WO2019102610A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019102610A1
WO2019102610A1 PCT/JP2017/042372 JP2017042372W WO2019102610A1 WO 2019102610 A1 WO2019102610 A1 WO 2019102610A1 JP 2017042372 W JP2017042372 W JP 2017042372W WO 2019102610 A1 WO2019102610 A1 WO 2019102610A1
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voltage
igbt
switching element
switching
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English (en)
French (fr)
Inventor
暁▲チン▼ 張
Original Assignee
東芝三菱電機産業システム株式会社
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels

Definitions

  • the present invention relates to a power converter having a multilevel circuit.
  • Multilevel circuits are widely used as power converters for use in uninterruptible power supplies and the like.
  • WO 2008/103696 discloses a four-level converter that converts a three-phase AC voltage to a four-level DC voltage and a four-level converter that converts a four-level DC voltage to a three-phase AC voltage.
  • An uninterruptible power supply comprising an inverter is disclosed.
  • PWM Pulse Width Modulator
  • switching of semiconductor switching elements included in a multilevel circuit is controlled in accordance with voltage comparison between a voltage command value and a carrier wave.
  • harmonic current flows out from the power converter. Harmonic currents can have adverse effects, such as malfunctioning the load electrically connected to the power converter, increasing losses at the load, and the like. Also, harmonic currents can disturb the commercial AC power source that is electrically connected to the power converter.
  • a filter including a reactor and a capacitor is provided between the power converter and the load or the commercial AC power supply.
  • a reactor with a large inductance value and a capacitor with a large capacitance value as the harmonic current increases there is a concern that the entire power conversion apparatus becomes larger and heavier.
  • the present invention has been made in consideration of the above problems, and its object is to realize suppression of harmonic current with a simplified configuration in a power conversion device having a multilevel circuit. .
  • a power converter includes a power converter and a controller that controls the power converter.
  • the power converter is configured to perform power conversion between first to second N direct current terminals receiving respective first to second N (N is an integer of 2 or more) voltages and an alternating current terminal.
  • the power converter includes first to fourth switching elements.
  • the first switching element is electrically connected to an I-th (I is an integer of 1 or more and N-1 or less) DC terminals.
  • the second switching element is electrically connected between the first switching element and the (I + 1) th DC terminal.
  • the third switching element is electrically connected to a Kth (K is an integer from N + 1 to 2N-1) DC terminals.
  • the fourth switching element is electrically connected between the third switching element and the (K + 1) th DC terminal.
  • the (I + 1) th voltage and the Kth voltage have equal absolute values and opposite polarities.
  • the first voltage and the (K + 1) th voltage have equal absolute values and opposite polarities to each other.
  • the control device switches the first and second switching elements in a complementary manner and generates a fourth switching when generating a square wave on the AC terminal that switches between the first voltage and the (I + 1) th voltage.
  • the element is switched simultaneously with and similarly to the first switching element, and the third switching element is simultaneously and similarly switched with the second switching element.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a main circuit configuration of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of a converter and an inverter shown in FIG. It is a signal waveform diagram for demonstrating the voltage which appears in alternating current terminals of a converter and an inverter. It is a signal waveform diagram for demonstrating PWM control of a converter by the control apparatus of the conventional power conversion device. It is a block diagram explaining the converter control part contained in the control device of the conventional power converter. It is a figure for demonstrating control of the inverter by the control apparatus of the power converter device which concerns on this Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of a converter and an inverter shown in FIG. It is a signal waveform diagram for demonstrating the voltage which appears in alternating current terminals of a converter and an inverter. It is a signal waveform diagram for demonstrating PWM control of a converter
  • FIG. 6 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the first embodiment.
  • It is a circuit diagram explaining in detail the composition of the converter in the power converter concerning a second embodiment of the present invention, and an inverter. It is a signal waveform diagram for demonstrating PWM control of a converter by the control apparatus of the conventional power conversion device.
  • FIG. 6 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the first embodiment.
  • It is a circuit diagram explaining in detail the composition of the converter in the power converter concerning a second embodiment of the present invention, and an inverter.
  • It is a signal waveform diagram for
  • FIG. 10 is a block diagram for explaining a converter control unit included in a control device of a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 13 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a signal waveform diagram for describing PWM control of the converter by the control device of the power conversion device according to the second embodiment. It is a circuit diagram explaining in detail the composition of the converter in the power converter concerning a modification of Embodiment 2 of the present invention, and an inverter.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a main circuit configuration of power conversion device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • Power converter 100 is typically applied to an uninterruptible power supply.
  • power conversion device 100 includes an input filter 6, converters 2R, 2S, 2T, inverters 3U, 3V, 3W, an output filter 7, a control device 5, and DC buses 13-16.
  • Capacitors C1 to C3 current sensors 22R, 22S, 22T, voltage sensors 21, 23, R phase line RL, S phase line SL, T phase line TL, U phase line UL, V phase line A VL and a W-phase line WL are provided.
  • the input filter 6 prevents the outflow of harmonics to the commercial AC power supply 1.
  • Commercial AC power supply 1 is a three-phase AC power supply.
  • the input filter 6 is a three-phase LC filter circuit configured of capacitors 11R, 11S, 11T and reactors 12R, 12S, 12T.
  • Converters 2R, 2S, 2T convert three-phase AC power supplied from commercial AC power supply 1 through input filter 6 into DC power. Converters 2R, 2S, 2T supply their DC power to inverters 3U, 3V, 3W through DC buses 13-16, respectively. Specifically, converter 2R converts R-phase power supplied from R-phase line RL via input filter 6 (capacitor 11R and reactor 12R) into DC power. Converter 2R supplies the DC power to inverter 3U via DC buses 13-16. Converter 2S converts S-phase power supplied from S-phase line SL via input filter 6 (capacitor 11S and reactor 12S) into DC power. Converter 2S supplies the DC power to inverter 3V via DC buses 13-16. Converter 2T converts T-phase power supplied from T-phase line TL via input filter 6 (capacitor 11T and reactor 12T) into DC power. Converter 2T supplies the DC power to inverter 3W via DC buses 13-16.
  • Capacitors C 1 to C 3 are connected in series between DC bus 13 and DC bus 16 to smooth the voltage between DC bus 13 and DC bus 16.
  • a DC bus 14 is connected to a connection point of capacitors C1 and C2.
  • a DC bus 15 is connected to a connection point of capacitors C2 and C3.
  • Inverters 3U, 3V, 3W convert DC power supplied from converters 2R, 2S, 2T into three-phase AC power.
  • AC power from the inverters 3U, 3V, 3W is supplied to the load 4 via the output filter 7.
  • the output filter 7 is a three-phase LC filter circuit configured of reactors 17U, 17V, 7W and capacitors 18U, 18V, 18W.
  • inverter 3U converts DC power supplied from converter 2R into U-phase power.
  • U-phase power is supplied to load 4 via output filter 7 (reactor 17U and capacitor 18U) and U-phase line UL.
  • Inverter 3V converts DC power supplied from converter 2S into V-phase power.
  • V-phase power is supplied to load 4 via output filter 7 (reactor 17 V and capacitor 18 V) and V-phase line VL.
  • the inverter 3W converts DC power supplied from the converter 2T into W-phase power.
  • W-phase power is supplied to load 4 via output filter 7 (reactor 17 W and capacitor 18 W) and W-phase line WL.
  • the voltage sensor 21 detects the voltage VR of the R phase line RL, the voltage VS of the S phase line SL, and the voltage VT of the T phase line TL, and outputs signals indicating the voltages VR, VS, and VT to the control device 5.
  • Voltage sensor 23 detects voltage VU of U-phase line UL, voltage VV of V-phase line VL, and voltage VW of W-phase line WL, and outputs signals indicating voltages VU, VV, VW to control device 5.
  • the voltage sensor 24 outputs a signal indicating the voltage E1 across the capacitor C1, the voltage E2 across the capacitor C2, and the voltage E3 across the capacitor C3 to the control device 5.
  • the current sensor 22R detects the current IR of the R phase line RL, and outputs a signal indicating the current IR to the control device 5.
  • the current sensor 22S detects the current IS of the S-phase line SL, and outputs a signal indicating the current IS to the control device 5.
  • the current sensor 22T detects the current IT of the T-phase line TL, and outputs a signal indicating the current IT to the control device 5.
  • Control device 5 controls the operations of converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W. Specifically, control device 5 controls converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W in synchronization with the phases of voltages VR, VS, VT.
  • converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W are formed of semiconductor switches including semiconductor switching elements.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • PWM Pulse Width Modulator
  • Control device 5 controls three-phase voltage signals from voltage sensor 21, three-phase current signals from current sensors 22R, 22S, and 22T, signals indicating E1 to E3 detected by voltage sensor 24, and three-phase voltage from voltage sensor 23. Executes PWM control in response to signals and the like.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W shown in FIG. Since converters 2R, 2S and 2T have the same configuration, and inverters 3U, 3V and 3W have the same configuration, the configurations of converter 2R and inverter 3U will be representatively described.
  • Converter 2R and inverter 3U are both configured as a four level circuit, and include six IGBT elements and six diodes. Specifically, converter 2R includes IGBT elements Q1R to Q6R and diodes D1R to D6R. Inverter 3U includes IGBT elements Q1U-Q6U and diodes D1U-D6U.
  • IGBT elements Q1x and Q3x are connected in series between DC bus 13 and AC terminal Tx.
  • IGBT element Q2x is connected between a connection point of IGBT elements Q1x and Q3x and DC bus 14.
  • IGBT elements Q4x and Q6x are connected in series between AC terminal Tx and DC bus 16.
  • IGBT element 5x is connected between a connection point of IGBT elements Q4x and Q6x and DC bus 15.
  • the diodes D1x to D6x are connected in anti-parallel to the IGBT elements Q1x to Q6x, respectively.
  • the diodes D1x to D6x function as freewheeling diodes.
  • connection point of IGBTs Q3x, Q4x corresponds to AC input terminal Tx (TR, TS, TT).
  • AC input terminal Tx of converter 2x is connected to corresponding AC line xL (R phase line RL, S phase line SL, T phase line TL) via reactor 12x (12R, 12S, 12T).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC output terminal”
  • connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC output terminal”
  • connection point T3 between the IGBT element Q5x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC output terminal”
  • connection point T4 between the IGBT element Q6x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC output terminal”.
  • the converter 2x is configured to receive a single-phase AC voltage at an AC input terminal Tx, and to output four levels of DC voltage at first to fourth DC output terminals T1 to T4.
  • the converter 2x is connected to the first DC output terminal T1 with a neutral point (a neutral point or a connection of the commercial AC power Point) and a direct current voltage of about + V / 3 between the second direct current output terminal T2 and the neutral point, and a third direct current output terminal T3 and the middle point
  • a DC voltage of about -V / 3 is output between the power point and a DC voltage of about -V between the fourth DC output terminal T4 and the neutral point.
  • Converter 2x acts as a boost converter together with capacitor 11x and reactor 12x, and converts the AC voltage applied to AC line xL into a quasi-square wave of four levels at AC input terminal Tx.
  • the voltage at AC input terminal Tx changes depending on the on / off state of IGBT elements Q1x-Q6x.
  • the instantaneous value of the AC voltage of the AC line xL is between the DC voltage (+ V) of the first DC output terminal T1 and the DC voltage (+ V / 3) of the second DC output terminal T2. Then, the square wave at the alternating current input terminal Tx switches between these values (+ V, + V / 3).
  • the converter control unit is configured to control switching of IGBT elements Q1x to Q6x in accordance with the current one of the three operation states in converter 2x.
  • FIG. 4 is a signal waveform diagram for explaining PWM control of converter 2 x by the conventional control device of the power conversion device.
  • a gate signal is applied to the gates of IGBT elements Q1x to Q6x.
  • FIG. 4 shows waveforms of voltage command value Vx *, carrier waves CW1 to CW3, and gate signals of IGBT elements Q1x to Q6x.
  • converter 2x operates in three states.
  • the first state (hereinafter also referred to as state 1) corresponds to the case where the voltage applied to the AC line xL is larger than 1/3 of the voltage + V of the first DC output terminal T1.
  • the second state (hereinafter also referred to as state 2), the voltage applied to the AC line xL is equal to or less than 1/3 of the voltage + V of the first DC output terminal T1, and the fourth DC output terminal T4. It corresponds to the case where it is 1/3 or more of the voltage -V.
  • the third state (hereinafter, also referred to as state 3) corresponds to the case where the voltage applied to the AC line xL is smaller than 1/3 of the voltage -V of the fourth DC output terminal T4.
  • FIG. 5 is a block diagram for explaining a control unit of converter 2x (2R, 2S, 2T) included in a conventional control device of a power conversion device.
  • the converter control unit includes voltage command generator 30, carrier wave generators 32-34, comparators COM1-COM3, inverters I1-I3, and amplifiers A1-A6.
  • Voltage command generator 30 measures voltage Vx (VR, VS, VT) detected by voltage sensor 21, current Ix (IR, IS, IT) detected by current sensor 22x, and voltages V1 to V3 detected by voltage sensor 24.
  • voltage command values Vx * (VR *, VS *, VT *) corresponding to the R phase, T phase, and S phase, respectively, are generated.
  • Voltage command value Vx * is a sine wave signal having the same frequency and phase as the AC voltage supplied from commercial AC power supply 1. In the example of FIG. 4, the voltage command value Vx has an amplitude substantially equal to + V.
  • the carrier generator 32 generates a triangular wave signal as the carrier CW1.
  • the carrier CW1 has a maximum value of + V and a minimum value of + V / 3, as shown in FIG.
  • the carrier generator 33 generates a triangular wave signal as the carrier CW2.
  • the carrier CW2 has a maximum value of + V / 3 and a minimum value of -V / 3.
  • the carrier generator 34 generates a triangular wave signal as the carrier CW3.
  • the carrier CW3 has a maximum value of -V / 3 and a minimum value of -V.
  • the frequencies and phases of the carriers CW1, CW2, CW3 are the same.
  • Carrier waves CW1, CW2, CW3 have a frequency that is an integral multiple (for example, 16 times) of voltage command value Vx *, and are signals synchronized with voltage command value Vx *.
  • the comparator COM1 receives the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal (+ terminal), and receives the carrier CW1 at the inverting input terminal ( ⁇ terminal).
  • the comparator COM1 compares the voltage command value Vx * with the carrier CW1 and outputs the signal indicating the comparison result. Specifically, comparator COM1 outputs a signal of H (logical high) level when voltage command value Vx * is larger than carrier CW1, and L (logic low) when voltage command value Vx * is smaller than carrier CW1. ) Output a level signal.
  • the amplifier A1 generates a gate signal for driving the IGBT element Q1x by amplifying the output signal of the comparator COM1.
  • Each of IGBT elements Q1x to Q6x is turned on (conductive) by the gate signal at H level and is turned off (nonconductive) by the gate signal at L level.
  • the inverter I1 inverts the output signal of the comparator COM1 and outputs the inverted signal to the amplifier A2.
  • Amplifier A2 generates a gate signal of IGBT element Q2x by amplifying the output signal of inverter I1. That is, the on / off of the IGBT element Q1x and the IGBT element Q2x are controlled complementarily.
  • “complementary” refers to the transition timing of the on / off states of IGBT elements Q1x and Q2x from the viewpoint of preventing through current, in addition to the case where the on / off states of IGBT elements Q1x and Q2x are completely reversed. Includes a case where a predetermined delay (so-called dead time) is given.
  • the comparator COM2 receives the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal and receives the carrier CW2 at the inverting input terminal.
  • the comparator COM2 compares the voltage command value Vx * with the carrier CW2 and outputs a signal indicating the comparison result.
  • the amplifier A3 generates a gate signal of the IGBT element Q3x by amplifying the output signal of the comparator COM2.
  • the inverter I2 inverts the output signal of the comparator COM2 and outputs the inverted signal to the amplifier A4.
  • Amplifier A4 generates a gate signal of IGBT element Q4x by amplifying the output signal of inverter I2. That is, on / off of the IGBT element Q3x and the IGBT element Q4x are controlled complementarily.
  • the comparator COM3 receives the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal and receives the carrier CW3 at the inverting input terminal.
  • the comparator COM3 compares the voltage command value Vx * with the level of the carrier CW3 and outputs a signal indicating the comparison result.
  • Amplifier A5 generates a gate signal of IGBT element Q5x by amplifying the output signal of comparator COM3.
  • the inverter I3 inverts the output signal of the comparator COM3 and outputs the inverted signal to the amplifier A6.
  • Amplifier A6 generates a gate signal of IGBT element Q6x by amplifying the output signal of inverter I3. That is, the on / off of the IGBT element Q5x and the IGBT element Q6x are controlled complementarily.
  • IGBT elements Q3x and Q5x are fixed in the on state, and IGBT elements Q4x and Q6x are in the off state Fixed, IGBT elements Q1x and Q2x switch between on and off.
  • IGBT elements Q2x and Q5x are fixed in the on state, IGBT elements Q1x and Q6x are fixed in the off state, and IGBT elements Q3x and Q4x are switched between on and off.
  • IGBT elements Q2x and Q4x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x and Q3x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q5x and Q6x are switched between on and off.
  • Table 1 shows switching control of the IGBT elements Q1x to Q6x realized by the converter control unit in the conventional power conversion device.
  • SW indicates that the IGBT element switches
  • ON indicates that the IGBT element is fixed in the on state
  • OFF indicates that the IGBT element is fixed in the off state.
  • connection point of the IGBTs Q3x, Q4x corresponds to the AC output terminal Tx (TU, TV, TW).
  • AC output terminal Tx of inverter 3x is connected to corresponding AC line xL (U-phase line UL, V-phase line VL, W-phase line WL).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC input terminal”
  • connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC input terminal”
  • connection point T3 between the IGBT element Q5x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC input terminal”
  • connection point T4 between the IGBT element Q6x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC input terminal”.
  • the inverter 3x is configured to receive four levels of DC voltage at the first to fourth DC input terminals T1 to T4, and output a single-phase AC voltage to the AC output terminal Tx. Switching of the IGBT elements Q1x to Q6x in the inverter 3x is controlled by an inverter control unit included in the control device.
  • the inverter control unit included in the control device can have the same configuration as the converter control unit shown in FIG. However, in the inverter control unit, the voltage command generator receives the voltage Vx (VU, VV, VW) detected by the voltage sensor 23 and the voltages V1 to V3 detected by the voltage sensor 24, and generates U phase, V phase, Voltage command values Vx * (VU *, VV *, VW *) respectively corresponding to the W phase are generated. The voltage command generator generates a voltage command value Vx * such that the load 4 is supplied with an AC voltage having a desired frequency and amplitude.
  • the inverter control unit can operate the inverter 3x in three operation states. As shown in FIG. 4, in the first state (state 1), the voltage applied to AC line xL (UL, VL, WL) is greater than 1/3 of the voltage + V of first DC input terminal T1. It corresponds. In the second state (state 2), the voltage applied to AC line xL is 1/3 or less of the voltage + V of first DC input terminal T1 and 1 / V of the voltage -V of fourth DC output terminal T4. It corresponds to the case of 3 or more. The third state (state 3) corresponds to the case where the voltage applied to the AC line xL is smaller than 1/3 of the voltage -V of the fourth DC input terminal T4.
  • IGBT elements Q3x and Q5x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q4x and Q6x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q1x and Q2x are between on and off Switch.
  • a square wave that switches between + V and + V / 3 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x and Q5x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x and Q6x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q3x and Q4x are switched between on and off.
  • a square wave that switches between + V / 3 and -V / 3 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x and Q4x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x and Q3x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q5x and Q6x are switched between on and off.
  • a square wave that switches between -V / 3 and -V is output to the AC output terminal Tx. That is, in the conventional power conversion device, the inverter control unit executes the switching control shown in Table 1.
  • each of the converter control unit and the inverter control unit has six states in each of three states (state 1, state 2, and state 3) based on the voltage of AC line xL.
  • the two IGBT elements of the two IGBT elements Q1x to Q6x are complementarily switched, and the remaining four IGBT elements are fixed in either the on state or the off state.
  • harmonic currents are generated when switching the two IGBT elements in a complementary manner.
  • the harmonic current has a frequency that is an integral multiple of the reference frequency, is superimposed on a sine wave current (fundamental wave current) of the reference frequency, and flows out to the AC terminal Tx.
  • the operation of the inverter 3x in the state 1 is schematically shown in FIG.
  • Table 1 in state 1, by switching the IGBT elements Q1x and Q2x complementarily, it is possible to output a square wave that switches between + V and + V / 3 to the AC output terminal Tx. .
  • a voltage of + V is output to the AC output terminal Tx.
  • a voltage of + V / 3 is output to the AC output terminal Tx.
  • the IGBT element Q1x when the IGBT element Q1x is turned on, a current flows between the DC input terminal T1 and the AC output terminal Tx.
  • This current is a current in which the harmonic current is superimposed on the fundamental current.
  • the IGBT element Q3 Since the IGBT element Q3 is fixed in the on state, as indicated by arrows A1 and A2 in the drawing, the fundamental wave current and the harmonic current flow to the AC output terminal Tx via the IGBT element Q3x.
  • the harmonic current may have adverse effects such as vibrating the load 4 electrically connected to the AC output terminal Tx, increasing the loss in the load 4 or the like. Note that, in the converter 2x, the harmonic current may disturb the commercial AC power supply 1 electrically connected to the AC input terminal Tx.
  • control device 5 turns on IGBT element Q6x simultaneously with IGBT element Q1x and turns it off simultaneously with IGBT element Q1x. Further, the IGBT element Q5x is turned on simultaneously with the IGBT element Q2x, and turned off simultaneously with the IGBT element Q2x. That is, control device 5 switches IGBT elements Q1x and Q2x complementarily, switches IGBT element Q6x simultaneously and similarly with IGBT element Q1x, and switches IGBT element Q5x simultaneously and similarly with IGBT element Q2x.
  • “simultaneously and similarly” means that two IGBT elements are turned on at the same timing and turned off at the same timing.
  • the IGBT element Q6x is turned on when the IGBT element Q1x is turned on, and the IGBT element Q5x is turned on when the IGBT element Q2x is turned on.
  • the IGBT element Q1x and the IGBT element Q6x are connected to DC terminals T1 and T4 whose polarities with respect to the neutral point are opposite and whose voltage magnitudes (absolute values) are equal.
  • the IGBT element Q2x and the IGBT element Q5x are connected to DC terminals T2 and T3 which have opposite voltage polarities with respect to the neutral point and equal voltage magnitudes. Therefore, changes in voltage and current when switching IGBT elements Q5x and Q6x complementarily are in reverse phase to changes in voltage and current when switching IGBT elements Q1x and Q2x complementarily.
  • the IGBT element Q4x is fixed in the off state, as shown by arrows B1 and B2 in the figure, the fundamental wave current is cut off by the parasitic capacitance Cp of the IGBT element Q4x, and the alternating current output terminal Tx is Not flowing.
  • harmonic current flows to the AC output terminal Tx through the parasitic capacitance Cp of the IGBT element Q4x.
  • the harmonic current generated by the switching of the IGBT elements Q5x and Q6x has the same magnitude as that of the harmonic current generated by the switching of the IGBT elements Q1x and Q2x, and is in reverse phase. Therefore, the harmonic current generated by the switching of the IGBT elements Q1x and Q2x flowing out to the AC output terminal Tx can be canceled by the harmonic current generated by the switching of the IGBT elements Q5x and Q6x. As a result, harmonic currents can be suppressed without interfering with the fundamental current.
  • the IGBT elements Q5x and Q6x are complementarily switched to output a square wave switched between -V / 3 and -V to the AC output terminal Tx. be able to.
  • the IGBT element Q5x when the IGBT element Q5x is turned on, the IGBT element Q2x is turned on, and when the IGBT element Q6x is turned on, the IGBT element Q1x is turned on.
  • harmonic currents generated by switching of the IGBT elements Q5x and Q6x can be canceled by harmonic currents generated by switching of the IGBT elements Q1x and Q2x.
  • harmonic currents can be suppressed without interfering with the fundamental current.
  • the switching control of the IGBT elements Q1x to Q6x described above can also be applied to control in the converter 2x. According to this, since the harmonic current flowing to the AC input terminal Tx of the converter 2x can be reduced, the disturbance of the commercial AC power supply 1 can be suppressed.
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining a converter control unit included in control device 5 of power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the converter control unit includes voltage command generator 30, carrier wave generators 32 and 33, absolute value circuit 35, comparators COM4 and COM5, inverters I4 to I6, and amplifiers A1 to A6. And A6.
  • Voltage command generator 30 measures voltage Vx (VR, VS, VT) detected by voltage sensor 21, current Ix (IR, IS, IT) detected by current sensor 22x, and voltages V1 to V3 detected by voltage sensor 24. In response, voltage command values Vx * (VR *, VS *, VT *) corresponding to the R phase, T phase, and S phase, respectively, are generated. Voltage command value Vx * is a sine wave signal having the same frequency and phase as the AC voltage supplied from commercial AC power supply 1. In the examples of FIGS. 8 and 9, voltage command value Vx * has an amplitude substantially equal to + V.
  • the absolute value circuit 35 outputs the absolute value (
  • the absolute value circuit 35 is formed of, for example, a full wave rectification circuit.
  • the carrier generator 32 generates a triangular wave signal as the carrier CW1.
  • the carrier CW1 has a maximum value of + V and a minimum value of + V / 3, as shown in FIG.
  • the carrier generator 33 generates a triangular wave signal as the carrier CW2.
  • the carrier CW2 has a maximum value of + V / 3 and a minimum value of -V / 3.
  • the frequencies and phases of the carriers CW1 and CW2 are the same.
  • the comparator COM4 receives the absolute value of the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal (+ terminal), and receives the carrier CW1 at the inverting input terminal ( ⁇ terminal).
  • the comparator COM4 compares the absolute value of the voltage command value Vx * with the level of the carrier CW1, and outputs a signal indicating the comparison result. Specifically, comparator COM4 outputs a signal at H level when the absolute value of voltage command value Vx * is larger than carrier CW1, and when the absolute value of voltage command value Vx * is smaller than carrier CW1, L level Output the signal of
  • the amplifier A1 generates a gate signal of the IGBT element Q1x by amplifying the output signal of the comparator COM4.
  • the inverter I5 inverts the output signal of the comparator COM4 and outputs the inverted signal to the amplifier A2.
  • Amplifier A2 generates a gate signal of IGBT element Q2x by amplifying the output signal of inverter I5.
  • the IGBT element Q1x and the IGBT element Q2x are controlled on and off in a complementary manner.
  • the amplifier A6 generates a gate signal of the IGBT element Q6x by amplifying the output signal of the comparator COM4.
  • the inverter I4 inverts the output signal of the comparator COM4 and outputs the inverted signal to the amplifier A5.
  • the amplifier A5 generates a gate signal of the IGBT Q5x by amplifying the output signal of the inverter I4.
  • the IGBT element Q5x and the IGBT element Q6x are complementarily controlled on and off.
  • the gate signal of IGBT element Q1x and the gate signal of IGBT element Q6x are the same signal, and are a signal for driving IGBT element Q2x and a signal for driving IGBT element Q5x. Is the same signal. Thereby, IGBT elements Q1x and Q6x can be simultaneously and similarly switched. Also, the IGBT elements Q2x and Q5x can be simultaneously and similarly switched.
  • the comparator COM5 receives the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal and receives the carrier CW2 at the inverting input terminal.
  • the comparator COM5 compares the voltage command value Vx * with the carrier CW1 and outputs a signal indicating the comparison result.
  • the amplifier A3 generates a gate signal of the IGBT element Q3x by amplifying the output signal of the comparator COM5.
  • the inverter I6 inverts the output signal of the comparator COM5 and outputs the inverted signal to the amplifier A4.
  • Amplifier A4 generates a gate signal of IGBT element Q4x by amplifying the output signal of inverter I6.
  • the IGBT element Q3x and the IGBT element Q4x are complementarily controlled on and off.
  • FIGS. 8 and 9 are signal waveform diagrams for describing PWM control of converter 2 x by control device 5 of power conversion apparatus 100 according to the first embodiment.
  • a gate signal is applied to the gates of IGBT elements Q1x to Q6x.
  • FIG. 8 shows the waveforms of the absolute value
  • FIG. 9 shows waveforms of voltage command value Vx *, carrier wave CW2, and gate signals of IGBT elements Q3x and Q4x.
  • IGBT element Q3x is fixed in the on state and IGBT element Q4x is in the off state in state 1 as shown in FIGS. 8 and 9. Fixed, the IGBT elements Q1x, Q2x, Q5x, Q6x are switched between on and off. The IGBT elements Q1x and Q6x are simultaneously and similarly switched, and the IGBT elements Q2x and Q5x are simultaneously and similarly switched.
  • IGBT elements Q2x and Q5x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x and Q6x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q3x and Q4x are switched between on and off.
  • the IGBT element Q4x is fixed in the on state
  • the IGBT element Q3x is fixed in the off state
  • the IGBT elements Q1x, Q2x, Q5x, and Q6x are switched between on and off.
  • the IGBT elements Q1x and Q6x are simultaneously and similarly switched, and the IGBT elements Q2x and Q5x are simultaneously and similarly switched.
  • Table 2 shows switching control of the IGBT elements Q1x to Q6x realized by the converter control unit of FIG.
  • the inverter control unit can also be configured similarly to the converter control unit shown in FIG. That is, by switching and controlling the IGBT elements Q1x to Q6x in the inverter 3x according to Table 2, harmonic currents flowing to the AC output terminal Tx can be reduced.
  • the power converter in the power converter (converter and inverter) formed of the four level circuit, two IGBT elements out of six IGBT elements are complementarily When switching to the two DC terminals to which the two IGBT elements are respectively electrically connected, the polarity of the voltage is opposite and the two DC terminals having the same magnitude (absolute value) of voltage Simultaneously and similarly switch other two IGBT elements electrically connected to each other.
  • the harmonic current generated by the two IGBT elements can be canceled by the opposite phase harmonic current generated by the other two IGBT elements. Therefore, harmonic current can be suppressed.
  • the filter provided for harmonic suppression can be configured by a reactor with a small inductance value and a capacitor with a small capacity, the filter can be miniaturized.
  • the converter control unit according to the first embodiment receives gate signals of IGBT elements Q1x and Q2x. Since the gate signals of the IGBT elements Q5x and Q6x can be generated using a common carrier wave, the number of carrier wave generators incorporated in the control unit can be reduced. Thus, since the filter and the control device can be miniaturized, the entire power converter can be miniaturized.
  • the control of the power converter configured by the four level circuit has been described, but the switching control of the present invention is not limited to the four level circuit, and is configured by the 2N level circuit (N is an integer of 2 or more). It is possible to apply to the control of the power converter.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W in the power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention. Since converters 2R, 2S and 2T have the same configuration and inverters 3U, 3V and 3W have the same configuration, the configurations of converter 2R and inverter 3U will be representatively described.
  • Converter 2R and inverter 3U are both configured as a six level circuit, and include 10 IGBT elements and 10 diodes. Specifically, converter 2R includes IGBT elements Q1R to Q10R and diodes D1R to D10R. Inverter 3U includes IGBT elements Q1U to Q10U and diodes D1U to D10U. In the following, in order to describe the converter 2R and the inverter 3U collectively, the symbols R and U are collectively indicated as a symbol "x".
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x are connected in series between DC bus 13 and AC terminal Tx.
  • IGBT element Q2x is connected between a connection point of IGBT elements Q1x and Q3x and DC bus 14.
  • IGBT element Q4x is connected between a connection point of IGBT elements Q3x and Q5x and DC bus 15.
  • IGBT elements Q6x, Q8x, Q10x are connected in series between AC terminal Tx and DC bus bar 18.
  • IGBT element Q7x is connected between the connection point of IGBT elements Q6x and Q8x and DC bus 16.
  • IGBT element Q 9 x is connected between the connection point of IGBT elements Q 8 x and Q 10 x and DC bus 17.
  • the diodes D1x to D10x are connected in anti-parallel to the IGBT elements Q1x to Q10x, respectively.
  • the diodes D1x to D10x function as freewheeling diodes.
  • connection point of IGBTs Q5x, Q6x corresponds to AC input terminal Tx (TR, TS, TT).
  • AC input terminal Tx of converter 2x is connected to a corresponding AC line (R phase line RL, S phase line SL, T phase line TL) via reactor 12x (12R, 12S, 12T).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC output terminal
  • the connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC output terminal
  • the connection point T3 between the IGBT element Q4x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC output terminal”
  • the connection point T4 between the IGBT element Q7x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC output terminal”
  • the connection point T5 between the IGBT element Q9x and the DC bus 17 corresponds to the "fifth DC output terminal
  • the connection point T6 between the IGBT element Q10x and the DC bus 18 corresponds to the "sixth DC output terminal".
  • the converter 2x is configured to receive single-phase AC voltage at the AC input terminal Tx and output six levels of DC voltage to the first to sixth DC output terminals T1 to T6. For example, when the AC input terminal Tx is connected to the commercial AC power supply 1 having a peak of ⁇ V, the converter 2x outputs a DC voltage of about + V between the first DC output terminal T1 and the neutral point.
  • Converter 2x acts as a boost converter together with capacitor 11x and reactor 12x, and converts the AC voltage applied to AC line xL into six levels of quasi-square waves at AC input terminal Tx.
  • the voltage at AC input terminal Tx changes depending on the on / off state of IGBT elements Q1x-Q10x. If the instantaneous value of the AC voltage of the AC line xL is between the DC voltage (+ V) of the first DC output terminal T1 and the DC voltage (+3 V / 5) of the second DC output terminal T2, the AC input terminal The square wave at Tx switches between these values (+ V, +3 V / 5).
  • the on / off of IGBT elements Q1x to Q10x in converter 2x is controlled by a converter control unit included in control device 5.
  • the converter control unit is configured to control on / off of IGBT elements Q1x to Q6x in accordance with the current one of the five operation states in converter 2x.
  • FIG. 11 is a signal waveform diagram for explaining PWM control of converter 2 x by a conventional control device of a power conversion device.
  • a gate signal is applied to the gates of IGBT elements Q1x to Q10x, respectively.
  • FIG. 11 shows waveforms of voltage command value Vx *, carriers CW1 to CW5, and gate signals of IGBT elements Q1x to Q10x.
  • the first state (state 1) corresponds to the case where the AC voltage applied to AC line xL is larger than 3/5 of the voltage + V of first DC output terminal T1.
  • the second state (state 2) corresponds to the case where the AC voltage applied to the AC line xL is 3 ⁇ 5 or less of the voltage + V of the first DC output terminal T1 and 1 ⁇ 5 or more of the voltage + V.
  • the AC voltage applied to the AC line xL is 1/5 or less of the voltage + V of the first DC output terminal T1 and the voltage -V of the sixth DC output terminal T6. It corresponds to the case of 1/5 or more.
  • the AC voltage applied to the AC line xL is 1 ⁇ 5 or less of the voltage ⁇ V of the sixth DC output terminal T6 and 3 ⁇ 5 or more of the voltage ⁇ V
  • the fifth state (state 5) corresponds to the case where the AC voltage applied to the AC line xL is smaller than 3/5 of the voltage -V of the sixth DC output terminal T6.
  • the carrier CW1 has a maximum value of + V and a minimum value of +3 V / 5.
  • Carrier CW2 has a maximum value of +3 V / 5 and a minimum value of + V / 5.
  • the carrier CW3 has a maximum value of + V / 5 and a minimum value of -V / 5.
  • Carrier CW4 has a maximum value of -V / 5 and a minimum value of -3V / 5.
  • Carrier CW5 has a maximum value of -3V / 5 and a minimum value of -V.
  • Carriers CW1 to CW5 have the same frequency and phase.
  • Carrier waves CW1 to CW5 have a frequency that is an integral multiple (for example, 16 times) of voltage command value Vx *, and are signals synchronized with voltage command value Vx *.
  • IGBT elements Q3x, Q5x, Q7x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q4x, Q6x, Q8x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q1x and Q2x are turned off between on and off Replace.
  • IGBT elements Q2x, Q5x, Q7x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q6x, Q8x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q3x and Q4x are turned off between on and off Replace.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q7x, Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x, Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q5x and Q6x are turned off between on and off Replace.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q6x, Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x, Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q7x and Q8x are turned off between on and off Replace.
  • IGBT elements Q2x, Q7x, Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x, Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q9x and Q10x are switched between on and off.
  • Table 3 shows switching control of the IGBT elements Q1x to Q10x realized by the converter control unit in the conventional power conversion device.
  • the connection point of the IGBTs Q5x, Q6x corresponds to the AC output terminal Tx (TU, TV, TW).
  • the AC output terminal Tx of the inverter 3x is connected to the corresponding AC line (U-phase line UL, V-phase line VL, W-phase line WL).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC input terminal
  • the connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC input terminal
  • the connection point T3 between the IGBT element Q4x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC input terminal”
  • the connection point T4 between the IGBT element Q7x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC input terminal”
  • the connection point T5 between the IGBT element Q9x and the DC bus 17 corresponds to the "fifth DC input terminal”
  • the connection point T6 between the IGBT element Q10x and the DC bus 18 corresponds to the "sixth DC input terminal".
  • the inverter 3x is configured to receive six levels of DC voltage at the first to sixth DC input terminals T1 to T6 and output a single-phase AC voltage to the AC output terminal Tx.
  • the on / off of the IGBT elements Q1x to Q10x in the inverter 3x is controlled by an inverter control unit included in the control device.
  • the inverter control unit can operate the inverter 3x in five operating states.
  • the first state (state 1) corresponds to the case where the AC voltage applied to the AC line xL (UL, VL, WL) is larger than 3/5 of the voltage + V of the first DC input terminal T1.
  • the second state (state 2) corresponds to the case where the AC voltage applied to the AC line xL is 3 ⁇ 5 or less of the voltage + V of the first DC input terminal T1 and 1 ⁇ 5 or more of the voltage + V.
  • the AC voltage applied to the AC line xL is 1/5 or less of the voltage + V of the first DC input terminal T1 and the voltage -V of the sixth DC input terminal T6. It corresponds to the case of 1/5 or more.
  • the AC voltage applied to the AC line xL is 1 ⁇ 5 or less of the voltage ⁇ V of the sixth DC input terminal T6 and 3 ⁇ 5 or more of the voltage ⁇ V
  • the fifth state (state 5) corresponds to the case where the AC voltage applied to the AC line xL is smaller than 3/5 of the voltage -V of the sixth DC input terminal T6.
  • the inverter control unit controls switching of IGBT elements Q1x to Q10x according to Table 3 in each of state 1 to state 5.
  • IGBT elements Q3x, Q5x, Q7x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q4x, Q6x, Q8x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q1x and Q2x are on and off Switch between.
  • a square wave that switches between + V and +3 V / 5 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x, Q5x, Q7x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q6x, Q8x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q3x and Q4x are turned off between on and off Replace.
  • a square wave that switches between +3 V / 5 and + V / 5 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q7x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q8x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q5x and Q6x are turned off between on and off Replace.
  • a square wave that switches between + V / 5 and -V / 5 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q6x and Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x and Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q7x and Q8x are turned off between on and off Replace.
  • a square wave that switches between -V / 5 and -3V / 5 is output to the AC output terminal Tx.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q6x and Q8x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q5x and Q7x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q9x and Q10x are turned off between on and off Replace.
  • a square wave switching between -3V / 5 and -V is output to the AC output terminal Tx.
  • each of the converter control unit and the inverter control unit has 10 IGBTs in each of five states (state 1 to state 5) based on the voltage of AC line xL.
  • the two IGBT elements of the elements Q1x to Q10x are complementarily switched, and the remaining eight IGBT elements are fixed in either the on state or the off state. Therefore, in each state, harmonic current is generated by switching two IGBT elements complementarily.
  • FIG. 12 is a block diagram for explaining a converter control unit included in the control device of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the converter control unit includes voltage command generator 30, carrier wave generators 32, 33, 34, absolute value circuit 35, comparators COM6 to COM8, inverters I7 to I11, and an amplifier. A1 to A10 are included.
  • Voltage command generator 30 measures voltage Vx (VR, VS, VT) detected by voltage sensor 21, current Ix (IR, IS, IT) detected by current sensor 22x, and voltages V1 to V3 detected by voltage sensor 24. In response, voltage command values Vx * (VR *, VS *, VT *) corresponding to the R phase, T phase, and S phase, respectively, are generated. Voltage command value Vx * is a sine wave signal having the same frequency and phase as the AC voltage supplied from commercial AC power supply 1. In the examples of FIGS. 13 and 14, voltage command value Vx * has an amplitude substantially equal to + V.
  • the absolute value circuit 35 outputs the absolute value (
  • the absolute value circuit 35 is formed of, for example, a full wave rectification circuit.
  • the carrier generator 32 generates a triangular wave signal as the carrier CW1.
  • the carrier CW1 has a maximum value of + V and a minimum value of +3 V / 5, as shown in FIG.
  • the carrier generator 33 generates a triangular wave signal as the carrier CW2.
  • the carrier CW2 has a maximum value of +3 V / 5 and a minimum value of + V / 5.
  • the carrier generator 34 generates a triangular wave signal as the carrier CW3.
  • Carrier CW3 has a maximum value of + V / 5 and a minimum value of -V / 5, as shown in FIG.
  • the frequencies and phases of the carriers CW1, CW2, CW3 are the same.
  • Carrier waves CW1, CW2, CW3 have a frequency that is an integral multiple (for example, 16 times) of voltage command value Vx *, and are signals synchronized with voltage command value Vx *.
  • the comparator COM6 receives the absolute value (
  • the comparator COM6 compares the absolute value of the voltage command value Vx * with the level of the carrier CW1, and outputs a signal indicating the comparison result. Specifically, comparator COM6 outputs a signal at H level when the absolute value of voltage command value Vx * is larger than carrier CW1, and when the absolute value of voltage command value Vx * is smaller than carrier CW1, L level Output the signal of
  • the amplifier A1 generates a gate signal of the IGBT element Q1x by amplifying the output signal of the comparator COM6.
  • the inverter I8 inverts the output signal of the comparator COM6 and outputs it to the amplifier A2.
  • Amplifier A2 generates the gate signal of IGBT element Q2x by amplifying the output signal of inverter I8.
  • the IGBT element Q1x and the IGBT element Q2x are controlled on and off in a complementary manner.
  • Amplifier A10 generates a gate signal of IGBT element Q10 x by amplifying the output signal of comparator COM6.
  • the inverter I7 inverts the output signal of the comparator COM6 and outputs the inverted signal to the amplifier A9.
  • the amplifier A9 generates a gate signal of the IGBT Q9x by amplifying the output signal of the inverter I7.
  • the IGBT element Q9x and the IGBT element Q10x are controlled on and off in a complementary manner.
  • the gate signal of IGBT element Q1x and the gate signal of IGBT element Q10x are the same signal, and the gate signal of IGBT element Q2x and the gate signal of IGBT element Q9x are the same signal. is there. Thereby, IGBT elements Q1x and Q10x can be simultaneously and similarly switched. Also, the IGBT elements Q2x and Q9x can be simultaneously and similarly switched.
  • the comparator COM7 receives the absolute value of the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal, and receives the carrier CW2 at the inverting input terminal.
  • the comparator COM7 compares the absolute value of the voltage command value Vx * with the level of the carrier CW2, and outputs a signal indicating the comparison result.
  • the amplifier A3 generates a gate signal of the IGBT element Q3x by amplifying the output signal of the comparator COM7.
  • the inverter I10 inverts the output signal of the comparator COM7 and outputs the inverted signal to the amplifier A4.
  • Amplifier A4 generates a gate signal of IGBT element Q4x by amplifying the output signal of inverter I10.
  • the IGBT element Q3x and the IGBT element Q4x are complementarily controlled on and off.
  • the amplifier A8 generates a gate signal of the IGBT element Q8x by amplifying the output signal of the comparator COM7.
  • the inverter I9 inverts the output signal of the comparator COM7 and outputs the inverted signal to the amplifier A7.
  • the amplifier A7 generates a gate signal of the IGBT Q7x by amplifying the output signal of the inverter I9.
  • the IGBT element Q7x and the IGBT element Q8x are complementarily controlled on and off.
  • the gate signal of the IGBT element Q3x and the gate signal of the IGBT element Q8x are the same signal, and the gate signal of the IGBT element Q4x and the gate signal of the IGBT element Q7x are the same signal. Therefore, IGBT elements Q3x and Q8x can be simultaneously and similarly switched, and IGBT elements Q4x and Q7x can be simultaneously and similarly switched.
  • the comparator COM8 receives the voltage command value Vx * at the non-inverting input terminal and receives the carrier CW3 at the inverting input terminal.
  • the comparator COM8 compares the voltage command value Vx * with the carrier CW3 and outputs a signal indicating the comparison result.
  • Amplifier A5 generates a gate signal of IGBT element Q5x by amplifying the output signal of comparator COM8.
  • the inverter I11 inverts the output signal of the comparator COM8 and outputs the inverted signal to the amplifier A6.
  • Amplifier A6 generates a gate signal of IGBT element Q6x by amplifying the output signal of inverter I11.
  • the IGBT element Q5x and the IGBT element Q6x are complementarily controlled on and off.
  • FIG. 13 and FIG. 14 are signal waveform diagrams for explaining PWM control of converter 2 x by control device 5 of the power conversion device according to the second embodiment.
  • a gate signal is applied to the gates of IGBT elements Q1x to Q10x, respectively.
  • FIG. 13 shows waveforms of the absolute value
  • FIG. 14 shows waveforms of voltage command value Vx *, carrier wave CW3, and gate signals of IGBT elements Q5x and Q6x.
  • IGBT elements Q3x, Q5x and Q8x are fixed in the on state and IGBT elements Q4x, Q6x and Q7x are in the off state by controlling converter 2x by the converter control unit shown in FIG. Fixed, the IGBT elements Q1x, Q2x, Q9x, Q10x are switched between on and off. The IGBT elements Q1x and Q10x are simultaneously and similarly switched, and the IGBT elements Q2x and Q9x are simultaneously and similarly switched.
  • IGBT elements Q2x, Q5x, Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q6x, Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q3x, Q4x, Q7x, Q8x are turned on and off Switch between.
  • the IGBT elements Q3x and Q8x are simultaneously and similarly switched, and the IGBT elements Q4x and Q7x are simultaneously and similarly switched.
  • IGBT elements Q2x, Q4x, Q7x, Q9x are fixed in the on state
  • IGBT elements Q1x, Q3x, Q8x, Q10x are fixed in the off state
  • IGBT elements Q5x, Q6x are turned off between on and off Replace.
  • Table 4 shows switching control of the IGBT elements Q1x to Q6x realized by the converter control unit in the power conversion device according to the second embodiment.
  • the inverter control unit can also be configured the same as the converter control unit shown in FIG. That is, switching of IGBT elements Q1x to Q10x in inverter 3x can be controlled according to Table 4.
  • IGBT elements Q1x and IGBT elements Q10x have opposite voltages with respect to the neutral point, and equal voltage magnitudes (absolute values).
  • the DC terminals T1 and T6 are respectively connected.
  • the IGBT element Q2x and the IGBT element Q9x are connected to DC terminals T2 and T5 of opposite polarity of voltage with respect to the neutral point and equal in voltage magnitude. Therefore, changes in voltage and current when switching IGBT elements Q1x and Q2x complementarily are in reverse phase to changes in voltage and current when switching IGBT elements Q9x and Q10x complementarily.
  • harmonic currents generated by switching can be mutually offset. .
  • IGBT elements Q3x and IGBT elements Q8x are electrically connected to DC terminals (T1 or T2) and (T5 or T6) of opposite polarity to the neutral point and equal in voltage magnitude, respectively ing.
  • the IGBT element Q4x and the IGBT element Q7x are connected to DC terminals T3 and T4, respectively, which have opposite voltages with respect to the neutral point and equal voltage magnitudes. Therefore, changes in voltage and current when switching IGBT elements Q3x and Q4x complementarily are in reverse phase to changes in voltage and current when switching IGBT elements Q7x and Q8x complementarily.
  • harmonic currents generated by switching can be mutually offset. .
  • FIG. 15 is a circuit diagram illustrating in detail the configurations of converters 2R, 2S, 2T and inverters 3U, 3V, 3W in a power conversion device according to a modification of the second embodiment of the present invention. Since converters 2R, 2S and 2T have the same configuration and inverters 3U, 3V and 3W have the same configuration, the configurations of converter 2R and inverter 3U will be representatively described.
  • Converter 2R and inverter 3U are configured as a six level circuit.
  • Converter 2R includes IGBT elements Q1R to Q10R and diodes D1R to D10R.
  • Inverter 3U includes IGBT elements Q1U to Q10U and diodes D1U to D10U.
  • the symbols R and U are collectively indicated as a symbol "x".
  • IGBT elements Q1x and Q5x are connected in series between DC bus 13 and AC terminal Tx.
  • IGBT element Q4x is connected between a connection point of IGBT elements Q1x and Q5x and DC bus 15.
  • IGBT elements Q2x and Q3x are connected in series between the connection point of IGBT elements Q1x and Q5x and DC bus 14.
  • the emitter of IGBT element 2x is connected to the connection point of IGBT elements Q1x and Q5x, and the collector is connected to the collector of IGBT element Q2x.
  • the emitter of IGBT element Q2x is connected to DC bus 14.
  • IGBT elements Q6x and Q10x are connected in series between AC terminal Tx and DC bus bar 18.
  • IGBT element Q7x is connected between a connection point of IGBT elements Q6x and Q10x and DC bus 16.
  • IGBT elements Q8x and Q9x are connected in series between the connection point of IGBT elements Q6x and Q10x and DC bus bar 17.
  • the emitter of IGBT element 8x is connected to the connection point of IGBT elements Q6x and Q10x, and the collector is connected to the collector of IGBT element Q9x.
  • the emitter of IGBT element Q9x is connected to DC bus 17.
  • the diodes D1x to D10x are connected in anti-parallel to the IGBT elements Q1x to Q10x, respectively.
  • the diodes D1x to D10x function as freewheeling diodes.
  • connection point of IGBTs Q5x, Q6x corresponds to AC input terminal Tx (TR, TS, TT).
  • AC input terminal Tx of converter 2x is connected to corresponding AC line xL (R phase line RL, S phase line SL, T phase line TL) via reactor 12x (12R, 12S, 12T).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC output terminal
  • the connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC output terminal
  • the connection point T3 between the IGBT element Q4x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC output terminal”
  • the connection point T4 between the IGBT element Q7x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC output terminal”
  • the connection point T5 between the IGBT element Q9x and the DC bus 17 corresponds to the "fifth DC output terminal
  • the connection point T6 between the IGBT element Q10x and the DC bus 18 corresponds to the "sixth DC output terminal".
  • inverter 3x (3U, 3V, 3W)
  • the connection point of IGBTs Q5x, Q6x corresponds to AC output terminal Tx (TU, TV, TW).
  • AC output terminal Tx of inverter 3x is connected to corresponding AC line xL (U-phase line UL, V-phase line VL, W-phase line WL) via reactor 17x (17U, 17V, 17W).
  • connection point T1 between the IGBT element Q1x and the DC bus 13 corresponds to the "first DC input terminal
  • the connection point T2 between the IGBT element Q2x and the DC bus 14 corresponds to the "second DC input terminal
  • the connection point T3 between the IGBT element Q4x and the DC bus 15 corresponds to the "third DC input terminal”
  • the connection point T4 between the IGBT element Q7x and the DC bus 16 corresponds to the "fourth DC input terminal”
  • the connection point T5 between the IGBT element Q9x and the DC bus 17 corresponds to the "fifth DC input terminal”
  • the connection point T6 between the IGBT element Q10x and the DC bus 18 corresponds to the "sixth DC input terminal".
  • Switching of IGBT elements Q1x to Q10x in converter 2x and inverter 3x is controlled by a converter control unit and inverter control included in control device 5, respectively.
  • Each control unit is configured to control switching of IGBT elements Q1x to Q10x in accordance with the current one of the five operation states (state 1 to state 5) shown in FIG. Switching control of the IGBT elements Q1x to Q10x can be performed according to Table 4.
  • IGBT elements Q 1 x and IGBT elements Q 10 x have DC terminals T 1, T 6 having opposite polarity with respect to the neutral point and equal voltage magnitudes. Connected to each other.
  • the IGBT element Q2x and the IGBT element Q9x are connected to DC terminals T2 and T5 of opposite polarity of voltage with respect to the neutral point and equal in voltage magnitude. Therefore, by switching the IGBT elements Q1x and Q10x simultaneously and in the same manner, and switching the IGBT elements Q2x and Q9x simultaneously and in the same manner, harmonic currents generated by the switching can be canceled each other.
  • IGBT elements Q3x and IGBT elements Q8x are electrically connected to DC terminals T2 and T5 of opposite polarity of voltage with respect to the neutral point and equal in voltage magnitude.
  • the IGBT element Q4x and the IGBT element Q7x are connected to DC terminals T3 and T4, respectively, which have opposite voltages with respect to the neutral point and equal voltage magnitudes. Therefore, by switching the IGBT elements Q3x and Q8x simultaneously and in the same manner and switching the IGBT elements Q4x and Q7x simultaneously and in the same manner, harmonic currents generated by the switching can be canceled each other.
  • control of the converter and the inverter in the power conversion device according to the first and second embodiments of the present invention described above can be generalized to control of a power converter having 2N (N is an integer of 2 or more) level circuits. .
  • the power converter that performs power conversion between the first to second N direct current terminals T1 to T2N and the alternating current terminal Tx includes the first to fourth switching elements.
  • the first switching element is electrically connected to the I (1 ⁇ I ⁇ N ⁇ 1) DC terminal TI.
  • the second switching element is electrically connected between the first switching element and the (I + 1) th DC terminal T (I + 1).
  • the third switching element is electrically connected to the Kth (N + 1 ⁇ K ⁇ 2N ⁇ 1) DC terminal TK.
  • the fourth switching element is electrically connected between the third switching element and the (K + 1) th DC terminal T (K + 1).
  • the voltage (Ith voltage) of the Ith DC terminal TI and the voltage (Kth + 1 voltage) of the (K + 1) th DC terminal have equal absolute values and opposite polarities to each other.
  • the absolute value of the (I + 1) th DC terminal T (I + 1) (the (I + 1)) voltage and the Kth DC terminal (the Kth voltage) are equal in absolute value and opposite to each other.
  • the first and fourth switching elements are electrically connected to the direct current terminals TI and T (K + 1) whose voltages have opposite polarities and equal voltage magnitudes, respectively.
  • the second and third switching elements are electrically connected to DC terminals T (I + 1) and TK, which have opposite voltage polarities and equal voltage magnitudes.
  • the control device complementarily switches the first and second switching elements when generating a square wave on the AC terminal Tx switching between the first voltage and the (I + 1) th voltage. At this time, the control device switches the fourth switching element simultaneously and similarly with the first switching element, and switches the third switching element simultaneously and similarly with the second switching element.
  • the control device complementarily switches the third and fourth switching elements when generating a square wave on the AC terminal Tx which switches between the Kth voltage and the (K + 1) th voltage. At this time, the control device switches the first switching element simultaneously and similarly with the fourth switching element, and switches the second switching element simultaneously and similarly with the third switching element.
  • a three-phase AC power supply is shown as the commercial AC power supply 1, but the commercial AC power supply 1 may be a single-phase AC power supply.

Abstract

電力変換器において、第１のスイッチング素子は、第Ｉ（１≦Ｉ≦Ｎ－１）の直流端子に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第Ｋ（Ｎ＋１≦Ｋ≦２Ｎ－１）の直流端子に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第（Ｉ＋１）の電圧と第Ｋの電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第Ｉの電圧と第（Ｋ＋１）の電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングする場合、制御装置は、第４のスイッチング素子を第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第３のスイッチング素子を第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。

Description

電力変換装置
　この発明は、マルチレベル回路を有する電力変換装置に関する。
　無停電電源装置などに用いられる電力変換装置として、マルチレベル回路が広く用いられている。たとえば、国際公開第２００８／１０３６９６号（特許文献１）には、三相交流電圧を４値の直流電圧に変換する４レベルコンバータと、４値の直流電圧を三相交流電圧に変換する４レベルインバータとを備えた無停電電源装置が開示されている。
国際公開第２００８／１０３６９６号
　上記の電力変換装置においては、マルチレベル回路を構成する半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulator）制御が適用されている。一般的なＰＷＭ制御では、電圧指令値と搬送波との電圧比較に従って、マルチレベル回路に含まれる半導体スイッチング素子のスイッチングを制御する。
　上記のスイッチング制御により電力変換器から出力される電圧波形には高調波成分が含まれるため、電力変換器から高調波電流が流出する。高調波電流は、電力変換器に電気的に接続される負荷を誤動作させる、負荷における損失を増大させるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。また、高調波電流は、電力変換器に電気的に接続される商用交流電源を擾乱させる可能性がある。
　高調波電流を抑制するため、電力変換装置においては、一般的に、電力変換器と負荷または商用交流電源との間に、リアクトルおよびコンデンサからなるフィルタが設けられている。しかしながら、高調波電流が大きくなるに従って、インダクタンス値の大きいリアクトルおよび容量値の大きいコンデンサを用いる必要が生じるため、電力変換装置全体が大型化および重量化することが懸念される。
　この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであって、その目的は、マルチレベル回路を有する電力変換装置において、簡素化された構成で高調波電流の抑制を実現することである。
　本発明のある局面に従うと、電力変換装置は、電力変換器と、電力変換器を制御する制御装置とを備える。電力変換器は、第１から第２Ｎ（Ｎは２以上の整数）の電圧をそれぞれ受ける第１から第２Ｎの直流端子と、交流端子との間で電力変換を行なうように構成される。電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子を含む。第１のスイッチング素子は、第Ｉ（Ｉは１以上Ｎ－１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第Ｋ（ＫはＮ＋１以上２Ｎ－１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第（Ｉ＋１）の電圧と第Ｋの電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第Ｉの電圧と第（Ｋ＋１）の電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第Ｉの電圧および第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子に発生させる場合、制御装置は、第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、第４のスイッチング素子を第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第３のスイッチング素子を第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。
　この発明によれば、マルチレベル回路を有する電力変換装置において、簡素化された構成で高調波電流の抑制を実現することである。
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 コンバータおよびインバータの交流端子に現れる電圧を説明するための信号波形図である。 従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置によるインバータの制御を説明するための図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。
　以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
　［実施の形態１］
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。電力変換装置１００は、代表的には無停電電源装置に適用される。
　図１を参照して、電力変換装置１００は、入力フィルタ６と、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔと、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗと、出力フィルタ７と、制御装置５と、直流母線１３～１６と、コンデンサＣ１～Ｃ３と、電流センサ２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔと、電圧センサ２１，２３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬと、Ｕ相ラインＵＬと、Ｖ相ラインＶＬと、Ｗ相ラインＷＬとを備える。
　入力フィルタ６は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ６は、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔおよびリアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔにより構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
　コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは、商用交流電源１から入力フィルタ６を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは、その直流電力を直流母線１３～１６を介してインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗにそれぞれ供給する。具体的には、コンバータ２Ｒは、Ｒ相ラインＲＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｒおよびリアクトル１２Ｒ）を介して供給されるＲ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｒは、その直流電力を直流母線１３～１６を介してインバータ３Ｕに供給する。コンバータ２Ｓは、Ｓ相ラインＳＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｓおよびリアクトル１２Ｓ）を介して供給されるＳ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｓは、その直流電力を直流母線１３～１６を介してインバータ３Ｖに供給する。コンバータ２Ｔは、Ｔ相ラインＴＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｔおよびリアクトル１２Ｔ）を介して供給されるＴ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｔは、その直流電力を直流母線１３～１６を介してインバータ３Ｗに供給する。
　コンデンサＣ１～Ｃ３は、直流母線１３および直流母線１６の間に直列に接続されて、直流母線１３および直流母線１６の間の電圧を平滑化する。コンデンサＣ１およびＣ２の接続点には直流母線１４が接続される。コンデンサＣ２およびＣ３の接続点には直流母線１５が接続される。
　インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは，コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔから供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗからの交流電力は出力フィルタ７を介して負荷４に供給される。出力フィルタ７は、リアクトル１７Ｕ，１７Ｖ、７Ｗおよびコンデンサ１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗにより構成された三相のＬＣフィルタ回路である。具体的には、インバータ３Ｕは、コンバータ２Ｒから供給される直流電力をＵ相電力に変換する。Ｕ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｕおよびコンデンサ１８Ｕ）およびＵ相ラインＵＬを介して負荷４に供給される。インバータ３Ｖは、コンバータ２Ｓから供給される直流電力をＶ相電力に変換する。Ｖ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｖおよびコンデンサ１８Ｖ）およびＶ相ラインＶＬを介して負荷４に供給される。インバータ３Ｗは、コンバータ２Ｔから供給される直流電力をＷ相電力に変換する。Ｗ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｗおよびコンデンサ１８Ｗ）およびＷ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。
　電圧センサ２１は、Ｒ相ラインＲＬの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインＳＬの電圧ＶＳ、Ｔ相ラインＴＬの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号を制御装置５に出力する。電圧センサ２３は、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶＵ、Ｖ相ラインＶＬの電圧ＶＶ、Ｗ相ラインＷＬの電圧ＶＷを検出し、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを示す信号を制御装置５に出力する。電圧センサ２４は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｅ１、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｅ２、コンデンサＣ３の両端の電圧Ｅ３を示す信号を制御装置５に出力する。
　電流センサ２２Ｒは、Ｒ相ラインＲＬの電流ＩＲを検出し、電流ＩＲを示す信号を制御装置５に出力する。電流センサ２２Ｓは、Ｓ相ラインＳＬの電流ＩＳを検出し、電流ＩＳを示す信号を制御装置５に出力する。電流センサ２２Ｔは、Ｔ相ラインＴＬの電流ＩＴを検出し、電流ＩＴを示す信号を制御装置５に出力する。
　制御装置５は、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作を制御する。具体的には、制御装置５は、電圧ＶＲ、ＶＳ，ＶＴの位相に同期してコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを制御する。
　後に詳細に説明するが、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお、本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）が用いられる。
　また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse　Width　Modulator）制御を適用することができる。制御装置５は、電圧センサ２１からの三相電圧信号、電流センサ２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔからの三相電流信号、電圧センサ２４が検出したＥ１～Ｅ３を示す信号、電圧センサ２３からの三相電圧信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
　図２は、図１に示したコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。
　コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも４レベル回路として構成され、６つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ６ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ６Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ６ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ６Ｕとを含む。
　以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘの接続点と直流母線１４の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１６の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子５ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘの接続点と直流母線１５の間に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ６ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ６ｘは還流ダイオードとして機能する。
　コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応する。
　コンバータ２ｘは、交流入力端子Ｔｘに単相の交流電圧を受け、第１から第４の直流出力端子Ｔ１～Ｔ４に４レベルの直流電圧を出力するように構成されている。例えば、交流入力端子Ｔｘが、ピークが±Ｖの商用交流電源１に接続されている場合、コンバータ２ｘは、第１の直流出力端子Ｔ１と中性点（商用交流電源１の中性点または接地点）との間に約＋Ｖの直流電圧を出力し、第２の直流出力端子Ｔ２と中性点との間に約＋Ｖ／３の直流電圧を出力し、第３の直流出力端子Ｔ３と中性点との間に約－Ｖ／３の直流電圧を出力し、第４の直流出力端子Ｔ４と中性点との間に約－Ｖの直流電圧を出力する。すなわち、コンバータ２ｘは、直流出力端子Ｔ１およびＴ２間（電圧Ｖ１）、直流出力端子Ｔ２およびＴ３間（電圧Ｖ２）、および直流出力端子Ｔ３およびＴ４間（電圧Ｖ３）の各々に約２Ｖ／３の電圧を出力するように構成されている（Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝２Ｖ／３）。
　コンバータ２ｘは、コンデンサ１１ｘおよびリアクトル１２ｘとともに昇圧コンバータとして作用し、交流ラインｘＬに与えられた交流電圧を、交流入力端子Ｔｘにおいて４レベルの準方形波に変換する。交流入力端子Ｔｘにおける電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのオンオフ状態によって変化する。図３に示すように、交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第１の直流出力端子Ｔ１の直流電圧（＋Ｖ）と第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋Ｖ／３）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ，＋Ｖ／３）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋Ｖ／３）と第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（－Ｖ／３）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ／３，－Ｖ／３）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（－Ｖ／３）と第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（－Ｖ）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（－Ｖ／３，－Ｖ）の間で切替わる。
　コンバータ２ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチングは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部により制御される。コンバータ制御部は、コンバータ２ｘにおける３つの動作状態のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチングを制御するように構成されている。
　以下では、まず、図４から図６を用いて、従来の電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御とその課題について説明する。次に、本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御について説明する。
　図４は、従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図４には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ１～ＣＷ３および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。
　図４を参照して、コンバータ２ｘは、３つの状態で動作する。第１の状態（以下、状態１とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３より大きい場合に対応する。第２の状態（以下、状態２とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３以下、かつ、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧－Ｖの１／３以上である場合に対応する。第３の状態（以下、状態３とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧－Ｖの１／３より小さい場合に対応する。
　図５は、従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）の制御部を説明するブロック図である。図５を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２～３４と、比較器ＣＯＭ１～ＣＯＭ３と、反転器Ｉ１～Ｉ３と、増幅器Ａ１～Ａ６とを含む。
　電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１～Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図４の例では、電圧指令値Ｖｘは＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。
　搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図４に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋Ｖ／３である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、最大値が＋Ｖ／３であり、最小値が－Ｖ／３である。搬送波発生器３４は、搬送波ＣＷ３として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ３は、最大値が－Ｖ／３であり、最小値が－Ｖである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有しており、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。
　比較器ＣＯＭ１は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（－端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ１は、電圧指令値Ｖｘ＊が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌ（論理ロー）レベルの信号を出力する。
　増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘを駆動するためのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘの各々は、Ｈレベルのゲート信号によりオン（導通）され、Ｌレベルのゲート信号によりオフ（非導通）される。
　反転器Ｉ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御される。なお、本願明細書において、「相補的」とは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘのオンオフ状態が完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点からＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘのオンオフ状態の遷移タイミングに所定の遅延（いわゆるデッドタイム）が与えられている場合を含むこととする。
　比較器ＣＯＭ２は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ２は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ２は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ２の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。
　比較器ＣＯＭ３は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ３を受ける。比較器ＣＯＭ３は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ３の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ５は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ３は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を反転して増幅器Ａ６に出力する。増幅器Ａ６は、反転器Ｉ３の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御される。
　上記構成を有するコンバータ制御部によってコンバータ２が制御されることにより、図４に示されるように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。従来の電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表１に示す。なお、表１において、「ＳＷ」はＩＧＢＴ素子がスイッチングすることを表し、「ＯＮ」はＩＧＢＴ素子がオン状態に固定されていることを表し、「ＯＦＦ」はＩＧＢＴ素子がオフ状態に固定されていることを表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　次に、従来の電力変換装置の制御装置にて実行されるインバータの制御について説明する。
　図２に戻って、インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは対応する交流ラインｘＬ（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応する。
　インバータ３ｘは、第１から第４の直流入力端子Ｔ１～Ｔ４に４レベルの直流電圧を受け、交流出力端子Ｔｘに単相の交流電圧を出力するように構成される。インバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチングは、制御装置に含まれるインバータ制御部により制御される。
　制御装置に含まれるインバータ制御部は、図５に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。ただし、インバータ制御部において、電圧指令発生器は、電圧センサ２３が検出した電圧Ｖｘ（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）、および電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１～Ｖ３を受けて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊）を生成する。電圧指令発生器は、負荷４に所望の周波数および振幅を有する交流電圧が供給されるように、電圧指令値Ｖｘ＊を生成する。
　インバータ制御部は、インバータ３ｘを３つの動作状態で動作させることができる。図４に示すように、第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬ（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）に与えられる電圧が第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３以下、かつ、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧－Ｖの１／３以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第４の直流入力端子Ｔ４の電圧－Ｖの１／３より小さい場合に対応する。
　図３および図４に示すように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態１では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖと＋Ｖ／３との間で切替わる方形波が出力される。
　状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態２では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖ／３と－Ｖ／３との間で切替わる方形波が出力される。
　状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態３では、交流出力端子Ｔｘに、－Ｖ／３と－Ｖとの間で切替わる方形波が出力される。すなわち、従来の電力変換装置において、インバータ制御部は、表１に示されるスイッチング制御を実行する。
　以上説明したように、従来の電力変換装置において、コンバータ制御部およびインバータ制御部の各々は、交流ラインｘＬの電圧に基づいた３つの状態（状態１、状態２、状態３）の各々において、６つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするとともに、残り４つのＩＧＢＴ素子をオン状態およびオフ状態のいずれかに固定するように構成されている。
　しかしながら、上述した３つの状態の各々においては、２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、高調波電流が発生する。高調波電流は、基準周波数の整数倍の周波数を有しており、基準周波数の正弦波電流（基本波電流）に重畳されて交流端子Ｔｘに流出される。
　図６には、状態１におけるインバータ３ｘの動作が模式的に示されている。表１で示したように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングすることにより、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖと＋Ｖ／３との間で切替わる方形波を出力することができる。具体的には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオンであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオフであるときに、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖの電圧が出力される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオフであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオンであるときに、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖ／３の電圧が出力される。
　ここで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンすると、直流入力端子Ｔ１と交流出力端子Ｔｘとの間に電流が流れる。この電流は、基本波電流に高調波電流が重畳された電流となる。ＩＧＢＴ素子Ｑ３はオン状態に固定されているため、図中に矢印Ａ１，Ａ２で示すように、基本波電流および高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘを経由して交流出力端子Ｔｘに流れる。高調波電流は、交流出力端子Ｔｘに電気的に接続される負荷４を振動させる、負荷４における損失を増大させるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。なお、コンバータ２ｘにおいて、高調波電流は、交流入力端子Ｔｘに電気的に接続される商用交流電源１を擾乱させる可能性がある。
　そこで、本実施の形態１に係る電力変換装置において、制御装置５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘを、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時にオンし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時にオフする。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時にオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時にオフする。すなわち、制御装置５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘを相補的にスイッチングするとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時かつ同様にスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時かつ同様にスイッチングする。本願明細書において「同時かつ同様」とは、２つのＩＧＢＴ素子を同じタイミングでオンし、同じタイミングでオフすることを意味する。
　図６の例では、状態１において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンするときにＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘをオンするときにＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオンする。
　ここで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい直流端子Ｔ１，Ｔ４にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ３にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオンであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオフであるとき、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖの電圧を出力するように電流が流れる。このとき、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオフすると、直流入力端子Ｔ４と交流出力端子ＴＸとの間には、交流出力端子Ｔｘに－Ｖの電圧を出力するように電流が流れることとなる。この電流は基本波電流に高調波電流が重畳された電流となる。
　ただし、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘはオフ状態に固定されているため、図中に矢印Ｂ１，Ｂ２で示すように、基本波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘが有する寄生容量Ｃｐによって遮断され、交流出力端子Ｔｘには流れない。一方、高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘの寄生容量Ｃｐを通って交流出力端子Ｔｘに流れる。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流と同じ大きさであって、逆位相の電流となる。したがって、交流出力端子Ｔｘに流出されるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流を、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流によって相殺することができる。この結果、基本波電流に干渉することなく、高調波電流を抑制することができる。
　なお、図示は省略するが、状態３においては、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘを相補的にスイッチングすることにより、交流出力端子Ｔｘに－Ｖ／３と－Ｖとの間で切替わる方形波を出力することができる。状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオンするときに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘをオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンするときに、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンする。このようにすると、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流を、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流によって相殺することができる。この結果、基本波電流に干渉することなく、高調波電流を抑制することができる。
　上述したＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチング制御は、コンバータ２ｘにおける制御にも適用することができる。これによると、コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘに流れる高調波電流を低減できるため、商用交流電源１の擾乱を抑制することができる。
　次に、図７から図９を参照して、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部について説明する。
　図７は、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。図７を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２，３３と、絶対値回路３５と、比較器ＣＯＭ４，ＣＯＭ５と、反転器Ｉ４～Ｉ６と、増幅器Ａ１～Ａ６とを含む。
　電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１～Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図８および図９の例では、電圧指令値Ｖｘ＊は＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。
　絶対値回路３５は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を出力する。絶対値回路３５は、例えば全波整流回路により構成される。
　搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図８に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋Ｖ／３である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、図９に示されるように、最大値が＋Ｖ／３であり、最小値が－Ｖ／３である。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の周波数および位相は同じである。
　比較器ＣＯＭ４は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値を受け、反転入力端子（－端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ４は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ４は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈレベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌレベルの信号を出力する。
　増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ５は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ５の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。
　増幅器Ａ６は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ４は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転して増幅器Ａ５に出力する。増幅器Ａ５は、反転器Ｉ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ５ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。
　図７に示されるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘを駆動するための信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを駆動するための信号とは同一の信号である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。
　比較器ＣＯＭ５は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ５は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ５の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ６は、比較器ＣＯＭ５の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。
　図８および図９は、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図８には、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値｜Ｖｘ＊｜、搬送波ＣＷ１および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。図９には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ２および、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘのゲート信号の波形が示されている。
　図７に示したコンバータ制御部によってコンバータ２ｘが制御されることにより、図８および図９に示されるように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘが同時かつ同様にスイッチングされる。
　状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。
　状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘが同時かつ同様にスイッチングされる。図７のコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　なお、図示は省略するが、インバータ制御部も図７に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。すなわち、表２に従ってインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘをスイッチング制御することにより、交流出力端子Ｔｘに流出する高調波電流を低減することができる。
　以上説明したように、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、４レベル回路で構成された電力変換器（コンバータおよびインバータ）において、６つのＩＧＢＴ素子のうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、該２つのＩＧＢＴ素子がそれぞれ電気的に接続される２つの直流端子とは、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい２つの直流端子にそれぞれ電気的に接続されている別の２つのＩＧＢＴ素子を同時かつ同様にスイッチングする。これにより、該２つのＩＧＢＴ素子が発生する高調波電流を、別の２つのＩＧＢＴ素子が発生する逆位相の高調波電流で相殺することができる。よって、高調波電流を抑制することができる。
　これによると、高調波抑制のために設けられているフィルタを、インダクタンス値の小さいリアクトルおよび容量の小さいコンデンサで構成することができるため、フィルタを小型化することができる。
　また、図５に示す従来のコンバータ制御部と、図７に示す本実施の形態１のコンバータ制御部とを比較すると、本実施の形態１のコンバータ制御部では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号を共通の搬送波を用いて生成することができるため、制御部に内蔵される搬送波発生器の数を減らすことができる。このように、フィルタおよび制御装置を小型化できるため、電力変換装置全体を小型化することができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態１では、４レベル回路で構成された電力変換器の制御について説明したが、本発明のスイッチング制御は、４レベル回路に限らず、２Ｎレベル（Ｎは２以上の整数）回路で構成された電力変換器の制御に対して適用することが可能である。
　実施の形態２では、６レベル回路で構成された電力変換器の制御について説明する。なお、実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成は、図１に示した電力変換装置１００の全体構成と同じであるため、詳細な説明は繰返さない。
　図１０は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。なお、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。
　コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも６レベル回路として構成され、１０個のＩＧＢＴ素子と１０個のダイオードとを含む。詳細には、コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ１０ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ１０Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ１０ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ１０Ｕとを含む。以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘの接続点と直流母線１４の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１５との間に接続される。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１８の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘの接続点と直流母線１６との間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１７との間に接続される。
　ダイオードＤ１ｘ～Ｄ１０ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ１０ｘは還流ダイオードとして機能する。
　コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ライン（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流出力端子」に対応する。
　コンバータ２ｘは、交流入力端子Ｔｘに単相の交流電圧を受け、第１から第６の直流出力端子Ｔ１～Ｔ６に６レベルの直流電圧を出力するように構成されている。例えば、交流入力端子Ｔｘが、ピークが±Ｖの商用交流電源１に接続されている場合、コンバータ２ｘは、第１の直流出力端子Ｔ１と中性点との間に約＋Ｖの直流電圧を出力し、第２の直流出力端子Ｔ２と中性点との間に約＋３Ｖ／５の直流電圧を出力し、第３の直流出力端子Ｔ３と中性点との間に約＋Ｖ／５の直流電圧を出力し、第４の直流出力端子Ｔ４と中性点との間に約－Ｖ／５の直流電圧を出力し、第５の直流出力端子Ｔ５と中性点との間に約－３Ｖ／５の直流電圧を出力し、第６の直流出力端子Ｔ６と中性点との間に約－Ｖの直流電圧を出力する。すなわち、コンバータ２ｘは、直流出力端子Ｔ１およびＴ２間（電圧Ｖ１）、直流出力端子Ｔ２およびＴ３間（電圧Ｖ２）、直流出力端子Ｔ３およびＴ４間（電圧Ｖ３）、直流出力端子Ｔ４およびＴ５間（電圧Ｖ４）、および直流出力端子Ｔ５およびＴ６間（電圧Ｖ５）の各々に約２Ｖ／５の電圧を出力するように構成されている（Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝Ｖ４＝Ｖ５＝２Ｖ／５）。
　コンバータ２ｘは、コンデンサ１１ｘおよびリアクトル１２ｘとともに昇圧コンバータとして作用し、交流ラインｘＬに与えられた交流電圧を、交流入力端子Ｔｘにおいて６レベルの準方形波に変換する。交流入力端子Ｔｘにおける電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのオンオフ状態によって変化する。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第１の直流出力端子Ｔ１の直流電圧（＋Ｖ）と第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋３Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ，＋３Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋３Ｖ／５）と第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（＋Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋３Ｖ／５，＋Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（＋Ｖ／５）と第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（－Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ／５，－Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（－Ｖ／５）と第５の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（－３Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（－Ｖ／５，－３Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第５の直流出力端子Ｔ５の直流電圧（－３Ｖ／５）と第６の直流出力端子Ｔ６の直流電圧（－Ｖ）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（－３Ｖ／５，－Ｖ）の間で切替わる。
　コンバータ２ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのオンオフは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部によって制御される。コンバータ制御部は、コンバータ２ｘにおける５つの動作状態のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのオンオフを制御するように構成される。
　次に、図１１を参照して、従来の電力変換装置の制御装置によるコンバータの制御について説明する。
　図１１は、従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図１１には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ１～ＣＷ５および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのゲート信号の波形が示されている。
　図１１を参照して、第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５以下、かつ、電圧＋Ｖの１／５以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／５以下、かつ、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧－Ｖの１／５以上である場合に対応する。第４の状態（状態４）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧－Ｖの１／５以下、かつ、電圧－Ｖの３／５以上である場合に対応する。第５の状態（状態５）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧－Ｖの３／５より小さい場合に対応する。
　搬送波ＣＷ１は、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋３Ｖ／５である。搬送波ＣＷ２は、最大値が＋３Ｖ／５であり、最小値が＋Ｖ／５である。搬送波ＣＷ３は、最大値が＋Ｖ／５であり、最小値が－Ｖ／５である。搬送波ＣＷ４は、最大値が－Ｖ／５であり、最小値が－３Ｖ／５である。搬送波ＣＷ５は、最大値が－３Ｖ／５であり、最小値が－Ｖである。搬送波ＣＷ１～ＣＷ５は周波数および位相が同じである。搬送波ＣＷ１～ＣＷ５は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有しており、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。
　状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。
　状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。
　状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。
　状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘおよびＱ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。
　状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘおよびＱ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。従来の電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチング制御を、表３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　次に、従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、インバータ制御部について説明する。
　図１０に戻って、インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは対応する交流ライン（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流入力端子」に対応する。
　インバータ３ｘは、第１から第６の直流入力端子Ｔ１～Ｔ６に６レベルの直流電圧を受け、交流出力端子Ｔｘに単相の交流電圧を出力するように構成される。インバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのオンオフは、制御装置に含まれるインバータ制御部によって制御される。
　インバータ制御部は、インバータ３ｘを５つの動作状態で動作させることができる。第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬ（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）に与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５以下、かつ、電圧＋Ｖの１／５以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／５以下、かつ、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧－Ｖの１／５以上である場合に対応する。第４の状態（状態４）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧－Ｖの１／５以下、かつ、電圧－Ｖの３／５以上である場合に対応する。第５の状態（状態５）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧－Ｖの３／５より小さい場合に対応する。
　インバータ制御部は、状態１から状態５の各々において、表３に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチングを制御する。これにより、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態１では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖと＋３Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。
　状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態２では、交流出力端子Ｔｘに、＋３Ｖ／５と＋Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。
　状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態３では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖ／５と－Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。
　状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘおよびＱ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態４では、交流出力端子Ｔｘに、－Ｖ／５と－３Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。
　状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘおよびＱ８ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘおよびＱ７ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘおよびＱ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態５では、交流出力端子Ｔｘに、－３Ｖ／５と－Ｖとの間で切替わる方形波が出力される。
　以上説明したように、従来の電力変換装置において、コンバータ制御部およびインバータ制御部の各々は、交流ラインｘＬの電圧に基づいた５つの状態（状態１から状態５）の各々において、１０個のＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするとともに、残り８つのＩＧＢＴ素子をオン状態およびオフ状態のいずれかに固定するように構成されている。そのため、各状態において、２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングすることにより、高調波電流が発生する。
　本実施の形態２では、以下に説明するように、１０個のＩＧＢＴ素子のうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、該２つのＩＧＢＴ素子がそれぞれ電気的に接続される２つの直流端子とは、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい２つの直流端子にそれぞれ電気的に接続されている別の２つのＩＧＢＴ素子を同時かつ同様にスイッチングすることにより、高調波電流を抑制する。
　次に、図１２から図１４を参照して、本実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部について説明する。
　図１２は、本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。図１２を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２，３３，３４と、絶対値回路３５と、比較器ＣＯＭ６～ＣＯＭ８と、反転器Ｉ７～Ｉ１１と、増幅器Ａ１～Ａ１０とを含む。
　電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１～Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図１３および図１４の例では、電圧指令値Ｖｘ＊は＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。
　絶対値回路３５は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を出力する。絶対値回路３５は、例えば全波整流回路により構成される。
　搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図１３に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋３Ｖ／５である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、図１３に示されるように、最大値が＋３Ｖ／５であり、最小値が＋Ｖ／５である。搬送波発生器３４は、搬送波ＣＷ３として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ３は、図１４に示されるように、最大値が＋Ｖ／５であり、最小値が－Ｖ／５である。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有し、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。
　比較器ＣＯＭ６は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を受け、反転入力端子（－端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ６は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ６は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈレベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌレベルの信号を出力する。
　増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ８は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ８の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。
　増幅器Ａ１０は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ７は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を反転して増幅器Ａ９に出力する。増幅器Ａ９は、反転器Ｉ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ９ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。
　図１２に示されるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのゲート信号とは同一の信号である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。
　比較器ＣＯＭ７は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ７は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ１０は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ１０の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。
　増幅器Ａ８は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ９は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を反転して増幅器Ａ７に出力する。増幅器Ａ７は、反転器Ｉ９の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ７ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘのゲート信号とは同一の信号である。よって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。
　比較器ＣＯＭ８は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ３を受ける。比較器ＣＯＭ８は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ３の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ５は、比較器ＣＯＭ８の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘのゲート信号を生成する。
　反転器Ｉ１１は、比較器ＣＯＭ８の出力信号を反転して増幅器Ａ６に出力する。増幅器Ａ６は、反転器Ｉ１１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御される。
　図１３および図１４は、本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置５による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図１３には、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値｜Ｖｘ＊｜、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ～Ｑ１０ｘのゲート信号の波形が示されている。図１４には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ３および、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。
　図１２に示したコンバータ制御部によってコンバータ２ｘが制御されることにより、状態１および状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ８ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ７ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘ，Ｑ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘは同時かつ同様にスイッチングされる。
　状態２および状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘは同時かつ同様にスイッチングされる。
　状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。本実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表４に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　なお、図示は省略するが、インバータ制御部も図１２に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。すなわち、表４に従ってインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチングを制御することができる。
　図１０に示すように、コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘの各々において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい直流端子Ｔ１，Ｔ６にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘ，Ｑ１０ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。上述したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子（Ｔ１またはＴ２），（Ｔ５またはＴ６）にそれぞれ電気的に接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ３，Ｔ４にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘ，Ｑ８ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。上述したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。
　（変形例）
　本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御は、図１５に示される６レベル回路を有するコンバータおよびインバータに対しても適用することができる。
　図１５は、本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換装置におけるコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。なお、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。
　コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも６レベル回路として構成される。コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ１０ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ１０Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ１０ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ１０Ｕとを含む。以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１５の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１４との間に直列に接続される。なお、ＩＧＢＴ素子２ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点に接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのエミッタは直流母線１４に接続される。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１８の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１６との間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘ，Ｑ９ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１７との間に直列に接続される。なお、ＩＧＢＴ素子８ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点に接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのエミッタは直流母線１７に接続される。
　ダイオードＤ１ｘ～Ｄ１０ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ１０ｘは還流ダイオードとして機能する。
　コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流出力端子」に対応する。
　インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは、リアクトル１７ｘ（１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流入力端子」に対応する。
　コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチングは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部およびインバータ制御によりそれぞれ制御される。各制御部は、図１１に示した５つの動作状態（状態１から状態５）のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチングを制御するように構成されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘのスイッチング制御は、表４に従って実行することができる。
　本変形例においても、コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘの各々において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ１，Ｔ６にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。
　また、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ電気的に接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ３，Ｔ４にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。
　以上説明した本発明の実施の形態１および２に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの制御は、２Ｎ（Ｎは２以上の整数）レベル回路を有する電力変換器の制御に一般化することができる。
　すなわち、第１から第２Ｎの直流端子Ｔ１～Ｔ２Ｎと、交流端子Ｔｘとの間で電力変換を行なう電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子を含んでいる。第１のスイッチング素子は、第Ｉ（１≦Ｉ≦Ｎ－１）の直流端子ＴＩに電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子Ｔ（Ｉ＋１）との間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第Ｋ（Ｎ＋１≦Ｋ≦２Ｎ－１）の直流端子ＴＫに電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子Ｔ（Ｋ＋１）との間に電気的に接続される。
　ここで、第Ｉの直流端子ＴＩの電圧（第Ｉの電圧）と、第（Ｋ＋１）の直流端子の電圧（第（Ｋ＋１）の電圧）とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第（Ｉ＋１）の直流端子Ｔ（Ｉ＋１）の電圧（第（Ｉ＋１）の電圧）と、第Ｋの直流端子の電圧（第Ｋの電圧）とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。
　すなわち、第１および第４のスイッチング素子は、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい、直流端子ＴＩ，Ｔ（Ｋ＋１）にそれぞれ電気的に接続されている。第２および第３のスイッチング素子は、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ（Ｉ＋１），ＴＫにそれぞれ電気的に接続されている。
　制御装置は、第Ｉの電圧および第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子Ｔｘに発生させる場合には、第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングする。このとき、制御装置は、第４のスイッチング素子を第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第３のスイッチング素子を第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。
　また制御装置は、第Ｋの電圧および第（Ｋ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子Ｔｘに発生させる場合には、第３および第４のスイッチング素子を相補的にスイッチングする。このとき、制御装置は、第１のスイッチング素子を第４のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第２のスイッチング素子を第３のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。
　このような構成とすることにより、第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波電流と、第３および第４のスイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波電流とを互いに相殺することができるため、高調波電流を抑制することができる。
　なお、本実施の形態では、商用交流電源１として三相交流電源を示したが、商用交流電源１は単相交流電源であってもよい。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　商用交流電源、２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ　コンバータ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ　インバータ、４　負荷、５　制御装置、６　入力フィルタ、７　出力フィルタ、１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ　コンデンサ、１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗ　リアクトル、１３～１８　直流母線、２１，２３，２４　電圧センサ、２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔ　電流センサ、３０　電圧指令発生器、３２～３４　搬送波発生器、３５　絶対値回路、１００　電力変換装置、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ　交流ライン、Ｑ１ｘ～Ｑ１０ｘ　ＩＧＢＴ素子、Ｄ１ｘ～Ｄ１０ｘ　ダイオード、Ｔ１～Ｔ６　直流端子、Ｔｘ　交流端子、Ａ１～Ａ１０　増幅器、Ｉ１～Ｉ６　反転器、ＣＯＭ１～ＣＯＭ８　比較器、ＣＷ１～ＣＷ５　搬送波、Ｖｘ＊　電圧指令値。

Claims (8)

  1. 　第１から第２Ｎ（Ｎは２以上の整数）の電圧をそれぞれ受ける第１から第２Ｎの直流端子と、交流端子との間で電力変換を行なう電力変換器と、
    　前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
    　前記電力変換器は、
    　第Ｉ（Ｉは１以上Ｎ－１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される第１のスイッチング素子と、
    　前記第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される、第２のスイッチング素子と、
    　第Ｋ（ＫはＮ＋１以上２Ｎ－１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される第３のスイッチング素子と、
    　前記第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される、第４のスイッチング素子とを含み、
    　第（Ｉ＋１）の電圧と第Ｋの電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性であり、
    　第Ｉの電圧と第（Ｋ＋１）の電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性であり、
    　前記第Ｉの電圧および前記第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を前記交流端子に発生させる場合、前記制御装置は、
    　前記第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、
    　前記第４のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、
    　前記第３のスイッチング素子を前記第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする、電力変換装置。
  2. 　前記第Ｋの電圧および前記第（Ｋ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を前記交流端子に発生させる場合、前記制御装置は、
    　前記第３および第４のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、
    　前記第１のスイッチング素子を前記第４のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、
    　前記第２のスイッチング素子を前記第３のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電力変換器は、
    　前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記交流端子との間に電気的に接続される第５のスイッチング素子と、
    　前記第３および第４のスイッチング素子の接続点と前記交流端子との間に電気的に接続される第６のスイッチング素子とをさらに含み、
    　前記交流端子に、前記第Ｉの電圧および前記第（Ｉ＋１）の電圧の間で変化する方形波を発生させる場合、前記制御装置は、前記第５のスイッチング素子をオンに固定するとともに、前記第６のスイッチング素子をオフに固定する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記交流端子に、前記第Ｋの電圧および前記第（Ｋ＋１）の電圧の間で変化する方形波を発生させる場合、前記制御装置は、前記第５のスイッチング素子をオフに固定するとともに、前記第６のスイッチング素子をオンに固定する、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、
    　前記交流端子に発生させる電圧の電圧指令値を生成する電圧指令発生器と、
    　前記電圧指令値の絶対値を出力する絶対値回路と、
    　第１の搬送波を生成する第１の搬送波発生器と、
    　前記電圧指令値の絶対値と前記第１の搬送波とを比較して、前記第１および第４のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第１の比較器と、
    　前記第１の比較器の出力信号を反転することにより、前記第２および第３のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第１の反転器とを含む、請求項３または４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御装置は、
    　第２の搬送波を発生する第２の搬送波発生器と、
    　前記電圧指令値と前記第２の搬送波とを比較して、前記第５のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第２の比較器と、
    　前記第２の比較器の出力信号を反転することにより、前記第６のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第２の反転器とをさらに含む、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記電力変換器は、前記交流端子に交流電圧を受けて、前記第１から第２Ｎの直流端子に前記第１から第２Ｎの電圧をそれぞれ出力するように構成されたコンバータである、請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電力変換器は、前記第１から第２Ｎの直流端子に前記第１から第２Ｎの電圧をそれぞれ受けて、前記交流端子に交流電圧を出力するように構成されたインバータである、請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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