaje. Los mecanismos impulsores de CA de alto voltaje cubren voltajes de 15,000VAC y mayores pero no son muy comunes comparados con los mecanismos impulsores de CA de bajo voltaje y de medio voltaje. Recientemente, la industria automotriz y algunas otras aplicaciones especiales que requieren armónicos de bajo voltaje de salida se encuentran considerando el uso de puentes inversores de múltiples niveles para motores de bajo voltaje. Esta invención se dirige también a este caso. Hasta recientemente, los conmutadores semiconductores de energía estuvieron clasificados a un máximo de 1,700V, lo cual ha permitido que los mecanismos impulsores de CA de tres fases de bajo voltaje utilicen un puente inversor de seis conmutadores. En la actualidad, los conmutadores semiconductores del estado de la técnica se clasifican a 2,500V, 3,300V, 4,500V, 6,500V y pueden utilizarse en un puente inversor de seis conmutadores de dos - - niveles que tiene hasta una entrada de 2,000VAC. Por arriba de 2,000VAC, el puente inversor requiere un mayor número de conmutadores semiconductores de energía conectados en serie . La topología del inversor más popular para motores de inducción de medio voltaje de tres fases de hasta 4,OO0V, es un puente inversor de doce conmutadores de tres niveles . El número de niveles en un puente inversor define el número de etapas de voltaje de corriente directa (CD) que se requieren por el puente inversor a fin de lograr un cierto nivel de voltaje en su salida. Debido a que los conmutadores semiconductores de energía tienen limitada capacidad de voltaje, el voltaje total de la barra de distribución de CD de un puente inversor se divide en una variedad de etapas de voltaje, de tal forma que cada etapa de voltaje puede manejarse por un interruptor de alimentación. Como se ilustra en la Figura 1, en un mecanismo impulsor de CA de dos niveles convencional, se rectifica la energía CA de tres fases (R, S, T) después de pasara a través de un reactor 80 de línea de entrada opcional mediante el rectificador 10 y el capacitor 20 para formar una barra de distribución de CD de dos niveles . Dependiendo del procedimiento de diseño, los armónicos de entrada en la barra de distribución de CD pueden recudirse adicionalmente mediante el reactor 81 de CD. El voltaje de la barra de distribución de CD de dos niveles se aplica a través del - - puente inversor de seis conmutadores el cual produce una salida de voltaje de PWM de dos niveles. Los seis conmutadores se dividen en tres derivaciones con dos conmutadores cada una (30-31, 32-33, y 34-35) . Un controlador (no mostrado) controla cada conmutador a través de las terminales de control 50-55 de cada conmutador. El motor 90 de tres fases tiene una conexión en fase derivada del punto medio (71, 72, 73, respectivamente) entre dos conmutadores de una derivación, y las tres derivaciones producen tres fases que colectivamente accionan el motor. Los dos niveles de la barra de distribución de CD constituyen una barra de distribución positiva y una barra de distribución negativa. El conmutador superior de cada derivación se conecta a la barra de distribución positiva y el conmutador inferior se conecta a la barra de distribución negativa. Los dos conmutadores en una derivación se encuentran en serie (por ejemplo, el conmutador 30 y el conmutador 31) y por consiguiente no pueden activarse al mismo tiempo sin ocasionar un corto circuito. A fin de evitar un corto circuito, deben tomarse en consideración por el controlador los tiempos del retardo de conmutación. El conmutador superior necesita desactivarse antes de que el inferior se active, y viceversa. Cada uno de los conmutadores tiene que ser capaz de manejar el voltaje total - - entre las barras de distribución positiva y negativa. En comparación con el mecanismo impulsor de dos niveles, en un mecanismo impulsor de CA de tres niveles, como se ilustra en la Figura 2, la barra de distribución de CD tiene tres niveles de voltaje (relativamente etiquetados positivo, neutro y negativo) , y el puente inversor tiene doce conmutadores 130-141. Los conmutadores 130-141 se dividen en tres derivaciones iguales, conectando cada derivación a una fase del motor 190 de tres fases. Así, cada derivación tiene cuatro conmutadores en serie (130-133, 134-137 y 138-141), y cada conexión hacia el motor 190 se deriva de un punto medio 171-173. La parte superior de los dos conmutadores de cada derivación se conectan a la barra de distribución positiva y funcionan como un conmutador, pero no pueden activarse o desactivarse al mismo tiempo. El conmutador en la parte muy superior (e.g., el conmutador 130) se desactiva antes del otro conmutador (e.g., el conmutador 131), en el par superior. La parte inferior de los dos conmutadores de cada derivación se conecta a la barra de distribución negativa. El conmutador en la parte muy inferior {e.g., conmutador 133) tiene que activarse después y desactivarse antes que el otro conmutador del par inferior (e.g., conmutador 132). Los conmutadores se controlan mediante señales aplicadas a través de las terminales 150-161. De nuevo aquí, deben tomarse en - - consideración los tiempos de retardo de conmutación para evitar corto circuito. Para comparación adicional se muestra una derivación simple (i.e., fase) del inversor de tres, cuatro y cinco niveles en las Figuras 3?, 3B y 3C, respectivamente. La capacidad para utilizar múltiples niveles tiene el beneficio de producir un voltaje de salida con baja distorsión de armónicos, además de proporcionar mayor voltaje de salida con conmutadores de energía clasificados de menor voltaje. Por ejemplo, un inversor de tres niveles tiene menor distorsión de armónicos de voltaje que un puente inversor de dos niveles. Una desventaja del inversor de tres niveles es que mientras un puente inversor de dos niveles requiere conmutadores de energía de seis semiconductores, un puente inversor de tres niveles requiere doce conmutadores, incrementando así el costo. Estos costos continúan incrementándose según se utilizan niveles adicionales: un inversor de cuatro niveles requiere dieciocho conmutadores y un inversor de cinco niveles requiere veinticuatro conmutadores . Los costos crecientes adicionales son que según se incrementa el número de niveles y conmutadores en el puente inversor, también se incrementa la complejidad de controlar los conmutadores. Las señales que accionan los conmutadores - - necesitan sincronizarse cuidadosamente--de otro modo pueden dañarse o destruirse los conmutadores. Esta complejidad incrementa los costos de los controladores utilizados con los inversores de múltiples niveles. De acuerdo con lo anterior, el análisis del costo-beneficio típicamente da como resultado inversores de múltiples niveles que se utilizan solamente cuando los voltajes de salida, los armónicos y los requerimientos de energía exceden las capacidades de los inversores de dos niveles. Un efecto colateral de este resultado es que los controladores para mecanismos impulsores de múltiples niveles se produzcan en mucho menor volumen. Cualquier mecanismo impulsor de motor de inducción tiene que controlar el motor y adicionalmente realiza un gran número de tareas de interconexión tales como: comunicar información de diagnóstico; recibir la entrada de control proveniente de un operador y/o una computadora central o esclava; recibir comandos provenientes de la aplicación del mecanismo impulsor; realizar funciones externas de control; y/o servir como un acceso de comunicaciones al interconectar diferentes protocolos de comunicaciones . Estas funciones son todas además de controlar el motor y demanda grandes cantidades de experiencia y recursos para desarrollarse. Como resultado de los inferiores volúmenes, los controladores para sistemas de múltiples niveles utilizados con mecanismos - - impulsores de medio y alto voltaje son más costosos y típicamente ofrecen menos o limitadas capacidades de interconexión que los controladores correspondientes para sistemas de dos niveles producidos para mecanismos impulsores de CA de bajo voltaje. Desafortunadamente, las señales del modulador común de dos niveles provenientes de los controladores de motores de inducción de bajo voltaje no son adecuadas para el control de los puentes inversores de múltiples niveles. Aún así, para ser capaces de utilizar los controladores "estándar" de bajo voltaje existentes para controlar los puentes inversores de múltiples niveles se acortarían los ciclos de desarrollo y se aceleraría la disponibilidad del producto de mecanismos impulsores de CA de medio y alto voltaje. Una ventaja adicional con este procedimiento es que debido a que los mecanismos impulsores de bajo voltaje se producen en grandes volúmenes, el costo de los controladores de dos niveles se optimiza y la circuiterxa de los controladores es de superior calidad y conflabilidad SUMARIO DE LA INVENCIÓN La presente invención permite a los controladores "estándar" diseñarse para utilizarse con un puente inversor de dos niveles para accionar los puentes inversores que tienen tres o más niveles. Como se utiliza en la presente, los "múltiples niveles" se definen a que significan de wtres - - o más niveles" . Se utilizan las señales de un controlador de motor de inducción ordinario o un controlador de motor de inducción de dos niveles para accionar los doce conmutadores de un puente inversor de tres niveles o accionar los inversores con un gran número de niveles como se utiliza en las aplicaciones de medio y alto voltaje. Un primer aspecto de la invención es un método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles, el controlador de motor de inducción de dos niveles produce seis señales moduladas para controlar la conmutación de seis conmutadores en un puente inversor de dos niveles . El método incluye convertir las seis señales moduladas en doce o más señales coordinadas en tiempo y controlar los doce o más conmutadores correspondientes del puente inversor de múltiples niveles al aplicar las señales de coordinadas en tiempo . Un segundo aspecto de la invención es un circuito adaptador que genera las doce o más señales coordinadas en tiempo necesarias para controlar un puente inversor de múltiples niveles en base a las seis señales moduladas que salen desde un controlador de motor de inducción de dos niveles. El circuito electrónico comprende: tres pares de entradas de señal modulada, en donde las seis señales moduladas del controlador de motor de inducción de dos - - niveles se encuentran dentro del circuito; tres conjuntos de salidas de señal de coordinadas en tiempo, cada conjunto de señales coordinadas en tiempo se sincroniza para controlar los conmutadores de una derivación del puente inversor de múltiples niveles; y la circuitería de sincronización que genera cada conjunto de señales de salida coordinadas en tiempo de un par respectivo de las señales de entrada moduladas, agregando al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado para cada señal de entrada modulada. Las señales coordinadas en tiempo se arreglan de manera que para cada conjunto de derivación, nunca se apague menos de la mitad de los conmutadores en el puente inversor de múltiples niveles . La circuitería de sincronización puede implementarse utilizando circuitos análogos, circuitos digitales, un Procesador de Señal Digital (DSP) o un microprocesador. Un tercer aspecto de la invención es un sistema para accionar un motor trifásico, comprendiendo el sistema: un controlador de motor de inducción de dos niveles, señales de salida para controlar un puente inversor de dos niveles; un puente inversor de múltiples niveles que tiene doce o más conmutadores divididos en tres derivaciones, proporcionando cada derivación una fase de una salida trifásica para accionar el motor trifásico; y un circuito electrónico, que genera doce o más señales coordinadas en tiempo a partir de - ¬ la salida de las señales mediante el modulador del controlador de motor de inducción de dos niveles. Las doce o más señales controlan los doce o más conmutadores del puente inversor de múltiples niveles. Un cuarto aspecto de la invención es un método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con señales de comando que salen de un controlador de motor de inducción de dos niveles. Las señales de comando se utilizan ordinariamente para regular un motor trifásico. En una modalidad de esta invención, pasan a través de un puerto en serie o en paralelo para separar un circuito que contiene al menos un modulador de multiniveles . Preferentemente, el controlador de motor utiliza el control de vector, se utilizan las señales de comando del vector para regular la velocidad y el torque del motor. Las señales de comando se transforman matemáticamente para adaptar el tipo de modulador utilizado. Pueden utilizarse otros tipos de control, tales como el control escalar. En cualquier caso, el método incluye generar doce o más señales coordinadas en tiempo en base a las señales de comando, al entrar en un modulador de multiniveles y de cualquier tipo y controlar un correspondiente de doce o más conmutadores del puente inversor de múltiples niveles. Aspectos, objetivos y ventajas adicionales se establecerán en la descripción detallada que sigue.

- - BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 ilustra un diagrama de circuito para un inversor convencional de dos niveles . La Figura 2 ilustra un diagrama de circuito para un inversor de tres niveles, como se utiliza convencionalmente y con respecto a la invención. Las Figuras 3A-3C ilustran respectivamente una sola derivación de los inversores de tres, cuatro y cinco niveles. Las Figuras 4A-4C ilustran respectivamente los estados de conmutación permitidos para los conmutadores de una derivación de los puentes de inversor de tres , cuatro y cinco niveles . La Figura 5 ilustra las etapas para implementar una primer variación de la invención, convirtiendo las salidas de las seis señales moduladas de un controlador de motor de inducción de dos niveles en doce o más señales y controlar doce o más conmutadores de un puente inversor de múltiples niveles con las doce o más señales . La Figura 6 ilustra además las etapas para implementar una primer variación de la invención, convirtiendo la salida de dos de las seis señales moduladas (un par) de un controlador de motor de inducción de dos niveles en las señales coordinadas en tiempo y controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de múltiples niveles con las señales de coordinadas en tiempo.

- - Las Figuras 7A-7D ilustran un primer procedimiento para convertir (i.e., etapa 600 de la Figura 6) un par de las señales moduladas que salen del controlador de motor de inducción de dos niveles en las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de múltiples niveles . Las Figuras 8A y 8B ilustran una implementación secuencial ej emplificativa del procedimiento de las Figuras 7A-7D. Las Figuras 9A y 9b ilustran otra implementación secuencial ej emplificativa del procedimiento de las Figuras 7A-7D. La Figura 10 ilustra un segundo procedimiento para convertir {i.e., etapa 600 de la Figura 6) un par de señales moduladas que salen del controlador de motor de inducción de dos niveles en las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de múltiples niveles . La Figura 11 es una implementación ejemplificativa del procedimiento de la Figura 10, convirtiendo un par de señales moduladas que salen de un controlador de motor de inducción de dos niveles en cuatro señales coordinadas en tiempo para controlar los cuatro conmutadores de una derivación de un puente inversor de tres niveles. La Figura 12 es una implementación ejemplificativa - - del procedimiento de la Figura 10, convirtiendo un par de señales moduladas que salen de un controlador de motor de inducción de dos niveles en seis señales coordinadas en tiempo para controlar seis conmutadores de una derivación de un puente inversor de cuatro niveles . La Figura 13 es una implementación ejemplificativa del procedimiento de la Figura 10, convirtiendo un par de señales moduladas que salen de un controlador de motor de inducción de dos niveles en ocho señales coordinadas en tiempo para controlar ocho conmutadores de una derivación de un puente inversor de cinco niveles . La Figura 14 es un diagrama de sincronización de generación de señal que ilustra los retardos de encendido y apagado agregados a un par de señales moduladas a fin de generar las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de tres niveles . La Figura 15 es un diagrama de sincronización de generación de señal que ilustra los retardos de encendido y apagado agregados a un par de señales moduladas a fin de generar las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de cuatro niveles. La Figura 16 es un diagrama de sincronización de generación de señal que ilustra los retardos de encendido y - - apagado agregados a un par de señales moduladas a fin de generar las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor de cinco niveles . Las Figuras 17A-17P son diagramas de circuito de un programa CPLD que realiza las funciones de sincronización como se ilustra en la Figura 14 e incluyen el control y falla de las funciones de coordinación. La Figura 18 ilustra un flujo de señal dentro de un sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción, implementando la primer variación de la invención. La Figura 19 es un diagrama de bloque de un sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción implementando la primer variación de la invención con un puente inversor de tres niveles . La Figura 20A ilustra las etapas del proceso para implementar una segunda variación de la invención utilizando el control del vector, convirtiendo los datos del control del vector de un controlador de motor de inducción de dos niveles en las doce o más señales necesarias para controlar los doce o más conmutadores del puente inversor de múltiples niveles . La Figura 20B ilustra las etapas del proceso para implementar una segunda variación de la invención utilizando el control escalar, convirtiendo los datos del control escalar de un controlador de motor de inducción de dos niveles en las doce o más señales necesarias para controlar los doce o más conmutadores del puente inversor de múltiples niveles . La Figura 21 ilustra un flujo de señal dentro de un sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción implementando la segunda variación de la invención. La Figura 22 es un diagrama de bloque de un sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción implementando la segunda variación de la invención con un puente inversor de tres niveles . Las Figuras 23A-23C demuestran una modulación de comparación sinusoide-triangular para un sistema de dos niveles . La Figura 24 ilustra un voltaje fase-a-fase de dos niveles (o linea-a-linea) para el esquema de modulación sinusoidal-triangular de las Figuras 23B y 23C, con un componente fundamental imaginario sobrepuesto. La Figura 25 es un análisis de espectro para el voltaje de salida fase-a-fase de dos niveles (o línea-a-línea) de la Figura 24. La Figura 26A ilustra un conjunto de modulación sinusoidal-triangular de cuatro niveles que lleva formas de onda y la onda sinusoide resultante de la modulación. La Figura 26B ilustra los estados de conmutación del voltaje de salida de fase del puente inversor de cuatro - 7 - niveles, para la onda sinusoide de la Figura 26?. La Figura 27-A ilustra la salida de voltaje de fase de un puente inversor de tres niveles cuando se implementa la segunda variación de la invención con un sistema de tres niveles . La Figura 27B ilustra el voltaje línea-a-linea que sale de un puente inversor de tres niveles cuando se implementa la segunda variación de la invención con un sistema de tres niveles. La Figura 27C ilustra la corriente de la linea que sale de un puente inversor de tres niveles cuando se implementa la segunda variación de la invención con un sistema de tres niveles . La Figura 28 ilustra el tiempo de retardo en base a análogo y la circuitería lógica de entrada. Las Figuras 29A y 29B ilustran los controladores convencionales en base al vector conectados a un inversor externo y motor CA, mostrando los aspectos de señalización interna de los controladores. Las Figuras 30A-30D ilustran las modalidades ej emplificativas del circuito adaptador modulador de la segunda variación de la invención, conectado a un controlador de motor convencional . DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Como se conoce en la técnica, los circuitos - - especializados llamados moduladores de duración de impulsos son parte de los controladores ordinarios del mecanismo impulsor del motor de inducción. En un sistema de mecanismo impulsor de bajo voltaje (i.e., 0-600V) , la salida de estos moduladores se utiliza para controlar directamente los seis conmutadores del puente inversor de dos niveles . Por ejemplo, refiriéndose a la Figura 1, la salida de los seis moduladores de duración de impulsos del controlador se aplicaría al puente inversor de dos niveles a través de las terminales 50-55. Estos moduladores derivan las señales moduladas de duración de impulso provenientes del voltaje (o corriente) y las señales de entrada de fase que provienen de los dispositivos de control de velocidad y torque del controlador motor. Los controladores ejemplificativos son controladores de campo orientado, control de vector o un solo voltaje de ciclo abierto. Ejemplos de los métodos de modulación comunes son los métodos de comparación sinusoidal-triangular, de vector de espacio y de inyección de tres armónicos . En esta invención, la secuencia y sincronización adecuadas de conmutación para un puente inversor de múltiples niveles se basa preferentemente en parte en ya sea las salidas de los seis moduladores de duración de impulso (primer variación) o las salidas de los dispositivos de control de velocidad y torque (segunda variación) . Se hace - - consideración a la posición y tiempos de retardo de cada conmutador del puente inversor de múltiples niveles . Durante toda esta descripción, las variables se utilizan para simplificar la explicación. La variable "N" se utiliza intercambiablemente como el número de conmutadores en el inversor de múltiples niveles y como el número de señales utilizadas para controlar el puente inversor de múltiples niveles. Típicamente, si un puente inversor de múltiples niveles tiene niveles nL" entonces M=6 (L-l) . Otra variable utilizada es ub" , la cual es siempre 1, 2 o 3 y se refiere a las derivaciones de un puente inversor o a un conjunto de señales intentadas para controlar una derivación de un puente inversor. Tanto el conmutador como la señal controlan el conmutador referido como intercambiablemente (i.e., Sn) . El valor de retardo es al menos ?¾ ya que un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de encendido más grande de los conmutadores N/3 en una derivación b del puente inversor de múltiples niveles. Los conmutadores inversores mostrados en las figuras cada uno comprende un transistor, pero pueden utilizarse los inversores teniendo cualquier tipo de conmutador que tenga un voltaje y caracterxsticas de conmutación apropiadas. Refiriéndose al puente inversor de tres niveles, de la Figura 2 como un ejemplo, sigue un resumen de los estados de los conmutadores de operación. Los conmutadores 130-133, los cuales forman una derivación del puente inversor de tres niveles, se referirán como Si-S4. Este arreglo también se ilustra en la Figura 3A. El esquema tratado para S1-S4 iguales se aplica hacia las otras derivaciones - siendo limitado el trato a una derivación para el propósito de brevedad . Los conmutadores son como sigue para asumir uno de los tres estados siguientes: 1) Si y S2 están apagados, S3 y S4 están encendidos; 2) S2 y S3 están encendidos, Sx y S están apagados; 3) Si y S2 están encendidos, S3 y S4 están apagados; Estos estados se reflejan en la Tabla proporcionada como la Figura 4?. Los estados del conmutador permitidos para una derivación de puentes inversores de cuatro y cinco niveles se proporcionan en las Figuras 4B y 4C respectivamente . Puede observarse que el voltaje de CD Vcd nuca se aplica a menos de la mitad de los conmutadores conectados en serie, lo cual permite que el voltaje sea tan alto como el doble de la clasificación del voltaje de cada conmutador individual. En otras palabras, para cada derivación b, nuca menos de N/6 del tiempo de las señales/conmutadores coordinados Slb hasta S(N/3)b tienen un estado de apagado lógico . El cómo se derivan la secuencia y sincronización - - adecuadas para conmutar el puente inversor de múltiples niveles depende de la variación particular de la invención implementada . La primer variación permite que cualquier controlador de motor de inducción de dos niveles accione un puente inversor de múltiples niveles de medio o alto voltaje al producir voltajes de salida de casi dos niveles de un puente inversor de tres niveles . Las seis señales moduladas generadas por un controlador de dos niveles se encuentran re-ordenadas en tiempo para producir las doce o más señales coordinadas en tiempo necesarias para controlar el puente inversor de múltiples niveles, tomando en cuenta la posición y tiempos de retardo de un conmutador en el puente inversor de múltiples niveles. Esta variación da como resultado que el puente inversor de múltiples niveles produzca una salida de voltaje de dos niveles y por lo tanto no tome ventaja de la distorsión de armónica inferior que es posible con un puente inversor de múltiples niveles. Esta variación es adecuada para muchas aplicaciones, en particular para motores hasta de 750HP. La segunda variación utiliza señales de comando comúnmente utilizadas dentro de un controlador de inducción ordinario. Preferentemente, el método de control es el control de vector, en cuyo caso solamente se utilizan los dispositivos de control de flujo y torque dentro del - - controlador del motor de inducción ordinario al transmitir sus señales de salida o una transformación matemática de su salida (a.k.a. datos de control de vector) hacia un circuito de control externo que tiene un modulador de múltiples niveles (i.e.,el controlador de motor de inducción ordinario envía su más adecuado conjunto de señales para el modulador de multiniveles externo a través de un puerto de interfaz hacia un circuito externo que contiene también un puerto de interfaz y un modulador de tres o más niveles (de multinivel) ) . El modulador de multinivel de los circuitos de control externos acciona los conmutadores de energía de un puente inversor de voltaje medio o alto. Esta variación permite la existencia de los controladores de motor de inducción de bajo voltaje y de dos niveles para accionar un puente inversor de multinivel de voltaje medio o alto. La ventaja de esta variación es que se produce una forma de onda de voltaje de salida de tres niveles con el contenido de armónicos de voltaje inferior. Este procedimiento también desacopla la frecuencia de conmutación del controlador existente, de manera que puede optimizarse una frecuencia de conmutación objetiva para los conmutadores semiconductores de alto voltaje en el puente inversor de múltiples niveles. Entre más alto sea el voltaje clasificado para un conmutador, más baja será la frecuencia de conmutación necesaria para alcanzar la energía de salida clasificada del conmutador.

- - En ambas variaciones, los doce o más conmutadores de energía del inversor se activan y desactivan con la variación de los ciclos de trabajo a fin de producir las formas de onda de corriente sinusoidal trifásica balanceada, cuando se aplica la salida de los conmutadores hacia una carga inductiva trifásica, tal como un motor de inducción.

PRIMER VARIACIÓN Las modalidades dirigidas con la primer variación de la invención utiliza las seis señales del mecanismo impulsor de duración de impulso moduladas de un modulador de dos niveles del controlador ordinario para controlar un puente inversor de múltiples niveles . Esto se lleva a cabo al separar las seis señales del modulador de dos niveles en las múltiples señales coordinadas en tiempo requeridas por el puente inversor de tres o más niveles, tomado en consideración la posición del conmutador respectivo dentro del puente inversor de múltiples niveles y un tiempo de retardo de encendido y/o de apagado del conmutador. La posición del conmutador dentro del puente inversor de múltiples niveles determina el tiempo total de la señal aplicada al conmutador. La primer modalidad es un método para implementar esta primer variación de la invención. Como se ilustra en la Figura 5, las seis señales moduladas se convierten en señales - - coordinadas en tiempo N (etapa 500) . Como se ilustra, existe una salida trifásica de duración de impulso modulada. Como se explica arriba, esto se requiere cuando las seis señales moduladas se convierten en señales coordinadas en tiempo N, para cada derivación b, nunca tener un estado de apagado lógico menos de N/6 de las señales coordinadas en tiempo. Ya que las seis señales moduladas se intentaron originalmente para controlar tres derivaciones de cada uno de los dos conmutadores (Figura 1) , las seis señales moduladas pueden caracterizarse además como ser de tres pares de señales moduladas Alb y A2b- Si se utilizan estas señales moduladas para controlar un puente inversor de dos niveles, cada par puede controlar una de las tres derivaciones del puente de dos niveles. Es decir, cada par puede controlar una fase de una salida trifásica. Preferentemente, como se ilustra en la Figura 6, cada par de señales moduladas ?¾ y A2t, se convierten en señales Slb hasta S(N 3)b coordinadas en tiempo N/3 (etapa 600) . La sincronización de cada señal Sab hasta S(N/3)b coordinadas en tiempo varia en base de al menos un tiempo de retardo de los conmutadores del puente inversor de múltiples niveles. Las señales coordinadas en tiempo N/3 se utilizan para controlar los conmutadores de una de las tres derivaciones del puente inversor de múltiples niveles (etapa 610) . La conversión de las señales moduladas dentro de - - las señales coordinadas en tiempo se define además al aplicar un procedimiento en base a reglas . Un primer procedimiento se ilustra en las Figuras 7A-7D. Para las señales Sib hasta S(N/3)b coordinadas en tiempo, cada Syfa tiene después un estado de encendido lógico y antes un estado S(y+i)b y para las señales coordinadas en tiempo S(N 3)b hasta S(N/e+i) tienen después un estado de encendido lógico y antes un estado de apagado lógico S(z-i)b.

El valor y es una serie de enteros desde 1 hasta (N/6-1) y z es una serie de enteros desde (N/6+2) hasta (N/3) . Para entender mejor este procedimiento, se considera como ejemplo un sistema inversor de cinco niveles.

Una derivación de tal sistema, como se ilustra en la Figura 3C, tiene ocho conmutadores (Si-S8) . Esto da como resultado un total de 24 conmutadores (N=24) . Por lo tanto se define, y=l hasta 3. La porción del procedimiento es responsable para cambiar las señales coordinadas en tiempo de Sib a S(N/S)b (i.e.; los conmutadores Si a S de la derivación en la Figura 3C) de apagado a encendido se encuentra en la Figura 7A. Cuando S4 cambia de apagado lógico a encendido lógico, la etapa 703 se vuelve verdadera. Después de un retardo (704) , S3 se establece de un estado de apagado lógico a un estado de encendido lógico (705) . Ahora por supuesto, S3 ha cambiado de apagado a encendido, de tal manera que la etapa 703 es de - - nuevo verdadera, pero ahora debido a S3. Por lo que después de un retardo (704) S2 se establece de un estado de apagado lógico a un estado de encendido lógico. Esta secuencia contiene hasta finalmente Sa que se establece de un estado de apagado lógico a un estado de encendido lógico, en cuyo punto ya no existen cambios de señales adicionales para provocar la etapa 703. Como se ilustra, el evento provocado inicial es el cambio de la señal Ax modulada de un apagado lógico a un encendido lógico (701), provocando S(N 6) para cambiar de apagado a encendido (702) . Las porciones del procedimiento ilustradas en las Figuras 7B-7D operan en una forma similar. La Figura 7B (711-715) es la porción del procedimiento responsable para cambiar de Si a S(N/6)b de un apagado lógico a un encendido lógico; la Figura 7C (721-725) maneja el cambio de S(N/6+i)b hasta S(H/3) de apagado a encendido; y la Figura 7D (731-735) maneja el cambio de S(N/e+1)b a S(N/3) de encendido a apagado. Nótese que en las Figuras 7A-7D, las etapas 701, 703, 711, 713, 721, 723, 731 y 733 no se limitan a etapas ordenadas en una secuencia, pero de preferencia, son eventos independientes provocados . De acuerdo con lo anterior, el procedimiento se implementa fácilmente de forma secuencial en las etapas o en una forma de evento de mecanismo impulsor totalmente (e.g., como en un dispositivo "en onda").

- - Un ejemplo de una implementación secuencial del procedimiento de las Figuras 7a-7D se ilustra en las Figuras 8A-8b. La Figura 8A (800, 810-825) convierte las señales Alb moduladas a las señales coordinadas en tiempo Sx hasta S(N/6). La Figura 8B (01, 830-845) convierte las señales A2b moduladas a las señales coordinadas en tiempo S(N/S+D hasta S(N/3). En este ejemplo, el procedimiento comienza al iniciar todas las señales coordinadas en tiempo en base a i y A2 (800, 801) . Es entonces un ciclo entero, esperando para ?? para cambiar (810 y 820) y A2 para cambiar (830, 840)". Cuando ocurre el cambio, se inicializa un valor indicador (811, 821, 831, 841) y después un retardo (812, 822, 832, 842) , se conmuta una primer señal coordinadas en tiempo de encendido a apagado (823, 843) o de apagado a encendido (813, 833) . Para la primera pasa a través de las etapas 812, 822, 832 y 842, el retardo es preferentemente cero. El valor indicador aumenta o disminuye entonces (814, 824, 834, 844) y se hace una verificación para ver ya sea que se han transmitido todas las señales coordinadas en tiempo (815, 825, 835, 845) . Si las señales permanecen para transmitirse los ciclos de secuencia regresan a la etapa de retardo (812, 822, 832, 842) . En este segundo y en cualquier paso subsecuente, el retardo se basa de al menos un tiempo de retardo de apagado Atb de los conmutadores . Cuando todas las señales se han cambiado, la secuencia regresa al ciclo esperando por ?? para el cambio (810 y 820) o A2 para el cambio (830, 840) . La impletnentación secuencial ej emplificativa en las Figuras 8A y 8B puede modificarse en diversas maneras, siempre que se genere la secuencia apropiada de las señales coordinadas en tiempo de acuerdo con los requerimientos comprendidos en las Figuras 7A-7D. Por ejemplo, en donde se coloca el retardo en la secuencia puede cambiarse, como se muestra en las Figuras 9A y 9B. En este ejemplo, el retardo (916, 926, 936, 946) se basa preferentemente de al menos un tiempo de retardo de apagado Atb de los conmutadores. Como se explica arriba, a fin de evitar sobrecargar los conmutadores, es importante que para cada derivación b, nunca tener un estado de apagado lógico menos de N/6 de la coordinación de tiempo de las señales/conmutadores de Slt> a S(N/3)b- Por esta razón, el tiempo de retardo Ath se establece hasta ya que un tiempo de retardo de apagado con un tiempo de retardo de apagado mayor de N/3 conmute en una derivación b del puente inversor de múltiples niveles . Este retardo mínimo asegura que un retardo de conmutación no provocará que más de la mitad de los conmutadores se activen, provocando por lo tanto una sobrecarga. Sin embargo, este valor para Ab proporciona un umbral y en la práctica puede ser deseable utilizar un valor de umbral mayor. Por ejemplo, puede ser conveniente - - establecer ?¾> hasta al menos el retardo de apagado más grande de todos los conmutadores de todas las derivaciones de un inversor, como tal información puede ser toda la que se conoce acerca del inversor sin la prueba. Como otro ejemplo, puede ser deseable establecer un umbral mayor en anticipación de los cambios en la realización a través del tiempo. Además, ?¾ "basada en" debe entenderse a que significa que el retardo actual no es menos que Atb- El retardo actual utilizado considera de hecho que los conmutadores Sib hasta S;N/3)b forman una fase de una salida trifásica. Por ejemplo, refiriéndose de nuevo a la Figura 2, S1-S4 crean la señal en el punto medio 171, al cual es una fase de la señal del mecanismo impulsor hacia el motor. Los retardos actuales utilizados dependen de una variedad de factores, tal como el tipo de conmutador semiconductor de energía utilizado, su método de accionamiento y sus limites de condición de operación. Preferentemente, la secuencia de retardo de las señales coordinadas en tiempo se optimiza para alcanzar las características de salida deseadas en la salida de las señales trifásicas hacia el motor. En algunos casos, esto se referirá a que se minimizan los armónicos en las señales de salida. Sin embargo, en algunas aplicaciones esto puede ser deseable para sacrificar los armónicos incrementados para la energía de salida mayor. De acuerdo con lo anterior, lo que - - se define como "óptimo" es específico de la aplicación. Un segundo procedimiento en base a la regla para la conversión de las seis señales moduladas en la coordinación de tiempo se ilustra en la Figura 10. Las señales coordinadas en tiempo Sab y S(Ns)b se forman al agregar un retardo de encendido dix.Atb Y un retardo de apagado d2x.Atb para la señal modulada Axb (etapa 1001) y las señales coordinadas en tiempo S(N/3)b hasta S^/s+i)b se forman al agregar un retardo de apagado dlx.Atb y un retardo de encendido d2x.Atb para la señal modulada A2b (etapa 1002) . En este caso, dix > 0, d2x > 0 y x es una serie de enteros desde 1 hasta N/6. También cada dXx tiene un valor diferente y cada d2x tiene un valor diferente . Mientras que el primer procedimiento en base a la regla comprendido en las Figuras 7A-7D yace de la interrelación de la coordinación de tiempo para crear la secuencia de sincronización, el procedimiento de la Figura 10 utiliza retardos pre-establecidos para generar las señales coordinadas en tiempo. Idealmente, una vez optimizada la salida de las señales coordinadas en tiempo de estos dos procedimientos será la misma para cualquier implementación dada . Como una demostración, los ejemplos que implementan el segundo procedimiento en base a la regla para los sistemas de tres, cuatro y cinco niveles se proporcionan en las - - Figuras 11-13. Como una demostración adicional, se proporcionan los diagramas de sincronización ej emplificativos para los sistemas de tres, cuatro y cinco niveles en las Figuras 14-16. En cada una de las Figuras 11-16 se agregan los retardos de encendido y apagado para las señales de entrada a fin de generar las señales coordinadas en tiempo para controlar los conmutadores de una derivación de un puente inversor. Los retardos agregados para formar Si hasta S(N3) con relación a Ax y A2 en las Figuras 11-13 corresponden respectivamente a Si hasta S(N3) en los diagramas de sincronización de las Figuras 14-16. Refiriéndose al segundo procedimiento de la regla de la Figura 10, el multiplicador de retardo dix y d2x en las Figuras 11 y 14 son du = 3 , d12 = 1, d2i = 0 y d22 = 2; en las Figuras 12 y 15 son dlx = 5, d12 = 3, di3 = 1, d2i = 0, d22 = 2 y d23 = 4; y en las Figuras 13 y 16 son dxl = 7, d12 = 5, dis = 3, d14 = 1, d2i = 0, d22 = 2 , d23 = 4 y d2 = 6. Nótese que estas secuencias de sincronización también cumplen con los requerimientos del primer procedimiento en base a la regla (Figuras 7A-7D) . Para los sistemas que tienen aún niveles mayores, este patrón para generar los multiplicadores dix y d2x puede generalizarse como sigue: dax es una secuencia descendente de los enteros impares desde (N/3-1) hasta 1; y - - <¾? es una secuencia ascendente de aún los enteros a partir de cero hasta (N/3-2) . Además para ilustrar la sincronización de las señales coordinadas en tiempo Si-S(N/3) con relación a las señales moduladas Ai y A2, las Figuras 14-16 también ilustran las señales intermedias que pueden utilizarse a fin de construir los retardos requeridos en las Figuras 11-13. Las señales intermedias en las Figuras 14-16 permiten la sincronización simple y la circuitería lógica a utilizarse para construir las señales coordinadas en tiempo Si-S(n/3) de i y A2. Refiriéndose a la Figura 14, se agrega un tiempo de retardo de encendido At a la señal ?? para formar la señal C. La señal D es simplemente la señal C avanzada por 2At. Se agrega un tiempo de retardo de encendido a la señal A2 para formar la señal E. La señal F se forma al avanzar la señal E por 2Át . A partir de estas señales, se derivan las señales coordinadas en tiempo Sx-S . La señal coordinada en tiempo Si es igual a C x D (i.e., C Y D) ; S2 es igual a C + D (i.e., C O D) ; S3 es E + F; y S4 es E x F. Utilizando este esquema de sincronización, el par de las señales moduladas Ai y A2 proporciona la base parea controlar los cuatro conmutadores S1-S4 de una derivación del puente inversor de tres niveles. La Figura 15 y 16 muestra esquemas similares para los sistemas de cuatro y cinco nivele y el método es - - escalable para cualquier número de niveles . Nótese que el patrón para generar las señales intermedias mostradas en la Figura 14 también se ajustan para las Figuras 15 y 16. Por ejemplo, en la Figura 16 un tiempo de retardo de encendido de ? se agrega a la señal Ai para formar la señal C. La señal D es la señal C avanzada por 2At . La señal E es la señal D avanzada por 2At . La señal F es la señal E avanzada por 2Át . La señal G es A2 con un retardo de encendido de A . La señal H es la señal G avanzada por 2At . La señal I es la señal H avanzada por 2Át. La señal J es la señal I avanzada por 2A . Como se muestra, Si-Sg coordinadas en tiempo se forman a partir de las señales intermedias C-J utilizando las funciones de lógica básicas . El retardo y los requerimientos lógicos ilustrados en las Figuras 14-16 son simples, de tal manera que este procedimiento puede implementarse con elementos de lógica rudimentarios tales como las compuertas AND y las compuertas OR para las funciones lógicas y los circuitos basculantes como elementos de retardo. La segunda modalidad de la invención es un circuito adaptador de acuerdo con la primer variación de la invención, convirtiendo las señales ?^ Y 2b en señales coordinadas en tiempo Su, hasta S(N 3)b- El circuito adaptador se construye de los circuitos análogo y/o digital y/o programado en un dispositivo lógico programable tal como un Procesador de Señal Digital (DSP) , un microcontrolador, un microprocesador - - o un Dispositivo Lógico Programable Complejo (CPLD) de acuerdo con los procedimientos ilustrados en las Figuras 5 hasta 16 y como se trató anteriormente. Para una implementación análoga, puede utilizarse cualquier tipo de elemento de retardo, tal como los circuitos que son numerosos y bien conocidos en la técnica. Un ejemplo es un circuito de sincronización adaptado para crear un retardo. Otro ejemplo es un resistor y capacitor en serie conectados a un amplificador comparador de voltaje, como se ilustra en la Figura 28. La cantidad del retardo de tiempo se define por los valores del receptor y el capacitor. El amplificador comparador de voltaje compara un umbral de voltaje análogo para cambiar el voltaje del capacitor creando el tiempo de retardo entre la señal de entrada la cual se inyecta en el resistor y la señal de salida del comparador de voltaj e . Una vez que se genera un tiempo de retardo, la combinación entre la señal de retardo y la señal sin retardo u otra señal puede hacerse a través de y una compuerta lógica. En la Figura 28, una compuerta lógica "AND" elaborada de los diodos se ilustra combinando una "Señal 1" retardada y una "Señal 2" independientemente retardada. Esto ejemplifica que dos compuertas AND de entrada se forman al conectar los ánodos de dos diodos a un resistor conectado con el positivo del suministro de energía. La entradas de la - - compuerta son los cátodos de los dos diodos. Cuando cualquiera de las dos señales de entrada son cero voltios o de "cero lógico" , los conductos del diodo respectivo y por lo tanto la salida (la cual es el ánodo de los dos diodos) van hacia el cero lógico. Cuando ambas señales son de "una lógica" o el nivel de suministro de energía, entonces ambos diodos se bloquean y la salida también se encuentra en el nivel de suministro de energía, gracias al resistor y por lo tanto al uno lógico. Para una implementación digital, preferentemente se utiliza una combinación de los circuitos combinatorial (compuertas lógicas) y secuencial (circuitos basculantes) . Por supuesto, si se desea para la implementación particular, pueden mezclarse intercambiablemente los circuitos análogos. Por ejemplo, pueden utilizarse los elementos de retardo análogos con las compuertas lógicas digitales (i.e, circuitos combinatoriales) o pueden utilizarse los circuitos secuenciales con las compuertas lógicas análogas . De igual modo, pueden utilizarse los circuitos de alambrado duro en combinación con los circuitos programables. Como un ejemplo de una implementación digital, las Figuras 17A-17P ilustran una modalidad preferida del procesamiento de señal descrito en la Figura 14 a través de un circuito digital combinacional/secuencial el cual se fija entonces en un Dispositivo Lógico Programable Complejo - - (CPLD) . En realidad el proceso puede implementarse con los circuitos análogo o digital o con un Procesador de Señal Digital (DSP) o un microprocesador. Adicionalmente, el circuito digital com inacional/secuencial incluye las funciones de control y de coordinación de error. La tercer modalidad es un sistema de mecanismo impulsor del motor de inducción que implementa la primer variación de la invención. El mecanismo impulsor del motor de inducción incluye al menos señales de salida del controlador del motor de dos niveles para controlar un puente inversor de dos niveles, un puente de múltiples niveles que tiene N>12 conmutadores arreglados para formar 3 derivaciones y un circuito adaptador que genera las señales coordinadas en tiempo N para controlar los conmutadores n del puente inversor de múltiples niveles de las señales de salida mediante el controlador de motor de inducción de dos niveles. La Figura 18 ilustra el flujo de señal dentro del sistema de mecanismo impulsor. El controlador de motor de inducción de dos niveles 1800 produce seis señales moduladas (Aib, A2b) , las cuales convierte el circuito adaptador 1801 en señales coordinadas en tiempo N. Las señales coordinadas en tiempo N controlan los conmutadores en los conmutadores N en el inversor de múltiples niveles 1820, el cual proporciona la salida trifásica hacia un motor CA 1890. Para ejemplos de configuraciones comunes de los conmutadores N del puente - - inversor de múltiples niveles, ver las Figuras 2 y 3A-3C. El circuito de control 1800 "estándar" requiere ciertas piezas de información de las secciones de energía del convertidor e inversor a partir de un mecanismo impulsor CA dado. El convertidor es la porción del mecanismo impulsor el cual proporciona los niveles de voltaje múltiples para el inversor. Por ejemplo, la sección en la Figura 1 proporciona el bus positivo y el bus negativo y la sección en la Figura 2 proporciona el bus positivo, el bus neutral y el bus negativo. El controlador 1800 utiliza tres señales a fin de accionar los datos del motor tal como una posición del rotor y una velocidad angular, así como la posición de flujo y la velocidad angular. Como se ilustra en la Figura 18, existen señales generadas por el bloque del circuito adaptador 1810 que pasan hacia el circuito de control de dos niveles "estándar" . El circuito adaptador sintetiza las señales que el circuito de control "estándar" necesita para controlar la velocidad del motor de inducción y el torque. En el caso del control del vector, el torque se regula de tal forma que el motor responderá a variaciones o cargas rápidas puesto que con el control escalar no lo es pero es un producto secundario de la frecuencia y salida de voltaje del controlador y solamente es adecuado para las condiciones de estado seguras sin los transitorios cargados. Las señales - - sintetizadas del circuito adaptador generalmente son: "retroalimentación de corriente" , "retroalimentación de voltaj e" , "error" y "control de coordinación y sincronización" . El circuito adaptador ilustrado en la Figura 17A-P incluye esta funcionalidad. El controlador del motor 1800 "estándar" necesita recibir algunas señales de retroalimentación de corriente (IFBK) y de voltaje (VFBK) , las cuales se utilizan para la regulación de velocidad, flujo y torque . También se necesita la información de error del circuito inversor 1820 a fin de coordinar la secuencia de suspensión apropiada y dar la retroalimentación apropiada para el operador o computadora huésped. Además de dar el circuito de control "estándar" , la retroalimentación requerida y las señales de control, el circuito adaptador 1810 también utiliza estas señales internamente a fin de tener redundante y en algunos casos como instantáneo la detección de error. Esto permite que el adaptador reaccione sin tener que esperar al circuito de control "estándar" . Las señales del controlador del motor 1800 de bajo voltaje "estándar" que se utilizan por el circuito adaptador 1810, son las señales del modulador de dos niveles Alb y A2b y las señales de error y control para comandar cuando el mecanismo impulsor CA corre o se detiene.

- - Un ejemplo de esta modalidad se ilustra para un puente inversor de tres niveles en la Figura 19. El circuito adaptador 1910 recibe tres pares de entradas de señal modulada AXb y A2b del controlador de dos niveles 1900 y las señales de salida de Sib a S(N/3)b para múltiples niveles en el inversor 1920. La salida de los "niveles" de voltaje mediante el convertidos se detectan por el circuito adaptador (a través de las líneas 1911) , como son los niveles de corriente de las señales del mecanismo impulsor hacia el motor 1900 (a través de las líneas de los detectores 1912) . El circuito adaptador proporciona el voltaje y la retroalimentación de corriente hacia el controlador del motor de inducción de dos niveles 1900 en base al la retroalimentación de voltaje (1911) y la corriente (1912) recibida a partir del convertidor 1930 y el inversor 1920. Nótese que los voltajes de retroalimentación 1911 pueden medirse en ya sea el convertidor 1930 o el inversor 1920. A partir de estas señales de retroalimentación (1911, 1912) , se lleva a cabo la detección de error dentro del circuito adaptador 1910. Si el controlador de dos niveles 1900 detecta el primer error, señala al circuito adaptador 1910 que ha ocurrido un error. Sin embargo, si el circuito adaptador 1910 detecta el primer error, el circuito adaptador señala un error hacia el controlador de dos niveles 1900. De acuerdo con lo anterior, la señalización de error y - - control se ilustra en las Figuras 18 y 19 como bidireccional . Las señales Sib y S(N/3)b se derivan de Aib y A2b de acuerdo con los procedimientos y circuitos ilustrados de acuerdo con los procedimientos en las Figuras 5 hasta 17. De acuerdo con lo anterior, el sistema de mecanismo impulsor ilustrado en la Figura 19 para que la escala del sistema de tres niveles se adapte a los sistemas de cuatro y más niveles.

SEGUNDA VARIACIÓN La segunda variación de esta invención utiliza solo las señales de control [a.k.a., señales de comando) que alimentan al modulador de dos niveles dentro de un controlador del motor de inducción ordinario al transmitir estas señales hacia un circuito de control adaptador separado. Generalmente estos controladores de motor de inducción utilizan ya sea técnicas de control escalar y/o de control . El control escalar es el más antiguo y simplemente es la forma de control para generar las señales de voltaje de frecuencia y salida en una configuración de ciclo abierto con la respuesta de torque limitada. Por otro lado, el control de vector, controla los componentes de velocidad, flujo y torque del motor de inducción en una configuración de ciclo cerrado y por lo tanto proporciona alta realización del motor para los transitorios de torque cargados. El circuito - - adaptador separado incluye un modulador de múltiples niveles el cual acciona los conmutadores de energía de un puente inversor de voltaje medio o alto. El método para transmitir los datos de control del motor es a través de un puerto de interfaz en serie o en paralelo, sobre cualquier medio, tal como un alambre, fibra o inalámbrico. Esto permite que existan los controladores del motor de inducción de bajo voltaje y de dos niveles para accionar un puente inversor de múltiples niveles de voltaje medio o alto. En una modalidad preferida, el control de vector se utiliza con los dispositivos de control de flujo y torque {e.g., un controlador de vector en base al microprocesador con ciclos PID que regulan tanto el torque como el flujo magnético) calculando continuamente la velocidad angular y la posición del eje motor y se controla el flujo de rotación del motor de inducción. Al comparar estos valores calculados para los valores deseados para el motor, los mismos dispositivos de control de velocidad y torque son capaces de generar las señales de control de comando de torque y flujo. En un controlador convencional, esta comparación ocurre típicamente una de las cuatro veces por milisegundo. Estas señales que resultan de estas comparaciones se transforman en señales de comando de voltaje (o corriente) y fase mediante un método de control de vector convencional . En esta modalidad preferida de la segunda variación - - de esta invención, las salidas del controlador de motor de inducción existentes de las señales de comando de control de vector a través de un puerto de interfaz hacia un circuito externo. El circuito externo comprende un puerto de interfaz y un modulador de múltiples niveles. Similarmente, en lugar de utilizar el control escalar, el controlador actualiza y saca las señales de comando de voltaje y frecuencia a través del puerto de interfaz hacia el circuito adaptador externo. Se toma el controlador de motor de inducción estándar (i.e., las señales de flujo y torgue o voltaje y frecuencia o sus componentes matemáticamente transformados, que producen las señales de comando de voltaje sinusoidal (o corriente) y de fase) las señales de salida a través de un puerto en serie o en paralelo e inyectarlas entonces en un circuito modulador de múltiples niveles especializado que genera las señales para accionar los conmutadores en un puente inversor de multinivel. La innovación de la invención es que se toman las señales de comando de voltaje bajo de dos niveles estándar a través de un puerto en serie o en paralelo en un circuito separado el cual tiene un modulador para el inversor de múltiples niveles. La invención, se encuentra dentro de la idea del enlace (pasando las señales de comando hacia otro circuito a través del puerto en serie o en paralelo) entre el circuito de control de voltaje bajo de dos niveles estándar y el nuevo circuito con un modulador de - - multinivel. El modulador de multinivel puede utilizar cualquier método de modulación y ser de cualquier tipo ya sea ahora conocido o que se desarrolle en el futuro. Los métodos de modulación existentes bien conocidos incluyen el vector de espacio, histéresis, patrón de impulso, comparación sinusoidal triangular y la inyección de tres armónicos. Refiriéndose a la Figura 20A, utilizando el control de vector, el procedimiento comprende extraer las señales de comando de control de vector desde un controlador de motor de inducción de dos niveles a través de un puerto de interfaz (etapa 2001) , transmitiendo las señales de comando de control de vector del puerto de interfaz del controlador (etapa 2002) e introducir las señales de comando en un modulador externo (etapa 2003) , generando doce o más señales coordinadas en tiempo en el modulador externo (etapa 2004) y controlar los conmutadores de un puente inversor de múltiples niveles con las señales coordinadas en tiempo (etapa 2005) . Refiriéndose a la Figura 20B, utilizando el control escalar, el procedimiento comprende extraer las señales de comando de voltaje de frecuencia y de salida de un controlador de motor de inducción de dos niveles a través de un puerto de interfaz (etapa 2011) , transmitiendo las señales de comando de voltaje y de frecuencia del puerto de interfaz del controlador (etapa 2012) e introducir las señales de comando en un modulador externo (etapa 2013) , generando doce - - o más señales coordinadas en tiempo en el modulador externo (etapa 2014) y controlando los conmutadores de un puente inversor de múltiples niveles con las señales coordinadas en tiempo (etapa 2015) . En una implementación preferida, la interfaz en serie de la Red Aérea Controladora (CAN) del controlador existente se utiliza para enviar ya sea las señales de comando de vector o escalar del regulador del control hacia el circuito externo, que también tiene un puerto CAN. Las señales de comando se modulan entonces a través de un modulador de vector de espacio de múltiples niveles o se transforman en tres ondas sinusoidales las cuales se comparan entonces con los múltiples niveles de las señales portadoras triangulares para generar señales moduladas de duración de impulso de multinivel, para accionar los conmutadores en un puente inversor de múltiples niveles . El flujo de señal dentro del sistema se ilustra en la Figura 21. El controlador de motor de inducción de dos niveles estándar 2100 saca las señales de comando de vector y/o escalar, las cuales convierte el circuito adaptador/ modulador 2110 en las señales coordinadas en tiempo N. Las señales coordinadas en tiempo N controlan los conmutadores en los conmutadores N en el inversor de múltiples niveles 1820, el cual proporciona una salida trifásica hacia un motor AC 1890.

- - Además de la circuiterla del modulador y la interfaz, el adaptador/modulador (2110) preferentemente también proporciona las capacidades de la señal de error y control, como se trató en la primer variación de la invención. Existen represiones de tiempo para atender cuando se controla un motor de inducción en el sentido de que puede tomar mucho para la que información pase hacia el modulador de multinivel, para que no provoque que el sistema de control pierda el control del motor. Por lo tanto los puertos de interfaz necesitan ser lo suficientemente rápidos . Preferentemente, las señales de comando de vector o escalar extraídas del controlador de dos niveles deben estar a mínimo un milisegundo cada actualización.

Teoría del Control de Vector y Escalar Los motores de inducción no son sistemas lineales en donde el torque que generan no sigue directamente la magnitud de la corriente de estator. Esto es debido a que la corriente de estator se forma mediante dos componentes de vector ortogonales : el vector de generación de fluj o el cual se encuentra a 90 grados fuera de la fase en relación con el voltaje del estator; y el vector que genera el torque el cual se encuentra en la fase con el voltaje de estator aplicado. Hasta la llegada de los microprocesadores rápidos, la forma - - de controlar el torque en un mecanismo impulsor de CA se conservó solamente la clasificación de Volts por la constante de Hertz (V/Hz) en una forma de ciclo abierto (i.e., control escalar) . Este modo de control escalar se utiliza aún ampliamente por aquellos tipos de carga que no requieren control ajustado de velocidad y torque, tal como ventiladores. También es adecuado para aplicaciones en donde un mecanismo impulsor de CA se conecta a varios motores de inducción CA en paralelo. La respuesta dinámica de los controles V/Hz se limita por la frecuencia que escapa del motor la cual varía por cientos de RPM. Para la regulación del torque y velocidad más apretada, se utiliza el campo de los métodos de orientación o de control de vector. Básicamente, el control de vector, separa el vector de flujo y el vector de torque en la información de la corriente del motor. Esto se da matemáticamente en un proceso llamado Transformaciones Clarke y Park. Las transformaciones Clarke reducen las señales de corriente trifásica balanceada ia, ib e ic, cambiando la fase por 120 grados entre si, en dos señales: ia, ?ß. Las señales ?a, ?ß son señales sinusoidales cambiadas de fase por 90 grados las cuales representan los tres vectores de fase en un plano ortogonal . A fin de separar los componentes de torque y flujo - - de la corriente de motor, las señales ice, ?ß sufren una transformación Park la cual genera las señales id (la corriente de flujo) e iq (la corriente de torque) . Una vez que se separan los vectores de flujo y torque, pueden utilizarse como señales de retroaliment ción en dos distintos ciclos PID, utilizados para regular el flujo y el torque respectivamente. Las salidas de los ciclos PID son los comandos de voltaje para la regulación del torque, Vg y flujo Vd. Necesitan transformarse en los componentes alfa y beta en una estructura de referencia estacionaria ortogonal, con una transformación Park inversa, la cual genera las señales Va, ?ß las cuales son dos señales sinusoidales cambiadas de fase por 90 grados. Va, ?ß son suficientes para controlar un vector de espacio tipo modulador, en vista de que el modulador sinusoidal triangular Va y ?ß tenga que transformarse en tres ondas sinusoidales separadas Va, Vb y Ve el cambio de fase por 120 grados a través de una transformación Clarke inversa. Estas ondas sinusoidales pueden utilizarse en un modulador sinusoidal triangular para generar las señales de conmutación para los conmutadores del inversor. La Figura 29A ilustra un controlador en base al vector convencional conectado a un inversor externo y un motor CA. El controlador incluye un modulador de vector de espacio de 2 niveles. Con la modulación del vector de - - espacio, las señales de comando del vector proporcionadas para el modulador interno son ce y ß. En comparación, la Figura 29B ilustra otro controlador en base al vector convencional, pero incluye un modulador sinusoidal triangular. Con la modulación sinusoidal triangular, Va, Vb y Ve se utilizan como las señales de comando. Como se muestra en estas figuras, se utiliza un valor T en las transformaciones Park. El valor T es la información del ángulo de fase del vector de flujo, la cual es ya sea medida o calculada. En la modalidad preferida ilustrada en la Figura 22 de la segunda variación de esta invención, ya sea las señales de comando del vector (i.e., flujo (Vd) y torque (Vq) o las transformaciones matemáticas (Va y ?ß o Va, Vb y Ve) ) o las señales de comando escalar (i.e., voltaje y frecuencia o sus transformaciones matemáticas (Va y ?ß o Va, Vb y Ve) ) se transfieren a un segundo circuito (2210) externo a partir del controlador estándar (2200) a través de un puerto de interfaz en serie o paralelo. Aunque estas señales de comando se identifican como voltajes, debe entenderse que las corrientes pueden utilizarse de igual modo a través de toda esta variación de la invención y en donde se identifican las corrientes, pueden utilizarse los voltajes. El segundo circuito (2210) incluye un modulador para el cual se proporcionan las señales de comando. Un modulador de vector de espacio requiere las señales de comando a y ß y por lo tanto requiere una Transformación Park inversa. Un modulador sinusoidal triangular requerirá las señales de comando a, b y c y por lo tanto requiere una Transformación Clarke inversa dando las señales a y ß. Un modulador de histéresis típicamente requiere a, b y e. Un modulador de patrón de impulso puede utilizar ya sea y ß o a, b y c. Por ejemplo, si el modulador es un Modulador de Multinivel de Vector de Espacio, entonces si las señales de comando transferidas son Va y ?ß, las señales de comando pueden tomarse directamente en el modulador sin transformar, como se ilustra en la Figura 30A. Si el modulador es un modulador sinusoidal triangular de multinivel, entonces si las señales de comando transferidas son va, Vb y Ve, las señales de comando pueden tomarse de nuevo directamente en el modulador sin transformar, como se ilustra en la Figura 30B. Por otro lado, con un modulador sinusoidal triangular de multinivel, si las señales de comando transferidas son Va y ?ß se lleva a cabo la Transformación Clarke inversa para obtener Va, Vb y Ve para alimentar al modulador. Similarmente, con cualquiera de estos moduladores, si las señales de comando transferidas son Vd y Vq, entonces las transformaciones matemáticas apropiadas se dan dependiendo del tipo de modulador de multinivel utilizado, tal como se - - ilustra en las Figuras 30C y 30D. Las señales de comando a transformarse se seleccionan preferentemente de acuerdo con su capacidad y facilidad de transferencia a través del puerto de interfaz paralelo o en serie. El modulador genera entonces las doce o más señales Sib-S(N/3)b que controlan los conmutadores del puente inversor (1920) . El sistema de mecanismo impulsor ilustrado en la Figura 22 es para un sistema de tres niveles. Con la primer variación, las escalas del sistema adaptan sistemas de cuatro y más niveles .

Modulador Sinusoidal Triangular de Dos Niveles Como una explicación adicional de tales esquemas de modulación y para contrastar la primera y segunda variaciones de la invención, la modulación sinusoidal triangular de dos niveles se ilustra en las Figuras 23A-23C. La Figura 23A muestra los tres sinusoides extraídos de las señales de control del vector (Vcontrol 1/ Vcorltrol 2/ ^con ol 3) / j nto COI1 UI1 portador de forma de onda triangular (Vtri) utilizado para convertir los sinusoides en las señales moduladas de duración de impulso. La frecuencia de los sinusoides es la frecuencia de motor deseada. Al variar la frecuencia de los sinusoides, se cambia la velocidad de cambio de motor. La amplitud y la fase de los sinusoides depende de los requerimientos del - - torque del motor y del flujo del motor en caso del control del vector. La frecuencia portadora se establece en base a la capacidad de la frecuencia de conmutación de los conmutadores semiconductores de energía, así como la capacidad de enfriamiento del mecanismo impulsor. Los tres pares de señales moduladas (Aib y A2b) q e salen del Modulador Sinusoidal Triangular de Dos Niveles se generan al comparar la frecuencia del mecanismo impulsor y los sinusoides. Por ejemplo, para generar una señal modulada de duración de impulso Allt Axx se establece baja cuando la señal portadora Vtri excede el sinusoide Vcontroi i, como se muestra en la Figura 23B. Similarmente, la señal modulada de duración de impulso A12 se establece baja cuando la señal portadora Vtri excede el sinusoide Vcontroi 2 como se ilustra en la Figura 23C. Llevando a cabo una comparación de voltaje de fase a fase, sustrayendo A12 de Au, como se muestra en la Figura 24, la onda sinusoidal sobrepuesta muestra la porción fundamental de la forma de la onda de pulsación. Un análisis de espectro de los voltajes de salida resultantes del inversor (Figura 25) muestra esta fundamental, asi como el contenido de portadora y armónicos . El componente fundamental es importante debido a que es crítico para generar un torque útil en un motor de inducción. Los armónicos generan vibraciones y calor y en - 5 - consecuencia se consideran pérdidas. Como se muestra, el análisis de espectro del voltaje de salida tiene un fuerte componente fundamental a 60Hz, así como el componente de frecuencia de portadora con sus armónicos . Este análisis de espectro de dos niveles es consistente con la salida de un inversor de dos niveles impulsado por un circuito de control "estándar" de dos niveles, y también es consistente con la salida de un inversor de múltiples niveles de acuerdo con la primera variación de la invención, En otras palabras, el contenido de armónicos de los voltajes de impulso en la primera variación de la invención son consistentes con las características del contenido de armónicos de las seis señales moduladas salidas del controlador de dos niveles, en el cual se basan las doce o más señales. Modulador de Triángulo Sinusoidal de Múltiples niveles La Figura 26A muestra las formas de la onda de modulación del triángulo sinusoidal de cuatro niveles . Se ilustra una de las ondas sinusoidales de tres fases salida desde un puente inversor de cuatro niveles (la onda sinusoidal tiene la tercera inyección de armónicos, que deforma la onda sinusoidal pero permite más altos voltajes de salida) , asi como tres señales de portadora triangulares en fase, en etapas que crean las señales de conmutación para el puente inversor de cuatro niveles que tiene seis conmutadores - - por fase . Los estados de conmutación resultantes son aparentes en el voltaje de fase de salida (uno de tres) en la Figura 2SB, como se les daría salida mediante la derivación de inversor de cuatro niveles ilustrada en la Figura 3B. Mientras que un Modulador de Triángulo Sinusoidal de dos niveles tiene solo una señal de portadora triangular como se ilustra en la Figura 23A, un Modulador de Triángulo Sinusoidal tiene dos señales de portadora triangulares en fase verticalmente escalonadas para generar las señales de conmutación para los cuatro conmutadores por fase de un puente inversor de tres niveles (Figura 3A) de cuatro conmutadores por fase. Un Modulador de Triángulo Sinusoidal de cinco niveles tendría cuatro señales de portadora triangulares en fase verticalmente escalonadas, un sistema de seis niveles tendría cinco portadoras, y así sucesivamente. Modulación del Vector de Espacio Los voltajes de salida balanceados de tres fases de un puente inversor pueden representarse mediante un vector de voltaje de rotación. Un puente inversor con cualquier número de niveles tiene un número finito de estados de conmutación para el número de conmutadores, que es proporcional para el número de niveles. Por ejemplo, un puente inversor de dos niveles puede generar ocho discretos estados de voltaje o vectores fijos de voltaje, mientras que un puente inversor de tres niveles puede generar veintisiete estados de voltaje o - - vectores fijos de voltaje. El vector de voltaje que representa el voltaje de salida de tres fases puede asumir un número infinito de posiciones desde cero hasta trescientos sesenta grados . El Modulador de Vector de Espacio identifica la posición del vector de voltaje de salida en relación con los vectores fijos de voltaje de un puente inversor dado. Siempre recaerá entre dos vectores fijos de voltaje adyacentes . El modulador crea entonces un promedio de peso de estos dos vectores fijos de voltaje adyacentes variando el ciclo de trabajo entre los dos vectores fijos, durante el período de conmutación (que se define por la frecuencia de conmutación, que necesita ser significativamente más alta que la frecuencia fundamental, i.e., si la frecuencia fundamental es de 60Hz, la frecuencia de conmutación necesita ser varias veces más alta) a fin de reproducir el vector de voltaje de salida dado . La ventaja que presenta un Modulador de Vector de Espacio es que puede reducir la frecuencia de conmutación en comparación con un Modulador de Triángulo Sinusoidal, para una distorsión de armónicos de salida dada. Al aumentar la frecuencia de conmutación se reducirá siempre la distorsión de armónicos pero la consecuencia es el aumento de pérdidas de energía en los conmutadores. En consecuencia, cualquier esquema de modulación que obtenga un cierto nivel de - - distorsión de armónicos, pero con una reducida frecuencia de conmutación, conlleva una gran ventaja. Modulación de Histéresis Los sinusoides que se generan mediante los dispositivos de control (que también se llaman señales de referencia) de un controlador de motor de inducción estándar, pueden compararse con el valor real de la corriente o flujo del motor (el flujo del motor puede obtenerse integrando el voltaje de motor) a través de un circuito de comparador digital o análogo con una histéresis predefinida. Esta histéresis se mide en voltios en caso de un inversor de fuente de voltaje, o en amperios en caso de un inversor de fuente de corriente. Si se utiliza un comparador digital, las señales de valor real (también llamadas señales de retroalimentación) necesitan digitalizarse a través de un convertidor de análogo a digital. Los valores reales de corriente o voltaje se obtienen con dispositivos de detección de voltaje o corriente que se localizan dentro del circuito de impulsión de corriente alterna. La salida de los comparadores es una señal de pulsación que alimenta los conmutadores del puente inversor de tres fases . La salida de impulsión resultante es igual a la señal de referencia escalada, más o menos el valor de histéresis del circuito de comparador. Modulación del Patrón de Impulsos - - Loa datos generados por los dispositivos de control escalar o de vector pueden referirse a un número de patrones de impulsos almacenado en un dispositivo de memoria de circuito digital, normalmente referido como una tabla, de modo que cada valor de esas señales de control atraerá un cierto patrón de impulsos de la tabla que activa los conmutadores del puente inversor de impulsión de corriente alterna. Aunque este proceso requiere un microprocesador muy rápido o un circuito lógico digital, esto puede permitir que la salida de impulsión de corriente alterna tenga una menor distorsión de armónicos proporcionando un estado de conmutación de inversor pre-diseñado para generar el voltaje y corriente de salida. Comparación entre Variaciones Existe una diferencia fundamental entre las dos variaciones de la invención con respecto a la forma de la onda de voltaje de salida obtenida, que explica la diferencia en el contenido de armónicos . La primera variación de esta invención manipula las seis señales moduladas del controlador "estándar" y crea a partir de ellas, doce o más señales de un puente inversor de tres o más niveles . La salida de medio o alto voltaje resultante es una forma de la onda de voltaje P M de dos niveles justo como la salida de la unidad de corriente alterna de bajo voltaje, excepto para los niveles más altos de voltaje. Esta es la razón de que la primera - - variación de la invención tenga un alto contenido de armónicos como se ilustra en la Figura 25. La segunda variación de esta invención toma las señales de control de salida de una impulsión de corriente alterna de bajo voltaje estándar, a través de interfaz en serie o paralela, y las utiliza en conjunción con un modulador especializado de múltiples niveles que genera doce o más señales de impulsión para el puente inversor de tres o más niveles. La salida de medio o alto voltaje resultante es una forma de la onda de voltaje PWM de tres o más niveles que se asemeja mucho más cercanamente a la configuración de una onda sinusoidal, y en consecuencia tiene una distorsión de armónicos menor que la primera variación de la invención. La Figura 27 A-C muestra las formas de la onda de voltaje de salida para una impulsión de tres niveles implementando la segunda variación de la invención. Estas formas de la onda son válidas para cualquier tipo de impulsión de corriente alterna de tres niveles utilizando un modulador de tres niveles. El voltaje de fase en la Figura 27? se mide entre cualquiera de tres señales suministradas al motor (e.gr. , las señales en 171-173 en la Figura 2) y el punto neutro entre los dos capacitores en la salida del puente de rectificador (i.e., "bus neutro") . El voltaje de línea a línea en la Figura 27B se mide entre cualquiera dos de las tres señales suministradas al motor. La corriente en - - línea ilustrada en la Figura 27C es la corriente del motor en cualquiera de las tres salidas hacia el motor. Las formas de la onda de 26B y 27 A-C son una mejora sobre los resultados en dos niveles ilustrados en la Figura 24, que muestra el voltaje de salida de línea a línea de una impulsión de corriente alterna de dos niveles superimpuesta mediante una onda sinusoidal que representa el componente fundamental de esa forma de la onda PWM. Cuando se comparan los resultados del sistema de dos niveles con los de sistemas de tres o más niveles, puede observarse una semejanza más cercana a una onda sinusoidal en los sistemas de tres o más niveles que en la salida de dos niveles. Entre más cercana sea la semejanza a una onda sinusoidal, más se reduce el componente de la frecuencia de portadora en el análisis espectral. Ambas variaciones de la presente invención permiten que cualquiera de los controladores existentes de bajo costo, con su extremo frontal de complejo prediseñado, interfaz de hombre-máquina, y algoritmos de control del motor, se utilice para impulsar un motor de múltiples niveles de medio o alto voltaje . Se contempla que pueden hacerse numerosas modificaciones a las modalidades e implementaciones de la presente invención sin apartarse del espíritu y alcance de la invención como se definió en las siguientes reivindicaciones.

Claims

REIVINDICACIONES 1. Un método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles, produciendo el controlador de motor de inducción de dos niveles, seis señales moduladas para controlar la conmutación de seis conmutadores en un puente inversor de dos niveles , comprendiendo dicho método : convertir las seis señales moduladas en N señales coordinadas en tiempo, en donde N = 12 y N es un entero múltiplo de 3; controlar N conmutadores del puente inversor de múltiples niveles al aplicar N señales coordinadas en tiempo, en donde el puente inversor de múltiples niveles comprende tres derivaciones, teniendo cada derivación N/3 conmutadores y produciendo una fase de una salida de tres fases del puente inversor de múltiples niveles, y nunca tener un estado lógico de apagado menos de N/6 de los N/3 conmutadores de una derivación respectiva del puente inversor de múltiples niveles . 2. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 1, en donde las seis señales moduladas se caracterizan además por ser tres pares de señales moduladas Aib y A2b (be {l,2,3}), propuesto cada par de señales moduladas para controlar una de las tres derivaciones de un puente inversor de dos niveles, produciendo cada derivación b una fase de una salida de tres fases de un puente inversor de dos niveles ; incluyendo dicha etapa para convertir las seis señales moduladas en N coordinadas en tiempo: generar tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo de Sxt¡ a S(N/3)b de los tres pares de señales moduladas Alb y A2b producidas por el controlador de motor de inducción de dos niveles, estando cada conjunto de señales coordinadas en tiempo de Su, a S(u3)b/ sincronizado para controlar los conmutadores de la derivación b del puente inversor de múltiples niveles de cada conjunto de señales coordinadas en tiempo de SXb a S(N/3)bf variando en base a al menos un tiempo de retardo de los conmutadores de la derivación b respectiva, y para cada derivación b, nunca tener un estado lógico de apagado menos de M/6 de las señales coordinadas en tiempo de
Sib a- S(N/3)b; e incluyendo dicha etapa de controlar dichos N conmutadores del puente inversor de múltiples niveles: aplicar cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo de Slb a S(N/3) a los N/3 conmutadores de una derivación b correspondiente del puente inversor de múltiples niveles .
3. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 2, comprendiendo dicha etapa de generar tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo de Slb a S(H/3)b de los tres pares de señales moduladas Alb y A2b: señales coordinadas en tiempo de SXb a S(N3)b, que forman cada Syb para tener un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+ub, siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1) , y señales coordinadas en tiempo de S(N 6+i)b a S(N3)b, que forman cada Szb para tener un estado lógico de apagado después, y un estado lógico de apagado antes de S{z+1)b, siendo z una serie de enteros de (N/6+2) a (N/3) .
4. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 2, comprendiendo dicha etapa de generar tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo de Slb a S(K/3)b de los tres pares de señales moduladas Alb y A2b ·- formar señales coordinadas en tiempo de Sib ¾ S(N/6) al agregar un retardo de encendido de dlx-Atb y un retardo de apagado de d2x-Atb, a la señal modulada Alb; y formar señales coordinadas en tiempo de S(N 3)b a S(N/6+i)b al agregar un retardo de encendido dlx-Atb y un retardo de apagado d2x-Atb, a la señal modulada 2b, en donde Atb es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los N/3 conmutadores en una derivación b del puente inversor de múltiples niveles, dix = 0, d2x = 0, y x = 1 a N/6, Y en donde cada dlx tiene un valor diferente, y cada d2x tiene un valor diferente .
5. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 4, en donde para las señales coordinadas en tiempo de Sib a S(N/6)b/ cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+ub, siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1) , y en donde para las señales coordinadas en tiempo de S(H/s+i) a S(H/3)b cada SZb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(Z+i)b/ siendo z una serie de enteros de (N/6+2) a (N/3).
6. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 2, en donde el inversor de múltiples niveles tiene tres niveles y N = 12 , comprendiendo cada derivación b del inversor de tres niveles, cuatro conmutadores conectados en serie y controlados por señales coordinadas en tiempo SÜ-S^ y comprendiendo dicha etapa de generar los tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo Sib-S4b de los tres pares de señales moduladas Aib y A2b: formar la señal coordinada en tiempo Slb al agregar un retardo de encendido de 3 th, a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S2b al agregar un retardo de encendido de ?¾ y un retardo de apagado de 2Atb a la señal modulada Aib, formar la señal coordinada en tiempo S3b al agregar un retardo de encendido de ?¾, y un retardo de apagado de 2?¾ a la señal modulada A2b; formar la señal coordinada en tiempo S4b al agregar un retardo de encendido de 3Atb a la señal modulada A2b, en donde ?¾ es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los cuatro conmutadores en la derivación b respectiva.
7. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 2, en donde el inversor de múltiples niveles tiene cuatro niveles y N = 18, comprendiendo cada derivación b del inversor de múltiples niveles, seis conmutadores conectados en serie y controlados por señales coordinadas en tiempo Slb-SSb; y comprendiendo dicha etapa de generar los tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo Sib-S6b de los tres pares de señales moduladas Aib y A2b: formar la señal coordinada en tiempo Su, al agregar un retardo de encendido de 5Atb, a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S2b al agregar un retardo de encendido de 3?¾ y un retardo de apagado de 2Atb a la señal modulada Ai , formar la señal coordinada en tiempo S3b al agregar un retardo de encendido de ?¾, y un retardo de apagado de 4?¾ a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo Sb al agregar un retardo de encendido de ?¾ y un retardo de apagado de 4Atb a la señal modulada A2b formar la señal coordinada en tiempo S5b al agregar un retardo de encendido de 3ñtb, y un retardo de apagado de 2ñtb a la señal modulada A2b; formar la señal coordinada en tiempo S6b al agregar un retardo de encendido de 5?¾, a la señal modulada A2 ; en donde ?¾ es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los seis conmutadores en la derivación b respectiva.
8. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles como se define en la reivindicación 2, en donde el inversor de múltiples niveles tiene cinco niveles y N = 24, comprendiendo cada derivación b del inversor de cinco niveles, ocho conmutadores conectados en serie y controlados por señales coordinadas en tiempo Sib-S8b; y comprendiendo dicha etapa de generar los tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo S^-S^ de los tres pares de señales moduladas Alb y 2h¡ formar la señal coordinada en tiempo SXb al agregar un retardo de encendido de 7?¾ a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S2b al agregar un retardo de encendido de 5Atb y un retardo de apagado de 2Atb a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S3b al agregar un retardo de encendido de 3Atb y un retardo de apagado de 4?¾, a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S4b al agregar un retardo de encendido de ?¾ y un retardo de apagado de 6Atb a la señal modulada Alb; formar la señal coordinada en tiempo S5b al agregar un retardo de encendido de Atb y un retardo de apagado de 6Ath a la señal modulada A2b; formar la señal coordinada en tiempo S6b al agregar un retardo de encendido de 3Atb y un retardo de apagado de 4?¾ a la señal modulada A2b," formar la señal coordinada en tiempo S7b al agregar un retardo de encendido de 5?¾ y un retardo de apagado de 2?¾ a la señal modulada A2£>; formar la señal coordinada en tiempo S8 al agregar un retardo de encendido de 7?¾ a la señal modulada A2t>; en donde Atb es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los ocho conmutadores en la derivación b respectiva.
9. Un circuito adaptador para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles, produciendo el controlador de motor de inducción de dos niveles seis señales moduladas para controlar la conmutación en un puente inversor de dos niveles, y teniendo el puente inversor de múltiples niveles N = 12 conmutadores divididos en 3 derivaciones, comprendiendo el circuito adaptador: tres pares de entradas de señales moduladas Aib y A2b (be {l,2,3}), mediante los cuales se introducen las seis señales moduladas del controlador de motor de inducción de dos niveles ; tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo producen Su, a S(H/3)b/ en donde cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo salido a través de Sib a S(N/3)b se sincroniza para controlar los N/3 conmutadores de la derivación b del puente inversor de múltiples niveles; y circuitería de sincronización que comprende circuitería seleccionada del grupo que consiste de circuitos combinatorios, circuitos secuenciales , elementos de retardo, compuertas lógicas en base a análogos, lógica programable, y una combinación de los mismos, generando señales coordinadas en tiempo producidas a través de Su, a S(N/S)b de señales moduladas introducidas a través de Aib, y que generan señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sm/s+D a S(N/3)b de señales moduladas introducidas a través de A2b/ al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado a cada señal modulada introducida a través de Aib y A2b, en donde para cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sib a S(u/3)b/ nunca tener un estado lógico de apagado menos de N/6 de las N/3 señales coordinadas en tiempo.
10. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 9, en donde para las señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sib a S(K/s) cada Sy tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+Db, siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1), y en donde para las señales coordinadas en tiempo producidas a través de S(N/6+i)b S(H/3)b/ cada Szb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(Z_ub, siendo z una serie de enteros de (N/6+2) a (N/3) .
11. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 9, en donde dentro de cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo producidas a través de Su, a S(N3)b cada señal coordinada en tiempo producida a través de Sib S(N/S)b se forma al agregar un retardo de encendido de dix-A b y un retardo de apagado de d2x-Atb, a la señal modulada introducida a través de Alb; y cada señal coordinada en tiempo producida a través de S(u/3)b S(N/6+i)b se forma al agregar un retardo de encendido dix-Atb y un retardo de apagado de d2x-Atb, a la señal modulada introducida a través de A2b; en donde ?¾, es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los N/3 conmutadores en una derivación b del puente inversor de múltiples niveles, dix = 0, d2x > 0, y x = 1 a N/6, y en donde cada dXx tiene un valor diferente, y cada d2x tiene un valor diferente.
12. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 11, en donde para las señales coordinadas en tiempo producidas a través de Slb a S(N/6)b, cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+i)b/ siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1) , y en donde para las señales coordinadas en tiempo producidas a través de S(N 6+Db a S(N/3)b, cada SZb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(z_x)b, siendo z una serie de enteros de 1 a (N/6+2) a (M/3) .
13. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 11, en donde N = 12 , dlx = 3, d12 = 1, d2i = 0, y d22 = 2.
14. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 11, en donde N = 18, dai = 5, di2 = 3, d13 = 1, d21 = 0 , d22 = 2 y d23 = 4.
15. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 11, en donde N = 24, du = 7, di2 = 5, d13 = 3, d14 = 1, d2i = 0, d22 = 2, d23 = 4 y d24 = 6.
16. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 9, comprendiendo dichos circuitos combinatorios compuertas AND y OR (Y y O) , y comprendiendo dichos circuitos secuenciales circuitos basculantes .
17. El circuito adaptador como se define en la reivindicación 9, en donde dicho circuito adaptador comprende un Dispositivo Lógico de Complejo Programable.
18. Un adaptador para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles, produciendo el controlador de motor de inducción de dos niveles seis señales moduladas para controlar la conmutación en un puente inversor de dos niveles, y teniendo el puente inversor de múltiples niveles N > 12 conmutadores divididos en 3 derivaciones, el adaptador comprendiendo: tres pares de entradas de señales moduladas Au, y A2b (be {1,2,3}), mediante los cuales se introducen las seis señales moduladas del controlador de motor de inducción de dos niveles; tres conjuntos de entradas de señales moduladas de Sib a S(N 3)b, en donde cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sib a S(N/3) , se sincronizan para controlar N/3 conmutadores de derivación b del puente inversor de múltiples niveles; y primeros medios de conversión para generar las señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sib a S(N/s)b/ a partir de una señal modulada introducida a través de Axb/ al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado para generar Sib a S(N/6)b, a partir de la señal modulada introducida a través de Aib, segundos medios de conversión para generar señales coordinadas en tiempo producidas a través de S(N6+i)b a S(N3) a partir de una señal modulada introducida a través de A2b, al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado para generar S(N/s+i)b a S(u/3)b a partir de la señal modulada introducida a través de A2t>, en donde para cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sib a S(N/3)b, nunca tener un estado lógico de apagado menos de N/6 de las N/3 señales coordinadas en tiempo.
19. Un sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción para impulsar un motor trifásico, que comprende: un controlador de motor de inducción de dos niveles, que produce señales para controlar un puente inversor de dos niveles,- un puente inversor de múltiples niveles, que tiene N > 12 conmutadores dispuestos para formar 3 derivaciones, proporcionando cada derivación una fase de una salida de tres fases para impulsar el motor trifásico; y un circuito adaptador que genera N señales coordinadas en tiempo que controlan los N conmutadores del puente inversor de múltiples niveles a partir de dichas señales producidas por el controlador de motor de inducción de dos niveles .
20. El sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción como se define en la reivindicación 19, en donde las señales producidas desde el controlador de motor de inducción de dos niveles comprenden tres pares de entradas de señales moduladas Aib y A2b (be{l,2,3}), propuestas para controlar la conmutación en un puente inversor de dos niveles; y en donde las N señales coordinadas en tiempo se caracterizan además por ser tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo a S(N/3)b, estando sincronizado cada conjunto para controlar los N/3 conmutadores de la derivación b del puente inversor de múltiples niveles, y dentro de cada conjunto b, nunca tener un estado lógico de apagado menos de N/6 de las señales coordinadas en tiempo Sib a S(N/3)b; y en donde el circuito adaptador comprende circuitos seleccionados del grupo que consiste de circuitos combinatorios, circuitos secuenciales , elementos de retardo, compuertas lógicas en base a análogos, lógica programable, y una combinación de los mismos generando señales coordinadas en tiempo de Sib a S(N/6)b a partir de la señal modulada AXb y circuitería de sincronización generando señales coordinadas en tiempo de S(N 6+a)b a S(N/3) a partir de la señal modulada A2b que forma de Sib a S(N/3)b al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado a la señal modulada Alb y A2b.
21. El sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción como se define en la reivindicación 20, en donde para las señales coordinadas en tiempo de Si a S(N/6)b, cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+ub, siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1) , y en donde para las señales coordinadas en tiempo de S(N s+i)b a S(N 3)b, cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(z+1) , siendo z una serie de enteros de (N/6-1) a (M/3) .
22. El sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción como se define en la reivindicación 20, en donde dentro de cada conjunto b de señales coordinadas en tiempo de Sib a S(N/3)b cada señal coordinada en tiempo de Si a S(N/6)b se forma al agregar un retardo de encendido de dlx-Atb y un retardo de apagado de d2x-At , a la señal modulada Alb; y cada señal coordinada en tiempo de S(N/3) a S(N s+i)b se forma al agregar un retardo de encendido de dlx-Atb y un retardo de apagado de d2x-Atb, a la señal modulada A2b; en donde Atb es un tiempo de retardo de apagado de un conmutador con un tiempo de retardo de apagado más largo de los N/3 conmutadores en una derivación b del puente inversor de múltiples niveles, dlx > 0, d2x > 0, y x - 1 a N/6, y en donde cada álx tiene un valor diferente, y cada d2x tiene un valor diferente.
23. El sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción como se define en la reivindicación 22, en donde para las señales coordinadas en tiempo de Slb a S(N/s)b, cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(y+1)b, siendo y una serie de enteros de 1 a (N/6-1), y en donde para las señales coordinadas en tiempo de S[N/6+i)b 3L S(N 3)b/ cada Syb tiene un estado lógico de encendido después, y un estado lógico de apagado antes de S(z+i)b, siendo z una serie de enteros de (N/6-1) a (N/3) .
24. El sistema de mecanismo impulsor de motor de inducción como se define en la reivindicación 19, en donde las señales salidas del controlador de motor de inducción de dos niveles comprenden tres pares de entradas de señales moduladas Alb y A2b (be {1,2, 3}), propuestas para controlar la conmutación en un puente inversor de dos niveles; y en donde las N señales coordinadas en tiempo se caracterizan por ser tres conjuntos de señales coordinadas en tiempo Sib a S(N/3)b, estando sincronizado cada conjunto para controlar los N/3 conmutadores de la derivación b del puente inversor de múltiples niveles, y dentro de cada conjunto b, nunca tener un estado lógico de apagado menos de N/6 de las señales coordinadas en tiempo Sib a S(N/3)b; y en donde el circuito adaptador comprende: primeros medios de conversión para generar las señales coordinadas en tiempo producidas a través de Sab a S(N/s) a partir de las señales moduladas introducidas a través de Aib, al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado para generar de Su, a S(N/S)b, a partir de la señal modulada introducida a través de Aib, segundos medios de conversión para generar señales coordinadas en tiempo producidas a través de S(N/6+i)b a S(N/3)b a partir de señales moduladas introducidas a través de A2b al agregar al menos un retardo de encendido o un retardo de apagado para generar S(N/6+1)b a S(H/3)b a partir de la señal modulada introducida a través de A2b-
25. Un método para controlar un puente inversor de múltiples niveles con un controlador de motor de inducción de dos niveles, comprendiendo el controlador de motor de inducción de dos niveles un regulador y un modulador interno para un puente inversor de dos niveles, produciéndose las señales de comando desde el regulador para controlar el modulador interno, comprendiendo el método: producir las señales de comando desde el controlador de motor de inducción de dos niveles a través de un primer puerto de interfaz del controlador de motor de inducción de dos niveles; transmitir las señales de comando producidas desde dicho puerto de interfaz a través de una conexión en serie o paralela; introducir las señales de comando transmitidas en un circuito adaptador externo a través de un segundo puerto de interfaz, comprendiendo dicho circuito adaptador un modulador; y generar, en el modulador del circuito adaptador externo y en base a las señales de comando introducidas a través de dicho segundo puerto de interfaz, doce o más señales coordinadas en tiempo para controlar un puente inversor que tiene tres o más niveles .
26. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, que comprende además : controlar doce o más conmutadores en un puente inversor de múltiples niveles al aplicar las doce o más señales coordinadas en tiempo generadas por el modulador del circuito adaptador externo .
27. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde dichas etapas de producir, transmitir e introducir dan como resultado señales de mando actualizadas proporcionándose periódicamente al circuito adaptador externo.
28. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el controlador de motor de inducción de dos niveles utiliza control de vector, siendo dicho regulador un regulador de flujo y torque y siendo dichas señales de comando producidas desde el controlador de motor de inducción de dos niveles señales de comando de flujo (d) y de torque (q) ¦
29. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 28, comprendiendo además dicho método: transformar las señales de comando de flujo (d) y de torque (q) en señales de comando y ß a través de un Park Transform, después de introducir las señales de comando transmitidas en el circuito adaptador externo, pero antes de generar las doce o más señales coordinadas en tiempo en el modulador, generando dicho modulador del circuito adaptador externo las doce o más señales coordinadas en tiempo utilizando las señales de comando y ß .
30. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 28, comprendiendo además dicho método: transformar las señales de comando de flujo (d) y de torque (q) en señales y ß a través de un Park Transform, después de introducir las señales de comando transmitidas en el circuito adaptador externo, transformar las señales a y ß en señales de comando a, b y c trifásicas, antes de generar las doce o más señales coordinadas en tiempo en el modulador, generando dicho modulador del circuito adaptador externo las doce o más señales coordinadas en tiempo utilizando las señales de comando a, b y c.
31. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el controlador de motor de inducción de dos niveles utiliza el control de vector, siendo dicho regulador un regulador de flujo y torque y siendo dichas señales de comando producidas desde controlador de motor de inducción de dos niveles, señales de comando o¿ y ß.
32. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 31, comprendiendo además dicho método: transformar las señales de comando y ß en señales de comando a, b y c trifásicas, después de introducir las señales de comando transmitidas en el circuito adaptador externo, pero antes de generar las doce o más señales coordinadas en tiempo en el modulador, generando dicho modulador del circuito adaptador externo las doce o más señales coordinadas en tiempo utilizando las señales de comando a, b y c.
33. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el controlador de motor de inducción de dos niveles utiliza el control de vector, siendo dicho regulador un regulador de flujo y torque y siendo dichas señales de mando producidas desde dicho controlador de motor de inducción de dos niveles, señales de mando a, b y c trifásicas.
34. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el controlador de motor de inducción de dos niveles utiliza el control escalar, siendo dicho regulador un regulador de voltaje y siendo dichas señales de mando producidas desde dicho controlador de motor de inducción de dos niveles, señales de comando de frecuencia y de voltaje.
35. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el primer puerto de interfaz es una interfaz en serie de Red de Área del Controlador.
36. El método para controlar un puente inversor de múltiples niveles como se define en la reivindicación 25, en donde el modulador del circuito adaptador externo se selecciona del grupo que consiste de un modulador del vector de espacio, un modulador de histéresis, un modulador de patrón de impulsos y un modulador de triángulo sinusoidal.