JP2016042772A - ３レベルインバータの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング回数を減少させて損失を低減し、マイコン等のカウンタを使用することで低コスト化を図った３レベルインバータの制御方法及び制御装置を提供する。【解決手段】直流高電圧，中電圧，低電圧を出力可能な３レベルインバータの制御方法であって、互いに並列接続された三相分のインバータを出力電圧指令に従いオンオフして三相交流電圧を出力させる制御方法において、１スイッチング周期当たり、一のインバータが、高電圧点及び中電圧点に接続された各スイッチング素子をオンオフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、他のインバータが、中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、残りのインバータが、中電圧点及び低電圧点に接続された各スイッチング素子をオンオフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように、オン時間比率を演算する。【選択図】図１

Description

半導体スイッチング素子を用いて直流電圧から３レベルの交流電圧を出力する３レベルインバータにおいて、スイッチング回数の減少及び出力電圧範囲の拡大を可能にした制御方法及び制御装置に関するものである。

図１３は、一般的な３レベルインバータの回路図であり、ここでは、説明を簡単にするために、三相出力のうち一相（Ｕ相）分のみを示している。
図１３において、１０１，１０２は直流電源（その電圧値をＥ_ｄとする）、Ｓ_１〜Ｓ_４はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子、Ｄ_１，Ｄ_２はダイオード、Ｎは中点、Ｕは出力端子である。なお、以下の説明では、直流回路における直流電源１０１の正極を高電圧点、直流電源１０２の負極を低電圧点、中点Ｎを中電圧点と言い、電圧Ｅ_ｄを直流高電圧、電圧（−Ｅ_ｄ）を直流低電圧、電圧０を直流中電圧とも言うものとする。

この３レベルインバータでは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオンオフ動作とダイオードＤ_１，Ｄ_２の作用とにより、直流部における３つのレベルの電圧、すなわちＥ_ｄ，０，−Ｅ_ｄを出力することが可能である（但し、各素子の電圧降下は無視する）。
例えば、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２がオンし、同Ｓ_３，Ｓ_４がオフしていると、出力電圧はＥ_ｄとなり、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３がオンし、同Ｓ_１，Ｓ_４がオフしていると、出力電圧は０となり、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４がオンし、同Ｓ_１，Ｓ_２がオフしていると、出力電圧は−Ｅ_ｄとなる。

また、図１４は、図１３におけるダイオードＤ_１，Ｄ_２を省略し、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３からなる双方向スイッチＳ_２３を用いた３レベルインバータの一相分の回路を示している。
この３レベルインバータの出力電圧の種類は図２１と同じであり、例えば、スイッチング素子Ｓ_１がオンし、同Ｓ_２〜Ｓ_４がオフしていると、出力電圧はＥ_ｄとなり、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３がオンし、同Ｓ_１，Ｓ_４がオフしている出力電圧は０となり、スイッチング素子Ｓ_４がオンし、同Ｓ_１〜Ｓ_３がオフしていると、出力電圧は−Ｅ_ｄとなる。

このように、３レベルインバータは３つのレベルの電圧を出力することにより、２レベルインバータと比較して、負荷に加わる急峻な電圧変化を緩和することができる。特に、負荷として電動機を接続した場合には、サージ電圧の抑制等に有効であるため、広く用いられている。

ここで、３レベルインバータの制御方法としては、例えば特許文献１，２に記載された方法がある。
特許文献１には、出力電圧指令の周波数指令または振幅指令に基づき、低出力電圧領域ではダイポーラ変調、中出力電圧領域ではユニポーラ変調、それ以降は過変調として、これらの変調方式を切り替える方法が記載されている。
また、特許文献２には、コモンモード電圧を抑制するために、瞬時空間ベクトルを用いて出力電圧指令に適する複数の出力電圧ベクトルを選択してこれらを順次出力させる制御方法が開示されており、スイッチング回数が必要以上に増加しないように電圧ベクトルを遷移させることも示唆されている。

特開２００７−２８２４８４号公報（段落[０００８]〜[００２８]、図１〜図３等） 特開２０１０−２０６９３１号公報（段落[００２７]〜[００３６]、図１〜図３等）

特許文献１に記載された従来技術は、ユニポーラ変調、ダイポーラ変調と様々な変調方式を切り替えるものであるが、ユニポーラ変調では、出力電圧指令が正の場合は、１スイッチング周期当たり、直流回路のＥ_ｄと０との間でスイッチングが発生し、出力電圧指令が負の場合は、１スイッチング周期当たり、０と−Ｅ_ｄとの間でスイッチングが発生する。すなわち、各相について２回（一つのスイッチング素子がオフ状態からオン状態に変化し、更に、オン状態からオフ状態に戻る動作を２回とする）のスイッチングが発生するので、三相全体では、合計６回のスイッチングが発生することになる。
一方、ダイポーラ変調の場合は、低出力領域において更にスイッチング回数が増加することになり、スイッチング損失に起因して装置の効率が低下するという問題がある。

また、特許文献２に記載された従来技術によれば、選択した複数の出力電圧ベクトルを遷移させる順序によっては、スイッチング回数を減少させることが可能である。しかし、安価なマイコン等のカウンタ（タイマ）を用いて、各電圧ベクトルの時間比率等を正確に管理するのは困難であり、高性能かつ高価な演算装置等を必要としてコストが増加する恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、特許文献１に対しては、スイッチング回数を減少させて損失低減による小型化、高効率化を図り、また、特許文献２に対しては、安価なマイコン等のカウンタを使用して低コスト化を可能にした３レベルインバータの制御方法及び制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る制御方法は、高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータの制御方法であって、互いに並列接続された三相分の３レベルインバータを構成するスイッチング素子を三相の出力電圧指令に従ってオンオフすることにより、三相交流電圧を出力させる制御方法に関するものである。
そして、請求項１に係る制御方法は、スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、一相分の３レベルインバータが、高電圧点に接続されたスイッチング素子と中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオンオフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、他の一相分の３レベルインバータが、中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、残りの一相分の３レベルインバータが、中電圧点に接続されたスイッチング素子と低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオンオフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように、各インバータを構成するスイッチング素子のオン時間比率を演算するものである。

請求項２に係る制御方法は、請求項１に記載した制御方法において、三相の出力電圧指令のうち、振幅が最大値である電圧指令の相に対応する一の３レベルインバータが直流高電圧及び直流中電圧を出力するようにスイッチング素子のオン時間比率を演算し、振幅が中間値である電圧指令の相に対応する他の３レベルインバータのスイッチング素子を１スイッチング周期中、オン状態で固定すると共に、振幅が最小値である電圧指令の相に対応する残りの３レベルインバータが直流中電圧及び直流低電圧を出力するように各スイッチング素子のオン時間比率を演算するものである。

また、請求項１または２に記載した制御方法を実施する制御装置は、請求項３に記載するように、所定区間の三相の出力電圧指令から振幅が中間値である電圧指令を選択する中間相選択手段と、三相の出力電圧指令を振幅に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けて中間電圧指令が常に０となるように最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令をそれぞれ補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、直流高電圧及び直流低電圧を用いて、補正後の最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、オン時間比率とキャリアとを用いてスイッチング素子のオンオフ指令を生成するキャリア比較手段と、を備えている。

請求項４に記載した制御方法は、三相の出力電圧指令を複数の区間に分割して各区間における三つの電圧指令のうち振幅の絶対値が最大である電圧指令の相に対応する一相分の３レベルインバータについては、１スイッチング周期にわたりスイッチングを停止し、他の二相分の３レベルインバータについては、電圧指令が正の場合は直流回路の高電圧点及び中電圧点に接続されたスイッチング素子をオンオフし、電圧指令が負の場合は中電圧点と低電圧点に接続されたスイッチング素子をオンオフさせるように各スイッチング素子のオン時間比率を演算するものである。

請求項５に記載した制御方法は、請求項４に記載した制御方法において、三相の出力電圧指令を振幅の絶対値に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けると共に、最大電圧指令及びその極性から補正量を演算し、この補正量を用いて補正した最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に基づいてオン時間比率を演算するものである。

また、請求項４または５に記載した制御方法を実施する制御装置は、請求項６に記載するように、所定区間の三相の出力電圧指令から振幅の絶対値が最大値である最大電圧指令及びその極性から補正量を演算する絶対値最大指令判別手段と、三相の出力電圧指令を振幅の絶対値に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けると共に、最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令を補正量により補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、直流高電圧及び直流低電圧を用いて、補正後の最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、オン時間比率とキャリアとを用いてスイッチング素子のオンオフ指令を生成するキャリア比較手段と、を備えたものである。

なお、請求項７に記載するように、三相の出力電圧指令の振幅、すなわち出力電圧の大小に応じて、請求項１または２に記載した制御方法と、請求項３または４に記載した制御方法と、を切り替えて実施することが望ましい。

請求項１〜６に係る発明によれば、従来技術と比べてスイッチング回数を減少させることができ、損失の低減及び装置の高効率化が可能になる。また、所定のオン時間比率を持つオンオフ指令を、安価なマイコン等を用いて生成することができるため、低コストの制御装置を提供することができる。
特に、請求項４〜６に係る発明によれば、電圧指令の飽和や波形の歪みを回避して出力電圧範囲を拡大することが可能である。
更に、請求項７に係る発明によれば、低出力電圧領域と高出力電圧領域とで制御方法を使い分けることにより、広範囲にわたって出力電圧を制御することができる。

本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 第１実施形態における三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の波形図である。 第１実施形態における補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊（ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０）の波形図である。 第１実施形態において、区間１のキャリア及び各相電圧指令（図４（ａ））、並びに、各相のスイッチング素子のオンオフ状態（図４（ｂ）〜（ｄ））の説明図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 第２実施形態における三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の波形図である。 第２実施形態における補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊（ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０）の波形図である。 図７における電圧指令ｖ_ｕ０を抜き出した波形図である。 図７における電圧指令ｖ_ｖ０を抜き出した波形図である。 図７における電圧指令ｖ_ｗ０を抜き出した波形図である。 図７における零相電圧指令３ｗを抜き出した波形図である。 第２実施形態において、区間１のキャリア及び各相電圧指令（図９（ａ））、並びに、各相のスイッチング素子のオンオフ状態（図９（ｂ）〜（ｄ））の説明図である。 第１実施形態において、各相電圧指令の振幅が大きくなった場合の波形図である。 第２実施形態において、各相電圧指令の振幅が大きくなった場合の波形図である。 第１実施形態による制御と第２実施形態による制御とを切り替える判別方法の説明図である。 ３レベルインバータの一例を示す一相分の回路図である。 ３レベルインバータの他の例を示す一相分の回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態（請求項１〜３に相当）に係る制御装置の構成を示す機能ブロック図であり、例えば、マイクロコンピュータシステムのハードウェア及びソフトウェアによって構成されている。ここでは、前述の図１４に示した３レベルインバータを制御する制御装置として説明するが、この実施形態は、図１３に示した３レベルインバータの制御にも適用可能である。

図１において、１０は最大・中間・最小電圧指令演算手段である。この演算手段１０には、例えば周波数指令等から演算された図２のような三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が入力されている。
中間相選択手段２０は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち大きさが中間値である電圧指令を中間電圧指令ｖ_ｍｉｄ ^＊として選択する。また、最大・中間・最小電圧指令演算手段１０は、図２に示すように電圧指令の１周期を区間１〜６とした場合、表１の判別表に従って、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎに振り分ける。

図２のように区間を設定すると、中間電圧指令ｖ_ｍｉｄは、表１から明らかなようにｖ_ｖ ^＊→ｖ_ｕ ^＊→ｖ_ｗ ^＊の順で繰り返すことになる。ここで、中間値の電圧指令をｖ_ｍｉｄ ^＊とし、この電圧指令が常にｖ_ｍｉｄ ^＊＝０となるように各電圧指令を補正すると、補正された電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊は数式１のようになる。
図１における最大・中間・最小電圧指令演算手段１０は、前述した最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎを数式１によりそれぞれ補正し、ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊として出力する。

図３は、数式１により補正した電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を、ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０として示したものである。
例えば区間１では、ｖ_ｍａｘ ^＊としてｖ_ｕ０が出力され、ｖ_ｍｉｄ ^＊（＝０）としてｖ_ｖ０が出力され、ｖ_ｍｉｎ ^＊としてｖ_ｗ０が出力される。前述した数式１のように、ｖ_ｍａｘ ^＊＝ｖ_ｍａｘ−ｖ_ｍｉｄであるから、ｖ_ｕ０は、図２に示した区間１における最大電圧のｖ_ｕ ^＊と中間電圧のｖ_ｖ ^＊との差になる。また、数式１により、ｖ_ｍｉｎ ^＊＝ｖ_ｍｉｎ−ｖ_ｍｉｄであるから、Ｖ_ｗ０は、区間１における最小電圧のｖ_ｗ ^＊と中間電圧のｖ_ｖ ^＊との差になる。
区間２では、ｖ_ｍａｘ ^＊としてｖ_ｖ０が出力され、ｖ_ｍｉｄ ^＊（＝０）としてｖ_ｕ０が出力され、ｖ_ｍｉｎ ^＊としてｖ_ｗ０が出力される。以下同様に、区間３〜６についても、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊として、ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０の何れかがそれぞれ出力されることになる。

なお、図３では、各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０の他に、零相電圧指令３ｗが含まれている。しかし、線間電圧で考えると零相電圧指令３ｗは相殺されるので、各相の電圧指令から合成した線間電圧指令に従って制御すれば、出力電圧の制御に影響することはない。

図１に戻って、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊が入力されるオン時間比率演算手段３０は、インバータの直流回路の直流電圧（直流高電圧）Ｅ_ｄ，−Ｅ_ｄ（直流低電圧）の大きさから、スイッチング素子が１スイッチング周期当たりでオンする時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊を数式２により求める。

但し、λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊は０から１までの値である。

ここで、各相のスイッチング素子の１スイッチング周期におけるオン時間比率について考える。
区間１では、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊が最大値であるため、Ｕ相について示した図１４におけるスイッチング素子Ｓ_１のオン時間比率がλ_ｍａｘ ^＊となる。また、スイッチング素子Ｓ_１がオフしている間は０を出力するので、スイッチング素子Ｓ_３のオン時間比率は、（１−λ_ｍａｘ ^＊）となる。更に、スイッチング素子Ｓ_２は、オンしていても直流電源１０２を短絡することはないので、環流モードとしてオンし、スイッチング素子Ｓ_４は、電圧（−Ｅ_ｄ）を出力しないのでオフする。
以上から、最大電圧指令に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１}〜λ_{ｍａｘＳ４}は、数式３となる。

次に、区間１において、中間電圧指令（Ｖ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊）の各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍａｘＳ１}〜λ_{ｍａｘＳ４}は、数式４に示すように、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３がオン、同Ｓ_１，Ｓ_４はオフとなる。

数式４から明らかように、中間電圧指令に応じた電圧を出力するために、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４はオン状態またはオフ状態で固定され、１スイッチング周期ではスイッチングを行わない。

更に、区間１では、Ｗ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊が最小値であるため、図１４のスイッチング素子Ｓ_４のオン時間比率がλ_ｍｉｎ ^＊となる。この時、スイッチング素子Ｓ_１は直流電源１０１の電圧Ｅ_ｄを出力しないため、オフする。スイッチング素子Ｓ_２は、同Ｓ_４がオフの時に０を出力するので、１−λ_ｍｉｎ ^＊となる。更に、スイッチング素子Ｓ_３は、オンしていても直流電源１０１を短絡することはないので、環流モードとしてオンする。
以上から、最小電圧指令に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率は、数式５となる。

図１のオン時間比率演算手段３０は、オン時間比率λ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊として、λ_{ｍａｘＳ１}，λ_{ｍｉｄＳ２}，λ_{ｍｉｎＳ４}をそれぞれ出力する。
各相オン時間比率演算手段４０は、区間１を例として求めた数式３，数式４，数式５のλ_ｍａｘ ^＊，λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊（λ_{ｍａｘＳ１}，λ_{ｍｉｄＳ２}，λ_{ｍｉｎＳ４}）に対し、表１の逆変換を行ってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに変換する。

キャリア比較手段としての三角波比較手段５０は、オン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を三角波と比較し、三相各相のスイッチング素子のオンオフ指令を求める。なお、図１において、三角波比較手段５０から出力されるＳ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４はＵ相のスイッチング素子（図１４のＳ_１〜Ｓ_４に相当）に対するオンオフ指令であり、Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４は図示されていないＶ相の４個のスイッチング素子に対するオンオフ指令、Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４は図示されていないＷ相の４個のスイッチング素子に対するオンオフ指令である。

図４（ａ）は、区間１におけるキャリア及び各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を示し、図４（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、各相のスイッチング素子のオンオフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４すなわちオンオフ状態を示している。以下の説明では、オンオフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４を、スイッチング素子の参照符号としても用いることとする。

マイコン等のアップダウンカウンタを用いて、図４（ａ）に示すように０と１との間を移動する三角波のキャリアを作成する。このキャリアが０から増加して１で折り返し、０に戻るまでが１スイッチング周期となる。
マイコン等に内蔵されているコンパレータを用いて図１の三角波比較手段５０を構成し、図４（ａ）に示すごとく、数式３〜数式５のオン時間比率に基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０とキャリアとを比較する。そして、電圧指令が大きい場合は１（オン）、小さい場合は０（オフ）として、図４（ｂ），（ｃ），（ｄ）のように、一つのキャリア信号を用いて各相のオンオフ信号を作成する。

図４（ｂ）において、区間１ではＵ相電圧指令ｖ_ｕ０が最大値であるため、スイッチング素子Ｓ_ｕ１と同Ｓ_ｕ３との間でスイッチングが２回行われており（例えば、Ｓ_ｕ１がオン→オフ→オン）、スイッチング素子Ｓ_ｕ２，Ｓ_ｕ４はスイッチング（オンオフ）を行っていない。
図４（ｃ）において、区間１ではＶ相電圧指令ｖ_ｖ０が中間値であり、スイッチング素子Ｓ_ｖ２，Ｓ_ｖ３がオン、同Ｓ_ｖ１，Ｓ_ｖ４はオフとなっている。なお、図４（ｃ）では、特性線の重なりを避けるためにＳ_ｖ３，Ｓ_ｖ４の特性線のみが示されているが、実際はＳ_ｖ３とＳ_ｖ２とが重なり、Ｓ_ｖ４とＳ_ｖ１とが重なっている。このように、Ｖ相では全てのスイッチング素子Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４がスイッチングしておらず、１スイッチング周期におけるスイッチング回数は０回である。
図４（ｄ）において、区間１ではＷ相電圧指令ｖ_ｖ０が最小値であるため、スイッチング素子Ｓ_ｗ２と同Ｓ_ｗ４との間でスイッチングが２回行われており、スイッチング素子Ｓ_ｗ１，Ｓ_ｗ３はスイッチングを行っていない。

以上のように、第１実施形態によれば、１スイッチング周期当たり４回のスイッチングによって３レベルインバータを制御することができる。
また、各相のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗを決定するためのキャリアは一般的なマイコン等のアップダウンカウンタによって簡単に生成可能であり、高性能かつ高価な演算装置等を不要にしてコストの増加を回避することができる。

さて、上述した第１実施形態では、スイッチング回数を減少させてスイッチング損失を低減すると共に、安価なマイコン等の使用により制御装置の低コスト化が可能である。
しかしながら、電圧指令の振幅が大きくなる領域では、電圧指令が飽和して指令通りの電圧が出力できなくなる場合があり、出力可能な電圧の大きさが制限されるという問題がある。
このため、以下の第２実施形態では、第１実施形態と同等のスイッチング回数のもとで、出力可能な電圧範囲を拡大した制御装置を実現するものである。

図５は、本発明の第２実施形態（請求項４〜６に相当）に係る制御装置の構成を示す機能ブロック図であり、第１実施形態と同様に、マイクロコンピュータシステムのハードウェア及びソフトウェアによって構成されている。この実施形態も、図１４に示した３レベルインバータの制御装置として説明するが、図１３に示した３レベルインバータの制御にも勿論可能である。

図５において、図１と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してあり、以下では、図１と異なる部分を中心に説明する。
図５において、６０は最大・中間・最小電圧指令演算手段であり、第１実施形態と同様に、図６に示す三相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が入力されている。
絶対値最大指令判別手段７０は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち振幅の絶対値が最大である電圧指令をｖ_ｍａｘとして検出し、この電圧指令及びその極性（ｓｉｇｎ）から、後述する補正量としての絶対値最大電圧指令ｖ_０ ^＊を求めて最大・中間・最小電圧指令演算手段６０に出力する。

最大・中間・最小電圧指令演算手段６０は、図６に示すように電圧指令の１周期を区間１〜６とすると、表２の選択表に従って、スイッチングを休止させる相と、その相に発生させる電圧レベルとを決定し、その後、最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を演算する。

例えば、図６の区間１では、Ｕ相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊が最大であり、Ｖ相及びＷ相と比較して絶対値が最大となるため、図１４においてＵ相出力端子に接続されたスイッチング素子のうち直流高電圧Ｅ_ｄとの間のスイッチング素子Ｓ_１を、１スイッチング周期にわたりオンし、Ｕ相出力端子に電圧Ｅ_ｄを発生させる。このとき、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４は、直流電源の短絡を防止するためにオフとなり、同Ｓ_２は、環流モードとするためオンとなる。

図６の区間２では、Ｗ相の電圧指令ｖ_ｗ ^＊が最小であり、Ｕ相及びＶ相と比較して絶対値が最大となるため、Ｗ相出力端子に接続されたスイッチング素子のうち直流低電圧(−Ｅ_ｄ)との間のスイッチング素子（図１４はＵ相について示したものであるが、Ｗ相も図１４と同一の構成であるため、ここでは当該スイッチング素子をＳ_４とする）を１スイッチング周期にわたりオンし、Ｗ相出力端子に電圧(−Ｅ_ｄ)を発生させる。このとき、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２は、直流電源の短絡を防止するためにオフとなり、同Ｓ_３は環流モードとするためにオンとなる。

図５における絶対値最大指令判別手段７０及び最大・中間・最小電圧指令演算手段６０の動作を更に説明すると、次の通りである。
絶対値最大指令判別手段７０は、補正量としての絶対値最大電圧指令ｖ_０ ^＊を数式６により求める。
［数６］
ｖ_０ ^＊＝ｓｉｇｎ（ｖ_ｍａｘ）−ｖ_ｍａｘ
但し、ｓｉｇｎ（ｖ_ｍａｘ）は、振幅の絶対値が最大となる電圧指令の極性であり、正のときに１、負のときに−１になる。

次に、最大・中間・最小電圧指令演算手段６０は、元の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を大小関係によって振り分けたｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎを、数式６の絶対値最大電圧指令ｖ_０ ^＊によって補正することにより、数式７に示す最大・中間・最小電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を演算する。なお、数式６により、数式７における最大電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊は１または−１となる。

図７は、数式７により補正した電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊を、ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０として示したものである。理解を容易にするため、図７におけるｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０の波形を図８Ａ〜図８Ｃにそれぞれ示す。なお、図８Ｄは、図７における零相電圧指令３ｗのみを示しており、この３ｗは数式６の補正量（ｖ_０ ^＊）に相当する。しかし、線間電圧で考えると零相電圧指令３ｗは相殺されるので、各相の電圧指令から合成した線間電圧指令に従って制御すれば、出力電圧制御に影響することはない。

図７，図８Ａ〜図８Ｄから明らかなように、区間１〜６において、絶対値最大相の電圧指令は１または−１になっている。例えば、ｖ_ｍａｘ ^＊として、区間１ではｖ_ｕ０が出力され、区間２ではｖ_ｗ０が出力され、区間３ではｖ_ｖ０が出力される。
つまり、各区間における絶対値最大相の電圧指令を１または−１に固定することにより、前述した表２に示したごとく当該相のスイッチングは休止し、直流高電圧Ｅ_ｄまたは直流低電圧(−Ｅ_ｄ)が出力されることになる。

次に、図５において、補正後の電圧指令ｖ_ｍａｘ ^＊，ｖ_ｍｉｄ ^＊，ｖ_ｍｉｎ ^＊が入力されるオン時間比率演算手段３０は、インバータ主回路の電圧Ｅ_ｄ，−Ｅ_ｄの大きさから、絶対値中間相及び絶対値最小相のスイッチング素子が１スイッチング周期当たりでオンする時間比率（０から１の間の値）λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊を、数式８により求める。

但し、λ_ｍｉｄ ^＊，λ_ｍｉｎ ^＊は０から１までの値である。なお、絶対値最大相のオン時間比率λ^＊ _ｍａｘについては、正の時はスイッチング素子Ｓ_１がオンする１、負の時はスイッチング素子Ｓ_４がオンする０となる。

ここで、各相のスイッチング素子の１スイッチング周期におけるオン時間比率について考える。
区間１では、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊が絶対値最大であるため、Ｕ相について示した図１４におけるスイッチング素子Ｓ_１のオン時間比率は１となる。前述したように、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４のオン時間比率は０となり、同Ｓ_２は１となる。以上から、区間１における絶対値最大相の各スイッチング素子のオン時間比率は、数式９となる。

区間２では、Ｗ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊が絶対値最大相の電圧指令であり、その極性は負であるため、絶対値最大相の各スイッチング素子のオン時間比率は、数式１０となる。

また、区間１において、絶対値中間相の電圧指令の極性は正であり（Ｗ相からＶ相）、直流高電圧Ｅ_ｄと直流中電圧すなわち０との間でスイッチングを行うため、絶対値中間相に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍｉｄＳ１}〜λ_{ｍｉｄＳ４}は、数式１１となる。

区間１において、絶対値最小相の電圧指令の極性は負であり（Ｖ相からＷ相）、直流中電圧すなわち０と直流低電圧(−Ｅ_ｄ)との間でスイッチングを行うため、絶対値最小相に対する各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のオン時間比率λ_{ｍｉｎＳ１}〜λ_{ｍｉｎＳ４}は、数式１２となる。

図５のオン時間比率演算手段３０はオン時間比率λ_ｍａｘ，λ_ｍｉｄ，λ_ｍｉｎを出力し、各相オン時間比率演算手段４０は、区間１について求めた数式９，数式１１，数式１２の逆変換を行ってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令のオン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに変換する。

三角波比較手段５０は、オン時間比率λ_ｕ，λ_ｖ，λ_ｗに基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０をキャリアとしての三角波と比較し、三相各相のスイッチング素子のオンオフ指令を求める。なお、図１と同様に、三角波比較手段５０から出力されるＳ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４はＵ相のスイッチング素子（図１４のＳ_１〜Ｓ_４に相当）に対するオンオフ指令であり、Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４はＶ相の４個のスイッチング素子に対するオンオフ指令、Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４はＷ相の４個のスイッチング素子に対するオンオフ指令である。

次に、図９（ａ）は、区間１におけるキャリア及び各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を示し、図９（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、各相のスイッチング素子のオンオフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４すなわちオンオフ状態を示している。以下の説明では、オンオフ指令Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４，Ｓ_ｖ１〜Ｓ_ｖ４，Ｓ_ｗ１〜Ｓ_ｗ４を、スイッチング素子の参照符号としても用いることとする。

第１実施形態と同様にアップダウンカウンタにより作成される三角波のキャリアは、０から増加して１で折り返し、０に戻るまでが１スイッチング周期となる。
マイコン等に内蔵されているコンパレータを用いて図１の三角波比較手段５０を構成し、図９（ａ）に示すごとく、数式１１，数式１２のオン時間比率に基づく各相電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０とキャリアとを比較する。そして、電圧指令が大きい場合は１（オン）、小さい場合は０（オフ）として、図９（ｂ），（ｃ），（ｄ）のように、一つのキャリア信号を用いて各相のオンオフ信号を作成する。

図９（ａ）に示すように、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ０が最大であるため、図９（ｂ）に示すごとく、１スイッチング周期の間、スイッチング素子Ｓ_ｕ１，Ｓ_ｕ２はオン、同Ｓ_ｕ３，Ｓ_ｕ４はオフであり、全てのスイッチング素子Ｓ_ｕ１〜Ｓ_ｕ４はスイッチングを行わない。
図９（ｃ）に示すように、Ｖ相のスイッチング素子については、１スイッチング周期にスイッチング素子Ｓ_ｖ１と同Ｓ_ｖ３との間で、切り替えが２回行われている。また、図９（ｄ）に示すように、Ｗ相のスイッチング素子については、１スイッチング周期にスイッチング素子Ｓ_ｗ２と同Ｓ_ｗ４との間で、切り替えが２回行われている。

従って、この第２実施形態でも、第１実施形態と同様に１スイッチング周期当たり４回のスイッチングによって３レベルインバータを制御することができる。
また、三角波のキャリアも容易に生成可能であるから、低コストにて制御装置を構成することができる。

更に、第２実施形態では、電圧指令の振幅、すなわち３レベルインバータが出力可能な電圧の大きさに制約がない。
図１０は、第１実施形態において、電圧指令の振幅を０．８（直流電圧を１とした場合、直流電圧に対して８０％）とした場合の補正後の電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を示している。また、図１１は、同じく電圧指令の振幅を０．８とした場合の第２実施形態による補正後の電圧指令ｖ_ｕ０，ｖ_ｖ０，ｖ_ｗ０を示している。

図１０から判るように、第１実施形態では、電圧指令が１または−１を超えている部分がある。インバータは直流電圧以上の電圧は出力できないので、電圧指令が１または−１を超える部分は電圧指令通りに電圧を発生させることができず、出力電圧が歪むことを意味している。これは、第１実施形態では、電圧指令の振幅が大きくなると中間電圧相のスイッチングを休止させて他の相に中間電圧相の電圧指令を加算するため、もとの電圧指令よりも補正後の電圧指令が１を超えてしまうことがあるからである。

一方、第２実施形態では、電圧指令の絶対値が最大である相の電圧指令を１に制御するので他相では電圧指令が１を超えることがなく、直流電圧の大きさを限度として電圧を出力可能であり、出力電圧が歪むおそれがない。
なお、第１実施形態では、電圧指令の振幅が小さい領域では、零相電圧指令３ｗが第２実施形態に比べて小さいので、コモンモードの電位変動が少なくノイズが小さいという利点がある。

このため、上述したような第１実施形態、第２実施形態の得失を活かし、電圧指令の振幅の最大値と直流電圧との比率に応じて、第１実施形態、第２実施形態を使い分けることが好ましい。
すなわち、請求項７及び図１２に示すように、電圧指令の振幅の最大値が直流電圧に対して０．６倍以下となるような領域では、第１実施形態によりオン時間比率を演算し、０．６倍を超える領域では、第２実施形態によりオン時間比率を演算するような判別手段を設ける。なお、上記の比率（０．６）は大まかな目安であり、半導体スイッチング素子の電圧降下や検出回路の誤差等を考慮して補正しても良い。

なお、第１実施形態による制御と第２実施形態による制御とを切り替えれば電圧指令の演算方法が切り替わるため、両実施形態による電圧指令の演算を同時並行的に実行するわけではなく、マイコン等の演算処理の負担が増加する恐れもない。更に、キャリアと比較する電圧指令を切り替えだけであるため、パルスに起因する切替時のショックも発生しない。

１０，６０：最大・中間・最小電圧指令演算手段
２０：中間相選択手段
３０：オン時間比率演算手段
４０：各相オン時間比率演算手段
５０：三角波比較手段
７０：絶対値最大指令判別手段

Claims (7)

1. 高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータの制御方法であって、互いに並列接続された三相分の前記３レベルインバータを構成するスイッチング素子を三相の出力電圧指令に従ってオンオフすることにより、三相交流電圧を出力させる３レベルインバータの制御方法において、
   前記スイッチング素子の１スイッチング周期当たり、
   一相分の３レベルインバータが、前記高電圧点に接続されたスイッチング素子と前記中電圧点に接続されたスイッチング素子とをオンオフさせて直流高電圧及び直流中電圧を出力し、
   他の一相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオン状態で固定して直流中電圧を出力すると共に、
   残りの一相分の３レベルインバータが、前記中電圧点に接続されたスイッチング素子と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子とをオンオフさせて直流中電圧及び直流低電圧を出力するように、
   三相分の３レベルインバータを構成する各スイッチング素子のオン時間比率を演算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
2. 請求項１に記載した３レベルインバータの制御方法において、
   三相の出力電圧指令のうち、
   振幅が最大値である電圧指令の相に対応する一の３レベルインバータが直流高電圧及び直流中電圧を出力するようにスイッチング素子のオン時間比率を演算し、
   振幅が中間値である電圧指令の相に対応する他の３レベルインバータのスイッチング素子を１スイッチング周期中、オン状態で固定すると共に、
   振幅が最小値である電圧指令の相に対応する残りの３レベルインバータが直流中電圧及び直流低電圧を出力するようにスイッチング素子のオン時間比率を演算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
3. 請求項１または２に記載した制御方法を実施するための制御装置において、
   所定区間の三相の出力電圧指令から振幅が中間値である電圧指令を選択する中間相選択手段と、
   三相の出力電圧指令を振幅に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けて前記中間電圧指令が常に０となるように前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令をそれぞれ補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、
   前記直流高電圧及び直流低電圧を用いて、前記補正後の前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、
   前記オン時間比率とキャリアとを用いて前記スイッチング素子のオンオフ指令を生成するキャリア比較手段と、
   を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
4. 高電圧点，中電圧点及び低電圧点を有する直流回路と一相分の交流出力端子との間に接続された複数の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、直流高電圧，直流中電圧，直流低電圧からなる３つの電圧レベルを出力可能な３レベルインバータの制御方法であって、互いに並列接続された三相分の前記３レベルインバータを構成するスイッチング素子を三相の出力電圧指令に従ってオンオフすることにより、三相交流電圧を出力させる３レベルインバータの制御方法において、
   三相の出力電圧指令を複数の区間に分割して各区間における三つの電圧指令のうち振幅の絶対値が最大である電圧指令の相に対応する一相分の３レベルインバータについては、１スイッチング周期にわたりスイッチングを停止し、他の二相分の３レベルインバータについては、電圧指令が正の場合は前記高電圧点及び前記中電圧点に接続されたスイッチング素子をオンオフし、電圧指令が負の場合は前記中電圧点と前記低電圧点に接続されたスイッチング素子をオンオフさせるように各スイッチング素子のオン時間比率を演算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
5. 請求項４に記載した３レベルインバータの制御方法において、
   三相の出力電圧指令を振幅の絶対値に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けると共に、前記最大電圧指令及びその極性から補正量を演算し、前記補正量を用いて補正した前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に基づいて前記オン時間比率を演算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
6. 請求項４または５に記載した制御方法を実施するための制御装置において、
   所定区間の三相の出力電圧指令から振幅の絶対値が最大値である最大電圧指令及びその極性から補正量を演算する絶対値最大指令判別手段と、
   前記三相の出力電圧指令を振幅の絶対値に応じて最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に振り分けると共に、前記最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令を前記補正量により補正して出力する最大・中間・最小電圧指令演算手段と、
   前記直流高電圧及び直流低電圧を用いて、前記補正後の最大電圧指令・中間電圧指令・最小電圧指令に応じた電圧を出力させるために三相分の３レベルインバータのスイッチング素子に対するオン時間比率を演算するオン時間比率演算手段と、
   前記オン時間比率とキャリアとを用いて前記スイッチング素子のオンオフ指令を生成するキャリア比較手段と、
   を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
7. 三相の出力電圧指令の振幅に応じて、請求項１または２に記載した制御方法と、請求項３または４に記載した制御方法と、を切り替えて実施することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。

Images