JP6718029B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、マルチレベル回路を有する電力変換装置に関する。

無停電電源装置などに用いられる電力変換装置として、マルチレベル回路が広く用いられている。たとえば、国際公開第２００８／１０３６９６号（特許文献１）には、三相交流電圧を４値の直流電圧に変換する４レベルコンバータと、４値の直流電圧を三相交流電圧に変換する４レベルインバータとを備えた無停電電源装置が開示されている。

国際公開第２００８／１０３６９６号

上記の電力変換装置においては、マルチレベル回路を構成する半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）制御が適用されている。一般的なＰＷＭ制御では、電圧指令値と搬送波との電圧比較に従って、マルチレベル回路に含まれる半導体スイッチング素子のスイッチングを制御する。

上記のスイッチング制御により電力変換器から出力される電圧波形には高調波成分が含まれるため、電力変換器から高調波電流が流出する。高調波電流は、電力変換器に電気的に接続される負荷を誤動作させる、負荷における損失を増大させるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。また、高調波電流は、電力変換器に電気的に接続される商用交流電源を擾乱させる可能性がある。

高調波電流を抑制するため、電力変換装置においては、一般的に、電力変換器と負荷または商用交流電源との間に、リアクトルおよびコンデンサからなるフィルタが設けられている。しかしながら、高調波電流が大きくなるに従って、インダクタンス値の大きいリアクトルおよび容量値の大きいコンデンサを用いる必要が生じるため、電力変換装置全体が大型化および重量化することが懸念される。

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであって、その目的は、マルチレベル回路を有する電力変換装置において、簡素化された構成で高調波電流の抑制を実現することである。

本発明のある局面に従うと、電力変換装置は、電力変換器と、電力変換器を制御する制御装置とを備える。電力変換器は、第１から第２Ｎ（Ｎは２以上の整数）の電圧をそれぞれ受ける第１から第２Ｎの直流端子と、交流端子との間で電力変換を行なうように構成される。電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子を含む。第１のスイッチング素子は、第Ｉ（Ｉは１以上Ｎ−１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第Ｋ（ＫはＮ＋１以上２Ｎ−１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される。第（Ｉ＋１）の電圧と第Ｋの電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第Ｉの電圧と第（Ｋ＋１）の電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第Ｉの電圧および第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子に発生させる場合、制御装置は、第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、第４のスイッチング素子を第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第３のスイッチング素子を第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。

この発明によれば、マルチレベル回路を有する電力変換装置において、簡素化された構成で高調波電流の抑制を実現することである。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 コンバータおよびインバータの交流端子に現れる電圧を説明するための信号波形図である。 従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置によるインバータの制御を説明するための図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置による、コンバータのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの構成を詳細に説明する回路図である。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。電力変換装置１００は、代表的には無停電電源装置に適用される。

図１を参照して、電力変換装置１００は、入力フィルタ６と、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔと、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗと、出力フィルタ７と、制御装置５と、直流母線１３〜１６と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、電流センサ２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔと、電圧センサ２１，２３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬと、Ｕ相ラインＵＬと、Ｖ相ラインＶＬと、Ｗ相ラインＷＬとを備える。

入力フィルタ６は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ６は、コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔおよびリアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔにより構成された三相のＬＣフィルタ回路である。

コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは、商用交流電源１から入力フィルタ６を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは、その直流電力を直流母線１３〜１６を介してインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗにそれぞれ供給する。具体的には、コンバータ２Ｒは、Ｒ相ラインＲＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｒおよびリアクトル１２Ｒ）を介して供給されるＲ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｒは、その直流電力を直流母線１３〜１６を介してインバータ３Ｕに供給する。コンバータ２Ｓは、Ｓ相ラインＳＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｓおよびリアクトル１２Ｓ）を介して供給されるＳ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｓは、その直流電力を直流母線１３〜１６を介してインバータ３Ｖに供給する。コンバータ２Ｔは、Ｔ相ラインＴＬから入力フィルタ６（コンデンサ１１Ｔおよびリアクトル１２Ｔ）を介して供給されるＴ相電力を直流電力に変換する。コンバータ２Ｔは、その直流電力を直流母線１３〜１６を介してインバータ３Ｗに供給する。

コンデンサＣ１〜Ｃ３は、直流母線１３および直流母線１６の間に直列に接続されて、直流母線１３および直流母線１６の間の電圧を平滑化する。コンデンサＣ１およびＣ２の接続点には直流母線１４が接続される。コンデンサＣ２およびＣ３の接続点には直流母線１５が接続される。

インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは，コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔから供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗからの交流電力は出力フィルタ７を介して負荷４に供給される。出力フィルタ７は、リアクトル１７Ｕ，１７Ｖ、７Ｗおよびコンデンサ１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗにより構成された三相のＬＣフィルタ回路である。具体的には、インバータ３Ｕは、コンバータ２Ｒから供給される直流電力をＵ相電力に変換する。Ｕ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｕおよびコンデンサ１８Ｕ）およびＵ相ラインＵＬを介して負荷４に供給される。インバータ３Ｖは、コンバータ２Ｓから供給される直流電力をＶ相電力に変換する。Ｖ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｖおよびコンデンサ１８Ｖ）およびＶ相ラインＶＬを介して負荷４に供給される。インバータ３Ｗは、コンバータ２Ｔから供給される直流電力をＷ相電力に変換する。Ｗ相電力は、出力フィルタ７（リアクトル１７Ｗおよびコンデンサ１８Ｗ）およびＷ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。

電圧センサ２１は、Ｒ相ラインＲＬの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインＳＬの電圧ＶＳ、Ｔ相ラインＴＬの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号を制御装置５に出力する。電圧センサ２３は、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶＵ、Ｖ相ラインＶＬの電圧ＶＶ、Ｗ相ラインＷＬの電圧ＶＷを検出し、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを示す信号を制御装置５に出力する。電圧センサ２４は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｅ１、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｅ２、コンデンサＣ３の両端の電圧Ｅ３を示す信号を制御装置５に出力する。

電流センサ２２Ｒは、Ｒ相ラインＲＬの電流ＩＲを検出し、電流ＩＲを示す信号を制御装置５に出力する。電流センサ２２Ｓは、Ｓ相ラインＳＬの電流ＩＳを検出し、電流ＩＳを示す信号を制御装置５に出力する。電流センサ２２Ｔは、Ｔ相ラインＴＬの電流ＩＴを検出し、電流ＩＴを示す信号を制御装置５に出力する。

制御装置５は、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作を制御する。具体的には、制御装置５は、電圧ＶＲ、ＶＳ，ＶＴの位相に同期してコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを制御する。

後に詳細に説明するが、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお、本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。

また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulator）制御を適用することができる。制御装置５は、電圧センサ２１からの三相電圧信号、電流センサ２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔからの三相電流信号、電圧センサ２４が検出したＥ１〜Ｅ３を示す信号、電圧センサ２３からの三相電圧信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。

図２は、図１に示したコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。

コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも４レベル回路として構成され、６つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ６ＲとダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ６Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ６ＵとダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ６Ｕとを含む。

以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘの接続点と直流母線１４の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１６の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子５ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘの接続点と直流母線１５の間に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ６ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ６ｘは還流ダイオードとして機能する。

コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応する。

コンバータ２ｘは、交流入力端子Ｔｘに単相の交流電圧を受け、第１から第４の直流出力端子Ｔ１〜Ｔ４に４レベルの直流電圧を出力するように構成されている。例えば、交流入力端子Ｔｘが、ピークが±Ｖの商用交流電源１に接続されている場合、コンバータ２ｘは、第１の直流出力端子Ｔ１と中性点（商用交流電源１の中性点または接地点）との間に約＋Ｖの直流電圧を出力し、第２の直流出力端子Ｔ２と中性点との間に約＋Ｖ／３の直流電圧を出力し、第３の直流出力端子Ｔ３と中性点との間に約−Ｖ／３の直流電圧を出力し、第４の直流出力端子Ｔ４と中性点との間に約−Ｖの直流電圧を出力する。すなわち、コンバータ２ｘは、直流出力端子Ｔ１およびＴ２間（電圧Ｖ１）、直流出力端子Ｔ２およびＴ３間（電圧Ｖ２）、および直流出力端子Ｔ３およびＴ４間（電圧Ｖ３）の各々に約２Ｖ／３の電圧を出力するように構成されている（Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝２Ｖ／３）。

コンバータ２ｘは、コンデンサ１１ｘおよびリアクトル１２ｘとともに昇圧コンバータとして作用し、交流ラインｘＬに与えられた交流電圧を、交流入力端子Ｔｘにおいて４レベルの準方形波に変換する。交流入力端子Ｔｘにおける電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのオンオフ状態によって変化する。図３に示すように、交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第１の直流出力端子Ｔ１の直流電圧（＋Ｖ）と第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋Ｖ／３）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ，＋Ｖ／３）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋Ｖ／３）と第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（−Ｖ／３）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ／３，−Ｖ／３）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（−Ｖ／３）と第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（−Ｖ）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（−Ｖ／３，−Ｖ）の間で切替わる。

コンバータ２ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチングは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部により制御される。コンバータ制御部は、コンバータ２ｘにおける３つの動作状態のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチングを制御するように構成されている。

以下では、まず、図４から図６を用いて、従来の電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御とその課題について説明する。次に、本実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御について説明する。

図４は、従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図４には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ１〜ＣＷ３および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。

図４を参照して、コンバータ２ｘは、３つの状態で動作する。第１の状態（以下、状態１とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３より大きい場合に対応する。第２の状態（以下、状態２とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３以下、かつ、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧−Ｖの１／３以上である場合に対応する。第３の状態（以下、状態３とも称する。）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧−Ｖの１／３より小さい場合に対応する。

図５は、従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）の制御部を説明するブロック図である。図５を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２〜３４と、比較器ＣＯＭ１〜ＣＯＭ３と、反転器Ｉ１〜Ｉ３と、増幅器Ａ１〜Ａ６とを含む。

電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１〜Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図４の例では、電圧指令値Ｖｘは＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。

搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図４に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋Ｖ／３である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、最大値が＋Ｖ／３であり、最小値が−Ｖ／３である。搬送波発生器３４は、搬送波ＣＷ３として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ３は、最大値が−Ｖ／３であり、最小値が−Ｖである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有しており、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。

比較器ＣＯＭ１は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ１は、電圧指令値Ｖｘ＊が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌ（論理ロー）レベルの信号を出力する。

増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘを駆動するためのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘの各々は、Ｈレベルのゲート信号によりオン（導通）され、Ｌレベルのゲート信号によりオフ（非導通）される。

反転器Ｉ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御される。なお、本願明細書において、「相補的」とは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘのオンオフ状態が完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点からＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘのオンオフ状態の遷移タイミングに所定の遅延（いわゆるデッドタイム）が与えられている場合を含むこととする。

比較器ＣＯＭ２は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ２は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ２は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ２の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。

比較器ＣＯＭ３は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ３を受ける。比較器ＣＯＭ３は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ３の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ５は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ３は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を反転して増幅器Ａ６に出力する。増幅器Ａ６は、反転器Ｉ３の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御される。

上記構成を有するコンバータ制御部によってコンバータ２が制御されることにより、図４に示されるように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。従来の電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表１に示す。なお、表１において、「ＳＷ」はＩＧＢＴ素子がスイッチングすることを表し、「ＯＮ」はＩＧＢＴ素子がオン状態に固定されていることを表し、「ＯＦＦ」はＩＧＢＴ素子がオフ状態に固定されていることを表す。

次に、従来の電力変換装置の制御装置にて実行されるインバータの制御について説明する。

図２に戻って、インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは対応する交流ラインｘＬ（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応する。

インバータ３ｘは、第１から第４の直流入力端子Ｔ１〜Ｔ４に４レベルの直流電圧を受け、交流出力端子Ｔｘに単相の交流電圧を出力するように構成される。インバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチングは、制御装置に含まれるインバータ制御部により制御される。

制御装置に含まれるインバータ制御部は、図５に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。ただし、インバータ制御部において、電圧指令発生器は、電圧センサ２３が検出した電圧Ｖｘ（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）、および電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１〜Ｖ３を受けて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊）を生成する。電圧指令発生器は、負荷４に所望の周波数および振幅を有する交流電圧が供給されるように、電圧指令値Ｖｘ＊を生成する。

インバータ制御部は、インバータ３ｘを３つの動作状態で動作させることができる。図４に示すように、第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬ（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）に与えられる電圧が第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／３以下、かつ、第４の直流出力端子Ｔ４の電圧−Ｖの１／３以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる電圧が、第４の直流入力端子Ｔ４の電圧−Ｖの１／３より小さい場合に対応する。

図３および図４に示すように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態１では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖと＋Ｖ／３との間で切替わる方形波が出力される。

状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態２では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖ／３と−Ｖ／３との間で切替わる方形波が出力される。

状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。これにより、状態３では、交流出力端子Ｔｘに、−Ｖ／３と−Ｖとの間で切替わる方形波が出力される。すなわち、従来の電力変換装置において、インバータ制御部は、表１に示されるスイッチング制御を実行する。

以上説明したように、従来の電力変換装置において、コンバータ制御部およびインバータ制御部の各々は、交流ラインｘＬの電圧に基づいた３つの状態（状態１、状態２、状態３）の各々において、６つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするとともに、残り４つのＩＧＢＴ素子をオン状態およびオフ状態のいずれかに固定するように構成されている。

しかしながら、上述した３つの状態の各々においては、２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、高調波電流が発生する。高調波電流は、基準周波数の整数倍の周波数を有しており、基準周波数の正弦波電流（基本波電流）に重畳されて交流端子Ｔｘに流出される。

図６には、状態１におけるインバータ３ｘの動作が模式的に示されている。表１で示したように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングすることにより、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖと＋Ｖ／３との間で切替わる方形波を出力することができる。具体的には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオンであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオフであるときに、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖの電圧が出力される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオフであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオンであるときに、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖ／３の電圧が出力される。

ここで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンすると、直流入力端子Ｔ１と交流出力端子Ｔｘとの間に電流が流れる。この電流は、基本波電流に高調波電流が重畳された電流となる。ＩＧＢＴ素子Ｑ３はオン状態に固定されているため、図中に矢印Ａ１，Ａ２で示すように、基本波電流および高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘを経由して交流出力端子Ｔｘに流れる。高調波電流は、交流出力端子Ｔｘに電気的に接続される負荷４を振動させる、負荷４における損失を増大させるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。なお、コンバータ２ｘにおいて、高調波電流は、交流入力端子Ｔｘに電気的に接続される商用交流電源１を擾乱させる可能性がある。

そこで、本実施の形態１に係る電力変換装置において、制御装置５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘを、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時にオンし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時にオフする。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時にオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時にオフする。すなわち、制御装置５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘを相補的にスイッチングするとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと同時かつ同様にスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと同時かつ同様にスイッチングする。本願明細書において「同時かつ同様」とは、２つのＩＧＢＴ素子を同じタイミングでオンし、同じタイミングでオフすることを意味する。

図６の例では、状態１において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンするときにＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘをオンするときにＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオンする。

ここで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい直流端子Ｔ１，Ｔ４にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ３にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘがオンであり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘがオフであるとき、交流出力端子Ｔｘに＋Ｖの電圧を出力するように電流が流れる。このとき、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオフすると、直流入力端子Ｔ４と交流出力端子ＴＸとの間には、交流出力端子Ｔｘに−Ｖの電圧を出力するように電流が流れることとなる。この電流は基本波電流に高調波電流が重畳された電流となる。

ただし、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘはオフ状態に固定されているため、図中に矢印Ｂ１，Ｂ２で示すように、基本波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘが有する寄生容量Ｃｐによって遮断され、交流出力端子Ｔｘには流れない。一方、高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘの寄生容量Ｃｐを通って交流出力端子Ｔｘに流れる。

ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流と同じ大きさであって、逆位相の電流となる。したがって、交流出力端子Ｔｘに流出されるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流を、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流によって相殺することができる。この結果、基本波電流に干渉することなく、高調波電流を抑制することができる。

なお、図示は省略するが、状態３においては、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘを相補的にスイッチングすることにより、交流出力端子Ｔｘに−Ｖ／３と−Ｖとの間で切替わる方形波を出力することができる。状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘをオンするときに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘをオンし、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘをオンするときに、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘをオンする。このようにすると、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのスイッチングにより発生する高調波電流を、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのスイッチングにより発生する高調波電流によって相殺することができる。この結果、基本波電流に干渉することなく、高調波電流を抑制することができる。

上述したＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチング制御は、コンバータ２ｘにおける制御にも適用することができる。これによると、コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘに流れる高調波電流を低減できるため、商用交流電源１の擾乱を抑制することができる。

次に、図７から図９を参照して、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部について説明する。

図７は、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。図７を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２，３３と、絶対値回路３５と、比較器ＣＯＭ４，ＣＯＭ５と、反転器Ｉ４〜Ｉ６と、増幅器Ａ１〜Ａ６とを含む。

電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１〜Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図８および図９の例では、電圧指令値Ｖｘ＊は＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。

絶対値回路３５は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を出力する。絶対値回路３５は、例えば全波整流回路により構成される。

搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図８に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋Ｖ／３である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、図９に示されるように、最大値が＋Ｖ／３であり、最小値が−Ｖ／３である。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の周波数および位相は同じである。

比較器ＣＯＭ４は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ４は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ４は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈレベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌレベルの信号を出力する。

増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ５は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ５の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。

増幅器Ａ６は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ４は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転して増幅器Ａ５に出力する。増幅器Ａ５は、反転器Ｉ４の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ５ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。

図７に示されるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘを駆動するための信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを駆動するための信号とは同一の信号である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。

比較器ＣＯＭ５は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ５は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ５の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ６は、比較器ＣＯＭ５の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。

図８および図９は、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図８には、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値｜Ｖｘ＊｜、搬送波ＣＷ１および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。図９には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ２および、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘのゲート信号の波形が示されている。

図７に示したコンバータ制御部によってコンバータ２ｘが制御されることにより、図８および図９に示されるように、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘが同時かつ同様にスイッチングされる。

状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。

状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ６ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘおよびＱ５ｘが同時かつ同様にスイッチングされる。図７のコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表２に示す。

なお、図示は省略するが、インバータ制御部も図７に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。すなわち、表２に従ってインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘをスイッチング制御することにより、交流出力端子Ｔｘに流出する高調波電流を低減することができる。

以上説明したように、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、４レベル回路で構成された電力変換器（コンバータおよびインバータ）において、６つのＩＧＢＴ素子のうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、該２つのＩＧＢＴ素子がそれぞれ電気的に接続される２つの直流端子とは、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい２つの直流端子にそれぞれ電気的に接続されている別の２つのＩＧＢＴ素子を同時かつ同様にスイッチングする。これにより、該２つのＩＧＢＴ素子が発生する高調波電流を、別の２つのＩＧＢＴ素子が発生する逆位相の高調波電流で相殺することができる。よって、高調波電流を抑制することができる。

これによると、高調波抑制のために設けられているフィルタを、インダクタンス値の小さいリアクトルおよび容量の小さいコンデンサで構成することができるため、フィルタを小型化することができる。

また、図５に示す従来のコンバータ制御部と、図７に示す本実施の形態１のコンバータ制御部とを比較すると、本実施の形態１のコンバータ制御部では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号を共通の搬送波を用いて生成することができるため、制御部に内蔵される搬送波発生器の数を減らすことができる。このように、フィルタおよび制御装置を小型化できるため、電力変換装置全体を小型化することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、４レベル回路で構成された電力変換器の制御について説明したが、本発明のスイッチング制御は、４レベル回路に限らず、２Ｎレベル（Ｎは２以上の整数）回路で構成された電力変換器の制御に対して適用することが可能である。

実施の形態２では、６レベル回路で構成された電力変換器の制御について説明する。なお、実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成は、図１に示した電力変換装置１００の全体構成と同じであるため、詳細な説明は繰返さない。

図１０は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。なお、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。

コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも６レベル回路として構成され、１０個のＩＧＢＴ素子と１０個のダイオードとを含む。詳細には、コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ１０ＲとダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ１０Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ１０ＵとダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ１０Ｕとを含む。以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘの接続点と直流母線１４の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１５との間に接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１８の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘの接続点と直流母線１６との間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１７との間に接続される。

ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ１０ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ１０ｘは還流ダイオードとして機能する。

コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ライン（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流出力端子」に対応する。

コンバータ２ｘは、交流入力端子Ｔｘに単相の交流電圧を受け、第１から第６の直流出力端子Ｔ１〜Ｔ６に６レベルの直流電圧を出力するように構成されている。例えば、交流入力端子Ｔｘが、ピークが±Ｖの商用交流電源１に接続されている場合、コンバータ２ｘは、第１の直流出力端子Ｔ１と中性点との間に約＋Ｖの直流電圧を出力し、第２の直流出力端子Ｔ２と中性点との間に約＋３Ｖ／５の直流電圧を出力し、第３の直流出力端子Ｔ３と中性点との間に約＋Ｖ／５の直流電圧を出力し、第４の直流出力端子Ｔ４と中性点との間に約−Ｖ／５の直流電圧を出力し、第５の直流出力端子Ｔ５と中性点との間に約−３Ｖ／５の直流電圧を出力し、第６の直流出力端子Ｔ６と中性点との間に約−Ｖの直流電圧を出力する。すなわち、コンバータ２ｘは、直流出力端子Ｔ１およびＴ２間（電圧Ｖ１）、直流出力端子Ｔ２およびＴ３間（電圧Ｖ２）、直流出力端子Ｔ３およびＴ４間（電圧Ｖ３）、直流出力端子Ｔ４およびＴ５間（電圧Ｖ４）、および直流出力端子Ｔ５およびＴ６間（電圧Ｖ５）の各々に約２Ｖ／５の電圧を出力するように構成されている（Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝Ｖ４＝Ｖ５＝２Ｖ／５）。

コンバータ２ｘは、コンデンサ１１ｘおよびリアクトル１２ｘとともに昇圧コンバータとして作用し、交流ラインｘＬに与えられた交流電圧を、交流入力端子Ｔｘにおいて６レベルの準方形波に変換する。交流入力端子Ｔｘにおける電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのオンオフ状態によって変化する。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第１の直流出力端子Ｔ１の直流電圧（＋Ｖ）と第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋３Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ，＋３Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第２の直流出力端子Ｔ２の直流電圧（＋３Ｖ／５）と第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（＋Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋３Ｖ／５，＋Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第３の直流出力端子Ｔ３の直流電圧（＋Ｖ／５）と第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（−Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（＋Ｖ／５，−Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第４の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（−Ｖ／５）と第５の直流出力端子Ｔ４の直流電圧（−３Ｖ／５）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（−Ｖ／５，−３Ｖ／５）の間で切替わる。交流ラインｘＬの交流電圧の瞬時値が、第５の直流出力端子Ｔ５の直流電圧（−３Ｖ／５）と第６の直流出力端子Ｔ６の直流電圧（−Ｖ）との間であれば、交流入力端子Ｔｘにおける方形波はこれらの値（−３Ｖ／５，−Ｖ）の間で切替わる。

コンバータ２ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのオンオフは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部によって制御される。コンバータ制御部は、コンバータ２ｘにおける５つの動作状態のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのオンオフを制御するように構成される。

次に、図１１を参照して、従来の電力変換装置の制御装置によるコンバータの制御について説明する。

図１１は、従来の電力変換装置の制御装置による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図１１には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ１〜ＣＷ５および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのゲート信号の波形が示されている。

図１１を参照して、第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５以下、かつ、電圧＋Ｖの１／５以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流出力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／５以下、かつ、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧−Ｖの１／５以上である場合に対応する。第４の状態（状態４）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧−Ｖの１／５以下、かつ、電圧−Ｖの３／５以上である場合に対応する。第５の状態（状態５）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流出力端子Ｔ６の電圧−Ｖの３／５より小さい場合に対応する。

搬送波ＣＷ１は、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋３Ｖ／５である。搬送波ＣＷ２は、最大値が＋３Ｖ／５であり、最小値が＋Ｖ／５である。搬送波ＣＷ３は、最大値が＋Ｖ／５であり、最小値が−Ｖ／５である。搬送波ＣＷ４は、最大値が−Ｖ／５であり、最小値が−３Ｖ／５である。搬送波ＣＷ５は、最大値が−３Ｖ／５であり、最小値が−Ｖである。搬送波ＣＷ１〜ＣＷ５は周波数および位相が同じである。搬送波ＣＷ１〜ＣＷ５は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有しており、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。

状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。

状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。

状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。

状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘおよびＱ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。

状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘおよびＱ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。従来の電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチング制御を、表３に示す。

次に、従来の電力変換装置の制御装置に含まれる、インバータ制御部について説明する。

図１０に戻って、インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは対応する交流ライン（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流入力端子」に対応する。

インバータ３ｘは、第１から第６の直流入力端子Ｔ１〜Ｔ６に６レベルの直流電圧を受け、交流出力端子Ｔｘに単相の交流電圧を出力するように構成される。インバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのオンオフは、制御装置に含まれるインバータ制御部によって制御される。

インバータ制御部は、インバータ３ｘを５つの動作状態で動作させることができる。第１の状態（状態１）は、交流ラインｘＬ（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）に与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５より大きい場合に対応する。第２の状態（状態２）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの３／５以下、かつ、電圧＋Ｖの１／５以上である場合に対応する。第３の状態（状態３）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第１の直流入力端子Ｔ１の電圧＋Ｖの１／５以下、かつ、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧−Ｖの１／５以上である場合に対応する。第４の状態（状態４）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧−Ｖの１／５以下、かつ、電圧−Ｖの３／５以上である場合に対応する。第５の状態（状態５）は、交流ラインｘＬに与えられる交流電圧が、第６の直流入力端子Ｔ６の電圧−Ｖの３／５より小さい場合に対応する。

インバータ制御部は、状態１から状態５の各々において、表３に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチングを制御する。これにより、状態１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘおよびＱ２ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態１では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖと＋３Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。

状態２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘおよびＱ４ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態２では、交流出力端子Ｔｘに、＋３Ｖ／５と＋Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。

状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘおよびＱ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態３では、交流出力端子Ｔｘに、＋Ｖ／５と−Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。

状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘおよびＱ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘおよびＱ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘおよびＱ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態４では、交流出力端子Ｔｘに、−Ｖ／５と−３Ｖ／５との間で切替わる方形波が出力される。

状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘおよびＱ８ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘおよびＱ７ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘおよびＱ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。状態５では、交流出力端子Ｔｘに、−３Ｖ／５と−Ｖとの間で切替わる方形波が出力される。

以上説明したように、従来の電力変換装置において、コンバータ制御部およびインバータ制御部の各々は、交流ラインｘＬの電圧に基づいた５つの状態（状態１から状態５）の各々において、１０個のＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするとともに、残り８つのＩＧＢＴ素子をオン状態およびオフ状態のいずれかに固定するように構成されている。そのため、各状態において、２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングすることにより、高調波電流が発生する。

本実施の形態２では、以下に説明するように、１０個のＩＧＢＴ素子のうち２つのＩＧＢＴ素子を相補的にスイッチングするときに、該２つのＩＧＢＴ素子がそれぞれ電気的に接続される２つの直流端子とは、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい２つの直流端子にそれぞれ電気的に接続されている別の２つのＩＧＢＴ素子を同時かつ同様にスイッチングすることにより、高調波電流を抑制する。

次に、図１２から図１４を参照して、本実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御装置５に含まれる、コンバータ制御部について説明する。

図１２は、本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置に含まれる、コンバータ制御部を説明するブロック図である。図１２を参照して、コンバータ制御部は、電圧指令発生器３０と、搬送波発生器３２，３３，３４と、絶対値回路３５と、比較器ＣＯＭ６〜ＣＯＭ８と、反転器Ｉ７〜Ｉ１１と、増幅器Ａ１〜Ａ１０とを含む。

電圧指令発生器３０は、電圧センサ２１が検出した電圧Ｖｘ（ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）、電流センサ２２ｘが検出した電流Ｉｘ（ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ）、電圧センサ２４が検出した電圧Ｖ１〜Ｖ３を受けて、Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）を生成する。電圧指令値Ｖｘ＊は、商用交流電源１から供給される交流電圧と等しい周波数および位相を有する正弦波信号である。図１３および図１４の例では、電圧指令値Ｖｘ＊は＋Ｖとほぼ等しい振幅を有する。

絶対値回路３５は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を出力する。絶対値回路３５は、例えば全波整流回路により構成される。

搬送波発生器３２は、搬送波ＣＷ１として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図１３に示されるように、最大値が＋Ｖであり、最小値が＋３Ｖ／５である。搬送波発生器３３は、搬送波ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ２は、図１３に示されるように、最大値が＋３Ｖ／５であり、最小値が＋Ｖ／５である。搬送波発生器３４は、搬送波ＣＷ３として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ３は、図１４に示されるように、最大値が＋Ｖ／５であり、最小値が−Ｖ／５である。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷ３は、電圧指令値Ｖｘ＊の整数倍（例えば１６倍）の周波数を有し、電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。

比較器ＣＯＭ６は、非反転入力端子（＋端子）に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値（｜Ｖｘ＊｜）を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ６は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、比較器ＣＯＭ６は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より大きい場合、Ｈレベルの信号を出力し、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値が搬送波ＣＷ１より小さい場合、Ｌレベルの信号を出力する。

増幅器Ａ１は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ８は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を反転して増幅器Ａ２に出力する。増幅器Ａ２は、反転器Ｉ８の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。

増幅器Ａ１０は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ７は、比較器ＣＯＭ６の出力信号を反転して増幅器Ａ９に出力する。増幅器Ａ９は、反転器Ｉ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ９ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。

図１２に示されるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのゲート信号とは同一の信号である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。

比較器ＣＯＭ７は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ７は、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ３は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ１０は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を反転して増幅器Ａ４に出力する。増幅器Ａ４は、反転器Ｉ１０の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとは相補的にオンオフが制御される。

増幅器Ａ８は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ９は、比較器ＣＯＭ７の出力信号を反転して増幅器Ａ７に出力する。増幅器Ａ７は、反転器Ｉ９の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴＱ７ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは相補的にオンオフが制御されることになる。

ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘのゲート信号とは同一の信号であり、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのゲート信号と、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘのゲート信号とは同一の信号である。よって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることができる。

比較器ＣＯＭ８は、非反転入力端子に電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子に搬送波ＣＷ３を受ける。比較器ＣＯＭ８は、電圧指令値Ｖｘ＊および搬送波ＣＷ３の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。増幅器Ａ５は、比較器ＣＯＭ８の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘのゲート信号を生成する。

反転器Ｉ１１は、比較器ＣＯＭ８の出力信号を反転して増幅器Ａ６に出力する。増幅器Ａ６は、反転器Ｉ１１の出力信号を増幅することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘのゲート信号を生成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘとは相補的にオンオフが制御される。

図１３および図１４は、本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置５による、コンバータ２ｘのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのゲートには、それぞれゲート信号が与えられる。図１３には、電圧指令値Ｖｘ＊の絶対値｜Ｖｘ＊｜、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２および、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ〜Ｑ１０ｘのゲート信号の波形が示されている。図１４には、電圧指令値Ｖｘ＊、搬送波ＣＷ３および、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘのゲート信号の波形が示されている。

図１２に示したコンバータ制御部によってコンバータ２ｘが制御されることにより、状態１および状態５では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ８ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ７ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘ，Ｑ１０ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘは同時かつ同様にスイッチングされる。

状態２および状態４では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ５ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ８ｘがオンとオフとの間を切替わる。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘは同時かつ同様にスイッチングされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘは同時かつ同様にスイッチングされる。

状態３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘ，Ｑ９ｘがオン状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘ，Ｑ１０ｘがオフ状態に固定され、ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘ，Ｑ６ｘがオンとオフとの間を切替わる。本実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンバータ制御部により実現される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ６ｘのスイッチング制御を、表４に示す。

なお、図示は省略するが、インバータ制御部も図１２に示したコンバータ制御部と同様の構成とすることができる。すなわち、表４に従ってインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチングを制御することができる。

図１０に示すように、コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘの各々において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさ（絶対値）が等しい直流端子Ｔ１，Ｔ６にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘ，Ｑ１０ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。上述したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。

ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子（Ｔ１またはＴ２），（Ｔ５またはＴ６）にそれぞれ電気的に接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ３，Ｔ４にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化は、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘ，Ｑ８ｘを相補的にスイッチングしたときの電圧および電流の変化に対して逆位相となる。上述したように、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。

（変形例）
本実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置によるコンバータおよびインバータの制御は、図１５に示される６レベル回路を有するコンバータおよびインバータに対しても適用することができる。

図１５は、本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換装置におけるコンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよびインバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。なお、コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは構成が互いに同じであり、インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは構成が互いに同じであるため、代表的にコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕの構成を説明する。

コンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕは、いずれも６レベル回路として構成される。コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ１０ＲとダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ１０Ｒとを含む。インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ１０ＵとダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ１０Ｕとを含む。以下ではコンバータ２Ｒおよびインバータ３Ｕを総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｕをまとめて符号「ｘ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘは、直流母線１３および交流端子Ｔｘの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１５の間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点と直流母線１４との間に直列に接続される。なお、ＩＧＢＴ素子２ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ５ｘの接続点に接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのエミッタは直流母線１４に接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘは、交流端子Ｔｘおよび直流母線１８の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１６との間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘ，Ｑ９ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点と直流母線１７との間に直列に接続される。なお、ＩＧＢＴ素子８ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ１０ｘの接続点に接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘのエミッタは直流母線１７に接続される。

ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ１０ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ１０ｘは還流ダイオードとして機能する。

コンバータ２ｘ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流入力端子Ｔｘ（ＴＲ，ＴＳ，ＴＴ）に対応する。コンバータ２ｘの交流入力端子Ｔｘは、リアクトル１２ｘ（１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流出力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流出力端子」に対応する。

インバータ３ｘ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）においては、ＩＧＢＴＱ５ｘ，Ｑ６ｘの接続点が交流出力端子Ｔｘ（ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ）に対応する。インバータ３ｘの交流出力端子Ｔｘは、リアクトル１７ｘ（１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗ）を介して、対応する交流ラインｘＬ（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと直流母線１３との接続点Ｔ１が「第１の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘと直流母線１４との接続点Ｔ２が「第２の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと直流母線１５との接続点Ｔ３が「第３の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘと直流母線１６との接続点Ｔ４が「第４の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘと直流母線１７との接続点Ｔ５が「第５の直流入力端子」に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘと直流母線１８との接続点Ｔ６が「第６の直流入力端子」に対応する。

コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘにおけるＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチングは、制御装置５に含まれるコンバータ制御部およびインバータ制御によりそれぞれ制御される。各制御部は、図１１に示した５つの動作状態（状態１から状態５）のうち現在の動作状態に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチングを制御するように構成されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘのスイッチング制御は、表４に従って実行することができる。

本変形例においても、コンバータ２ｘおよびインバータ３ｘの各々において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ１０ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ１，Ｔ６にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ９ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ１０ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ９ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ８ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ２，Ｔ５にそれぞれ電気的に接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘとＩＧＢＴ素子Ｑ７ｘとは、中性点に対する電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ３，Ｔ４にそれぞれ接続されている。したがって、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ８ｘを同時かつ同様にスイッチングし、かつ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘ，Ｑ７ｘを同時かつ同様にスイッチングすることにより、スイッチングにより発生する高調波電流を互いに相殺し合うことができる。

以上説明した本発明の実施の形態１および２に係る電力変換装置におけるコンバータおよびインバータの制御は、２Ｎ（Ｎは２以上の整数）レベル回路を有する電力変換器の制御に一般化することができる。

すなわち、第１から第２Ｎの直流端子Ｔ１〜Ｔ２Ｎと、交流端子Ｔｘとの間で電力変換を行なう電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子を含んでいる。第１のスイッチング素子は、第Ｉ（１≦Ｉ≦Ｎ−１）の直流端子ＴＩに電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子Ｔ（Ｉ＋１）との間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第Ｋ（Ｎ＋１≦Ｋ≦２Ｎ−１）の直流端子ＴＫに電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子Ｔ（Ｋ＋１）との間に電気的に接続される。

ここで、第Ｉの直流端子ＴＩの電圧（第Ｉの電圧）と、第（Ｋ＋１）の直流端子の電圧（第（Ｋ＋１）の電圧）とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。第（Ｉ＋１）の直流端子Ｔ（Ｉ＋１）の電圧（第（Ｉ＋１）の電圧）と、第Ｋの直流端子の電圧（第Ｋの電圧）とは、絶対値が等しく、互いに逆極性である。

すなわち、第１および第４のスイッチング素子は、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい、直流端子ＴＩ，Ｔ（Ｋ＋１）にそれぞれ電気的に接続されている。第２および第３のスイッチング素子は、電圧の極性が反対であり、かつ、電圧の大きさが等しい直流端子Ｔ（Ｉ＋１），ＴＫにそれぞれ電気的に接続されている。

制御装置は、第Ｉの電圧および第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子Ｔｘに発生させる場合には、第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングする。このとき、制御装置は、第４のスイッチング素子を第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第３のスイッチング素子を第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。

また制御装置は、第Ｋの電圧および第（Ｋ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を交流端子Ｔｘに発生させる場合には、第３および第４のスイッチング素子を相補的にスイッチングする。このとき、制御装置は、第１のスイッチング素子を第４のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、第２のスイッチング素子を第３のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする。

このような構成とすることにより、第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波電流と、第３および第４のスイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波電流とを互いに相殺することができるため、高調波電流を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、商用交流電源１として三相交流電源を示したが、商用交流電源１は単相交流電源であってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 商用交流電源、２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ コンバータ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ インバータ、４ 負荷、５ 制御装置、６ 入力フィルタ、７ 出力フィルタ、１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ コンデンサ、１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗ リアクトル、１３〜１８ 直流母線、２１，２３，２４ 電圧センサ、２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔ 電流センサ、３０ 電圧指令発生器、３２〜３４ 搬送波発生器、３５ 絶対値回路、１００ 電力変換装置、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ 交流ライン、Ｑ１ｘ〜Ｑ１０ｘ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１ｘ〜Ｄ１０ｘ ダイオード、Ｔ１〜Ｔ６ 直流端子、Ｔｘ 交流端子、Ａ１〜Ａ１０ 増幅器、Ｉ１〜Ｉ６ 反転器、ＣＯＭ１〜ＣＯＭ８ 比較器、ＣＷ１〜ＣＷ５ 搬送波、Ｖｘ＊ 電圧指令値。

Claims (8)

1. 第１から第２Ｎ（Ｎは２以上の整数）の電圧をそれぞれ受ける第１から第２Ｎの直流端子と、交流端子との間で電力変換を行なう電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
   前記電力変換器は、
   第Ｉ（Ｉは１以上Ｎ−１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される第１のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子と第（Ｉ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される、第２のスイッチング素子と、
   第Ｋ（ＫはＮ＋１以上２Ｎ−１以下の整数）の直流端子に電気的に接続される第３のスイッチング素子と、
   前記第３のスイッチング素子と第（Ｋ＋１）の直流端子との間に電気的に接続される、第４のスイッチング素子とを含み、
   第（Ｉ＋１）の電圧と第Ｋの電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性であり、
   第Ｉの電圧と第（Ｋ＋１）の電圧とは、絶対値が等しく、互いに逆極性であり、
   前記第Ｉの電圧および前記第（Ｉ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を前記交流端子に発生させる場合、前記制御装置は、
   前記第１および第２のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、
   前記第４のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、
   前記第３のスイッチング素子を前記第２のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする、電力変換装置。
2. 前記第Ｋの電圧および前記第（Ｋ＋１）の電圧の間で切替わる方形波を前記交流端子に発生させる場合、前記制御装置は、
   前記第３および第４のスイッチング素子を相補的にスイッチングするとともに、
   前記第１のスイッチング素子を前記第４のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングし、かつ、
   前記第２のスイッチング素子を前記第３のスイッチング素子と同時かつ同様にスイッチングする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換器は、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記交流端子との間に電気的に接続される第５のスイッチング素子と、
   前記第３および第４のスイッチング素子の接続点と前記交流端子との間に電気的に接続される第６のスイッチング素子とをさらに含み、
   前記交流端子に、前記第Ｉの電圧および前記第（Ｉ＋１）の電圧の間で変化する方形波を発生させる場合、前記制御装置は、前記第５のスイッチング素子をオンに固定するとともに、前記第６のスイッチング素子をオフに固定する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記交流端子に、前記第Ｋの電圧および前記第（Ｋ＋１）の電圧の間で変化する方形波を発生させる場合、前記制御装置は、前記第５のスイッチング素子をオフに固定するとともに、前記第６のスイッチング素子をオンに固定する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、
   前記交流端子に発生させる電圧の電圧指令値を生成する電圧指令発生器と、
   前記電圧指令値の絶対値を出力する絶対値回路と、
   第１の搬送波を生成する第１の搬送波発生器と、
   前記電圧指令値の絶対値と前記第１の搬送波とを比較して、前記第１および第４のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第１の比較器と、
   前記第１の比較器の出力信号を反転することにより、前記第２および第３のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第１の反転器とを含む、請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、
   第２の搬送波を発生する第２の搬送波発生器と、
   前記電圧指令値と前記第２の搬送波とを比較して、前記第５のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第２の比較器と、
   前記第２の比較器の出力信号を反転することにより、前記第６のスイッチング素子を駆動する信号を生成する第２の反転器とをさらに含む、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換器は、前記交流端子に交流電圧を受けて、前記第１から第２Ｎの直流端子に前記第１から第２Ｎの電圧をそれぞれ出力するように構成されたコンバータである、請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換器は、前記第１から第２Ｎの直流端子に前記第１から第２Ｎの電圧をそれぞれ受けて、前記交流端子に交流電圧を出力するように構成されたインバータである、請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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