JP6040582B2

JP6040582B2 - マルチレベル電力変換回路の保護制御方式

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Inventors: 滝沢　聡毅; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
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Filing date: 2012-06-14
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Description

本発明は、交流電動機駆動などを目的としたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式に関する。

図４に直流から交流に変換する電力変換回路の一般形を示す。ＤＰが直流電源（電圧Ｅｄ）で、正側電位をＰ、負側電位をＮとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサなどによって構成することが可能である。

Ｑ１〜Ｑ６がＩＧＢＴとダイオードからなる半導体スイッチ、ＧＤ１〜ＧＤ６が各ＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路、ＣＮＴが制御装置、またＡＣＭが本システムの負荷例である交流電動機である。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６は制御装置ＣＮＴからのオンオフ指令に基づいてゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ６によってオンオフ制御される。本構成の場合、ＩＧＢＴのスイッチングによって交流部には直流電源ＤＰのＰ電位又はＮ電位が出力可能となるため、２レベルの変換回路となる。

図５にフライングキャパシタ形の４レベル変換回路を示す。本回路は直流電源ＤＰのＰ、Ｎ電位間に半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）を６個（Ｔ１〜Ｔ６）直列接続し、ＩＧＢＴＴ３のコレクタとＴ４のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、ＩＧＢＴＴ２のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ２を接続した構成である。これらのコンデンサＣ１とＣ２はフライングキャパシタと呼ばれ、その電圧は平均的にはそれぞれ直流電源ＤＰの電圧Ｅｄに対して各々Ｅｄ／３と２／３Ｅｄに制御される。本回路構成によってＩＧＢＴＴ３のエミッタとＴ４のコレクタとの接続点である交流端子には、下記の４つのレベルの電位が出力可能な４レベル電力変換回路となる。
モード（１）Ｅｄ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３がオンの時）
モード（２）Ｅｄ−Ｅｄ/３（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４がオンの時）
モード（３）Ｅｄ−２/３Ｅｄ（Ｔ１、Ｔ５、Ｔ４がオンの時）
モード（４）０＋２/３Ｅｄ（Ｔ６、Ｔ２、Ｔ３がオンの時）
モード（５）０＋Ｅｄ/３（Ｔ６、Ｔ５、Ｔ３がオンの時）
モード（６）０（Ｔ６、Ｔ５、Ｔ４がオンの時）
ここで、モード（２）と（４）、及びモード（３）と（５）は同一電圧となるが、コンデンサＣ１、Ｃ２は充電又は放電現象となるため、その出力時間を選択的に制御することで、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を、各々平均的にＥｄ/３、２Ｅｄ/３に維持することが可能となる。

また、各ＩＧＢＴに印加される電圧は、定常的にはＥｄ/３となるため、スイッチング時の過渡現象による跳ね上がり現象などを考慮すると、実質的に必要となるＩＧＢＴの耐圧は、その２倍となる２Ｅｄ/３程度となる。

図６は図５の発展形としてフライングキャパシタ形の５レベルの変換回路で、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／４に、Ｃ２の電圧をＥｄ／２に、Ｃ３の電圧を３Ｅｄ／４に各々制御することにより、交流端子には５つのレベル（Ｅｄ、３Ｅｄ／４、Ｅｄ／２、Ｅｄ／４、０）の電位を出力する５レベルの変換回路となる。

図７は６レベルの変換回路で、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／５に、Ｃ２の電圧を２Ｅｄ／５に、Ｃ３の電圧を３Ｅｄ／５に、Ｃ４の電圧を４Ｅｄ／５に各々制御することにより、交流端子には６つのレベル（Ｅｄ、４Ｅｄ／５、３Ｅｄ／５、２Ｅｄ／５、Ｅｄ／５、０）の電位を出力する６レベルの変換回路となる。

図８はＮＰＣ形（直流電源の中性点電位に接続する方式）とフライングキャパシタ形を融合させた変換回路で、図５に示したフライングキャパシタ形の４レベル変換回路のコンデンサＣ２と並列に、ＩＧＢＴＴ７とＴ８の直列回路を接続し、さらにＩＧＢＴＴ７とＴ８の直列接続点と直流電源ＤＰ１とＤＰ２の直列接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴＴ９とＴ１０を逆並列接続して構成した双方向スイッチを接続した構成である。本図の構成では７レベルの変換回路となる。
これら回路例は、特許文献１、非特許文献１などに示されている。

特表２００９−５２５７１７号公報

「電気学会技術報告」第１０９３号、図２．２、図２．３

一般に電力変換回路を構成している半導体スイッチが、何らかの原因で故障（破壊）した場合、通常短絡状態となる。図９に２レベルインバータ回路の短絡電流の動作図を示す。図９においてＩＧＢＴＴ２が短絡故障し、次にＩＧＢＴＴ１にオン指令が入力されると、図示するような破線の経路で直流短絡電流Ｉｓｔが流れ、この状態がある程度続くとＩＧＢＴＴ１も破壊し、完全な直流短絡状態となり、装置としての被害が拡大する。これを防止するため、一般には各ＩＧＢＴのゲート駆動回路ＧＤにアーム短絡検知回路と、検知した際に強制的にＩＧＢＴを遮断する短絡保護回路を設ける。

図１０にその回路例を示す。ゲート駆動回路は、オンオフ信号をフォトカプラＰＣ１で絶縁してＩＧＢＴＴ０のゲートエミッタ間に与える構成で、オン信号がフォトカプラに入力されると、トランジスタＱａがオンして駆動回路の正側電源Ｅｐから抵抗ＲＧを介してＩＧＢＴＴ０のゲートエミッタ間を順バイアス駆動してＩＧＢＴＴ０をオンさせる。またオフ信号がフォトカプラに入力されると、トランジスタＱｂがオンして駆動回路の負側電源Ｅｎから抵抗ＲＧを介してＩＧＢＴＴ０のゲートエミッタ間を逆バイアス駆動してＩＧＢＴＴ０をオフさせる。ダイオードＤｃ、抵抗Ｒ１、コンデンサＣｄ、定電圧ダイオードＺＤ、トランジスタＱｃ及びダイオードＤｄで構成された回路が過電流時に強制的にＩＧＢＴを遮断する短絡保護回路である。オン信号期間中にＩＧＢＴＴ０に過電流が流れるとＩＧＢＴＴ０のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇し、ダイオードＤｃが非導通状態となり、トランジスタＱｃがオン→トランジスタＱｂオンとなり、ＩＧＢＴＴ０を強制的に遮断させるものである。フォトカプラＰＣ２は過電流遮断が発生したことを制御回路にフィードバックする短絡検知回路である。

図９では２レベルの回路を例とし示したが、図５に示すようなマルチレベル回路においても同様で、ＩＧＢＴＴ３又はＴ４が短絡故障した場合は、故障していない側のＩＧＢＴをオンさせるとコンデンサＣ１が短絡状態となるため、ＩＧＢＴＴ４又はＴ３のゲート駆動回路にて強制遮断を行う。またＩＧＢＴＴ２又はＴ５が故障した場合は、コンデンサＣ１とＣ２が短絡状態となるため、ＩＧＢＴＴ５又はＴ２のゲート駆動回路にて強制遮断を行う。またＩＧＢＴＴ１又はＴ６が故障した場合は、直流電源ＥｄとコンデンサＣ２が短絡状態となるため、ＩＧＢＴＴ６又はＴ１のゲート駆動回路にて強制遮断を行う。図６、図７においても同様の動作となる。

ところが、図５においてＩＧＢＴＴ３が短絡故障した場合を例に取ると、図１１に示すように、直流電源ＤＰからＩＧＢＴＴ１→Ｔ２→Ｔ３の経路で負荷に電流を流している状態である図１１（ａ）からＩＧＢＴＴ３が短絡故障した図１１（ｂ）に移行する際に、ＩＧＢＴＴ４にオン信号が入力されると、図示する点線の短絡電流Ｉｓｔが流れる。その際ＩＧＢＴＴ４側のゲート駆動回路によって短絡検知を行ってＩＧＢＴＴ４は強制遮断される。同時に図１０におけるフォトカプラＰＣ２を介して故障検知信号が制御装置に送信され、制御装置からは全ＩＧＢＴに対して遮断信号が出力される。その結果、負荷側を流れている電流は図１１（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴＴ６のダイオード→ＩＧＢＴＴ５のダイオード→コンデンサＣ１→ＩＧＢＴＴ３を通る経路となる。この時ＩＧＢＴＴ３は短絡状態となっているため、コンデンサＣ１を介する電流となり、コンデンサＣ１は放電し続け、零電圧（コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１＝０）となったところで、ＩＧＢＴＴ４のダイオードが導通し、図１１（ｄ）に示す経路となる。この時、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２は２Ｅｄ／３程度の電圧となっているため、ＩＧＢＴＴ２に印加される電圧Ｖ_Ｔ２は、Ｖ_Ｔ２＝Ｖ_Ｃ２≒２Ｅｄ／３となる。

図１２にＩＧＢＴＴ４が故障した場合の動作図を示す。基本的には図１１と同様の動作となる。負荷からＩＧＢＴＴ４→Ｔ５→Ｔ６の経路で電流を流している状態である図１２（ａ）からＩＧＢＴＴ４が短絡故障した図１２（ｂ）に移行する際に、ＩＧＢＴＴ３にオン信号が入力されると、図示する点線の短絡電流が流れる。その際ＩＧＢＴＴ３側のゲート駆動回路によって短絡検知を行ってＩＧＢＴＴ３は強制遮断される。同時に図１０におけるフォトカプラＰＣ２を介して故障検知信号が制御装置に送信され、制御装置からは全ＩＧＢＴに対して遮断信号が出力される。その結果、負荷側を流れている電流は図１１（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴＴ４→コンデンサＣ１→ＩＧＢＴＴ２のダイオード→ＩＧＢＴＴ１のダイオードを通る経路となる。この時ＩＧＢＴＴ４は短絡状態となっているため、コンデンサＣ１を介する電流となり、コンデンサＣ１は放電し続け、零電圧（コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１＝０）となったところで、ＩＧＢＴＴ３のダイオードが導通し、図１２（ｄ）に示す経路となる。この時、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２は２Ｅｄ／３程度の電圧となっているため、ＩＧＢＴＴ５に印加される電圧Ｖ_Ｔ５は、Ｖ_Ｔ５＝Ｖ_Ｃ２≒２Ｅｄ／３となる。

これらのケースを想定した場合、ＩＧＢＴＴ２（Ｔ３が故障した場合）及びＴ５（Ｔ４が故障した場合）には２Ｅｄ／３以上の耐圧を有した素子が必要となり、実質的には直流電源ＤＰの電圧Ｅｄ程度の耐圧を有するＩＧＢＴが必要である。すなわち前述したような通常状態では、定常的に印加される電圧の２倍の２Ｅｄ／３程度の耐圧で済むところが、それ以上の高い耐圧を有する必要があり、素子の大型化やコストアップといった課題が発生する。

従って、本発明の課題は、ＩＧＢＴに短絡故障が発生した場合に、健全なＩＧＢＴに印加される電圧を低く抑制し、半導体スイッチの耐圧を必要以上に高くする必要のない、小型、低価格の装置を提供することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した第1〜第６の半導体スイッチが正側端子から順に直列に接続され、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記第１と第２の半導体スイッチの接続点と前記第５と第６の半導体スイッチの接続点との間に第１のコンデンサが、前記第２と第３の半導体スイッチの接続点と前記第４と第５の半導体スイッチの接続点との間に第２のコンデンサが、各々接続され、前記第３と第４の半導体スイッチの接続点を交流端子とするフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記第３の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記第２の半導体スイッチをオン状態とする、又はオン状態を維持する。

第２の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した第1〜第6の半導体スイッチが正側端子から順に直列に接続され、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記第１と第２の半導体スイッチの接続点と前記第５と第６の半導体スイッチの接続点との間に第１のコンデンサが、前記第２と第３の半導体スイッチの接続点と前記第４と第５の半導体スイッチの接続点との間に第２のコンデンサが、各々接続され、前記第３と第４の半導体スイッチの接続点を交流端子とするフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記第４の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記第５の半導体スイッチをオン状態とする、又はオン状態を維持する。

第３の発明においては、請求項１又は２における前記第２又は第５の半導体スイッチをオンさせた後に、前記第１のコンデンサの電圧が、所定の設定値以下となった場合に、前記第２又は第５の半導体スイッチをオフ状態とする。

第４の発明においては、第３の発明における前記設定値は直流電源電圧値の５０％付近の電圧値とする。
第５の発明においては、第３の発明における前記フライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に、前記第１のコンデンサの電位を前記直流電源の中性点電位にクランプする半導体スイッチで構成したクランプ回路を付加した中性点クランプ回路併用フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路においては、前記設定値は直流電源電圧値の１/６付近の電圧値とする。

第６の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２Ｎ（Ｎは４以上の整数）個を正側端子から順に直列接続し、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記半導体スイッチのＮ番目と（Ｎ＋１）番目の接続点である中間接続点を挟む上下１個〜上下（Ｎ−１）個で構成される合計（Ｎ−１）個の半導体スイッチの直列回路と各々並列にコンデンサを接続した５レベル以上のフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記直列接続されている２Ｎ個の半導体スイッチの、前記直流電源の正側端子もしくは負側端子から３番目の半導体スイッチ又は前記３番目の半導体スイッチより中間接続点側の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記故障した半導体スイッチによって流れる短絡電流が通流する健全な半導体スイッチによって短絡電流を遮断し、前記故障した半導体スイッチの一つ外側（前記直流電源の正端子側又は負端子側）の半導体スイッチをオン状態とし、前記オン状態が維持されている半導体スイッチの外側に接続されている外側コンデンサの電圧が所定の設定値付近まで低下した時に、前記オン状態を維持した半導体スイッチをオフする。

第７の発明においては、第６の発明における前記外側コンデンサの電圧の設定値は、前記外側コンデンサの内側（前記中間接続点側）のコンデンサの電圧が最終的に到達する電圧値と前記外側コンデンサの電圧値との中間の電圧値付近の電圧値とする。

第８の発明においては、第６の発明における前記フライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に、前記いずれかのコンデンサの電位を前記直流電源の中性点電位にクランプする半導体スイッチで構成したクランプ回路を付加した中性点クランプ回路併用フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路においては、前記外側コンデンサの電圧の設定値は、前記内側コンデンサの通常時における平均電圧値付近の電圧値とする。

本発明では、フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路において、半導体スイッチに短絡故障が発生した場合にフライングキャパシタとしてのコンデンサが短絡放電される半導体スイッチをゲート駆動回路の短絡保護回路で遮断させ、そのコンデンサに接続される直流電源側の半導体スイッチをオン又はオンを継続させて、その半導体スイッチの直流電源側に接続されるコンデンサの電圧が所定値に達した時点でオン又はオンを継続している半導体スイッチをオフさせるようにしている。

この結果、短絡故障時においても半導体スイッチの耐圧を必要以上に高くする必要がなくなり、小型、低価格の装置を構築することが可能となる。

本発明の保護動作アルゴリズムの実施例である。ＩＧＢＴＴ３短絡故障時の保護動作モード図である。ＩＧＢＴＴ４短絡故障時の保護動作モード図である。一般的なインバータのシステム図である。フライングキャパシタ形４レベル変換回路図である。フライングキャパシタ形５レベル変換回路図である。フライングキャパシタ形６レベル変換回路図である。中性点クランプ併用フライングキャパシタ形７レベル変換回路図である。アーム短絡現象の動作説明図である。アーム短絡検知と保護回路付ゲート駆動回路である。従来方式によるアーム短絡保護時の動作モード図１である。従来方式によるアーム短絡保護時の動作モード図２である。

本発明の要点は、フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路において、半導体スイッチに短絡故障が発生した場合にフライングキャパシタとしてのコンデンサが短絡放電される半導体スイッチをゲート駆動回路の短絡保護回路で遮断させ、そのコンデンサに接続される電源側の半導体スイッチをオン又はオンを継続させて、その半導体スイッチの電源側に接続されるコンデンサの電圧が所定値に達した時点でオン又はオンを継続している半導体スイッチをオフさせるようにしている点である。

本発明の実施例であるフライングキャパシタ形４レベル電力変換回路の保護制御方式において、図１に通常の動作状態からアーム短絡が発生した時に主回路を停止させるための動作フローを、図２にＩＧＢＴＴ３が短絡故障した時の回路動作フローを、図３にＩＧＢＴＴ４が故障した時の回路動作フローを、各々示す。

ブロック２８において、ＩＧＢＴＴ３で短絡故障が発生し、ＩＧＢＴＴ４でのアーム短絡を検知した場合は、ブロック２９においてＩＧＢＴＴ１、Ｔ５、Ｔ６をオフする。一方、ブロック３０、３１において、ＩＧＢＴＴ２が既にオン状態であればそのままこの状態を維持し、オフ状態であればオンさせ、その状態を維持する。ブロック３２、３３は、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２が設定値以下となった場合にＴ２をオフさせるフローである。

同様にブロック３４において、ＩＧＢＴＴ４で短絡故障が発生し、ＩＧＢＴＴ３でアーム短絡を検知した場合は、ブロック３５において、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２、Ｔ６をオフする。一方、ブロック３６、３７において、ＩＧＢＴＴ５が既にオン状態であればそのままそのままこの状態を維持し、オフ状態であればオンさせ、その状態を維持する。ブロック３８、３９は、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２が設定値以下となった場合にＩＧＢＴＴ５をオフさせるフローである。

ここでブロック３２又は３８におけるコンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２の設定値は、直流電源ＤＰの電圧Ｅｄの半分とすることが望ましい。ここで、コンデンサＣ２の電圧検出回路は一般的であるので、ここでは説明を省略する。

すなわち故障しているスイッチ素子の外側（直流電源端子側）に接続されているコンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１は０Ｖとなるため、さらに外側のコンデンサＣ２の電圧（Ｖ_Ｃ２）を、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ１の最終的な電圧（０Ｖ）との中間電圧とすることで、スイッチ素子（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６）に印加される最大電圧は通常時（１/３Ｅｄ）の１．５倍で済む。
従来方式では、前述のように２倍の電圧（２/３Ｅｄ）が印加されるのに対して、１．５倍の耐圧で済むため、半導体スイッチが小型、低コストとなる。

以上の動作は、図５に示す４レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路又は図８に示す７レベルの中性点クランプ回路併用フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路についての実施例であるが、図６、図７に示すさらにレベル数の多いフライングキャパシタ形マルチレベル変換回路にも適用できる。

本発明の第２の実施例として、図６に示す５レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路への適用例を説明する。直列接続されている２Ｎ個の半導体スイッチの、前記直流電源の正側端子もしくは負側端子から３番目の半導体スイッチ又はこの半導体スイッチより中間接続点側の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記故障した半導体スイッチによって流れる短絡電流が通流する健全な半導体スイッチによって短絡電流を遮断し、前記故障した半導体スイッチの一つ外側（前記直流電源の正端子側又は負端子側）の半導体スイッチをオン状態とし、前記オン状態が維持されている半導体スイッチの外側に接続されている外側コンデンサの電圧が所定の設定値付近まで低下した時に、前記オン状態を維持した半導体スイッチをオフする方式で、Ｎ＝４の時の実施例である。

故障素子としては、ＩＧＢＴＴ４、Ｔ５、Ｔ３、Ｔ６が対象である。
各ＩＧＢＴが故障した時の動作とコンデンサ電圧の設定値は下記のようになる。
（１）ＩＧＢＴＴ４短絡故障時
ＩＧＢＴＴ５にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ３以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２がコンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３の略半分、即ち３/８Ｅｄになった時点でＩＧＢＴＴ３をオフする。
（２）ＩＧＢＴＴ５短絡故障時
ＩＧＢＴＴ４にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ６以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２がコンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３の略半分、即ち３/８Ｅｄになった時点でＩＧＢＴＴ６をオフする。
（３）ＩＧＢＴＴ３短絡故障時
ＩＧＢＴＴ６にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ２以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３が（直流電源電圧Ｅｄ＋コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１）の半分、即ち５Ｅｄ／８になった時点でＩＧＢＴＴ２をオフする。
（４）ＩＧＢＴＴ６短絡故障時
ＩＧＢＴＴ３にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ７以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３が（直流電源電圧Ｅｄ＋コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１）の半分、即ち５Ｅｄ／８になった時点でＩＧＢＴＴ７をオフする。
上述のように制御することにより、ＩＧＢＴに印加される最大電圧は３/８Ｅｄとなる。

本発明の第３の実施例として、図７に示す６レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路への適用例を説明する。直列接続されている２Ｎ個の半導体スイッチの、前記直流電源の正側端子もしくは負側端子から３番目の半導体スイッチ又はこの半導体スイッチより中間接続点側の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記故障した半導体スイッチによって流れる短絡電流が通流する健全な半導体スイッチによって短絡電流を遮断し、前記故障した半導体スイッチの一つ外側（前記直流電源の正端子側又は負端子側）の半導体スイッチをオン状態とし、前記オン状態が維持されている半導体スイッチの外側に接続されている外側コンデンサの電圧が所定の設定値付近まで低下した時に、前記オン状態を維持した半導体スイッチをオフする方式で、Ｎ＝５の時の実施例である。

故障素子としては、ＩＧＢＴＴ５、Ｔ６、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ３、Ｔ８が対象である。
各ＩＧＢＴが故障した時の動作とコンデンサ電圧の設定値は下記のようになる。
（１）ＩＧＢＴＴ５短絡故障時
ＩＧＢＴＴ６にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ４以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２がコンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３の半分、即ち３Ｅｄ／１０になった時点でＩＧＢＴＴ４をオフする。
（２）ＩＧＢＴＴ６短絡故障時
ＩＧＢＴＴ５にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ７以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２がコンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ３の半分、即ち３Ｅｄ／１０になった時点でＩＧＢＴＴ７をオフする。
（３）ＩＧＢＴＴ４短絡故障時
ＩＧＢＴＴ７にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ３以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ２が（コンデンサＣ４の電圧Ｖ_Ｃ４＋コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１）の半分、即ちＥｄ／２になった時点でＩＧＢＴＴ３をオフする。
（４）ＩＧＢＴＴ７短絡故障時
ＩＧＢＴＴ４にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ８以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ３の電圧Ｖ_Ｃ２が（コンデンサＣ４の電圧Ｖ_Ｃ４＋コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１の半分、即ちＥｄ／２になった時点でＩＧＢＴＴ８をオフする。
（５）ＩＧＢＴＴ３短絡故障時
ＩＧＢＴＴ８にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ２以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ４の電圧Ｖ_Ｃ４が（直流電源の電圧Ｅｄ＋コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２）の半分、即ち７Ｅｄ／１０になった時点でＩＧＢＴＴ２をオフする。
（６）ＩＧＢＴＴ８短絡故障時
ＩＧＢＴＴ３にて短絡故障を検知し、ＩＧＢＴＴ９以外のＩＧＢＴをオフする。コンデンサＣ４の電圧Ｖ_Ｃ４が（直流電源電圧Ｅｄ＋コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２）の半分、即ち３Ｅｄ／１０になった時点でＩＧＢＴＴ９をオフする。

同様の考え方で、３レベルを除く全てのフライングキャパシタ形のマルチレベル回路にも適用でき、半導体スイッチに印加される電圧の最大値は、定常的に印加される平均電圧の１．５倍で済む。

本発明は、少ない数の直流電源からマルチレベルの交流電圧を生成する逆変換回路や逆の順変換回路への適用であり、高圧電動機駆動装置、系統連系変換装置などへの適用が可能である。

ＤＰ、ＤＰ１、ＤＰ２・・・直流電源、Ｑ１〜Ｑ６、Ｔ０〜Ｔ１０・・・ＩＧＢＴ
ＧＤ、ＧＤ１〜ＧＤ６・・・ゲート駆動回路ＡＣＭ・・・電動機
ＣＮＴ・・・制御装置Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ（フライングキャパシタ）
ＰＣ１、ＰＣ２・・・フォトカプラＲ１、Ｒ２、ＲＧ・・・抵抗
Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃ・・・トランジスタＤｃ、Ｄｄ・・・ダイオード
ＺＤ・・・定電圧ダイオードＣｄ・・・コンデンサ
Ｅｐ、Ｅｎ・・・駆動回路電源

Claims

直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した第1〜第6の半導体スイッチが正側端子から順に直列に接続され、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記第１と第２の半導体スイッチの接続点と前記第５と第６の半導体スイッチの接続点との間に第１のコンデンサが、前記第２と第３の半導体スイッチの接続点と前記第４と第５の半導体スイッチの接続点との間に第２のコンデンサが、各々接続され、前記第３と第４の半導体スイッチの接続点を交流端子とするフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、
前記第３の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記第２の半導体スイッチをオン状態とする、又はオン状態を維持することを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した第1〜第6の半導体スイッチが正側端子から順に直列に接続され、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記第１と第２の半導体スイッチの接続点と前記第５と第６の半導体スイッチの接続点との間に第１のコンデンサが、前記第２と第３の半導体スイッチの接続点と前記第４と第５の半導体スイッチの接続点との間に第２のコンデンサが、各々接続され、前記第３と第４の半導体スイッチの接続点を交流端子とするフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、
前記第４の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記第５の半導体スイッチをオン状態とする、又はオン状態を維持することを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
請求項１又は２に記載のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記第２又は第５の半導体スイッチをオンさせた後に、前記第１のコンデンサの電圧が、所定の設定値以下となった場合に、前記第２又は第５の半導体スイッチをオフ状態とすることを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
請求項３に記載のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記設定値は直流電源電圧値の５０％付近の電圧値とすることを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
請求項３に記載のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式であって、前記フライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に、前記第１のコンデンサの電位を前記直流電源の中性点電位にクランプする半導体スイッチで構成したクランプ回路を付加した中性点クランプ回路併用フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路においては、前記設定値は直流電源電圧値の１/６付近の電圧値とすることを特徴とするマルチレベル電力変
換回路の保護制御方式。
直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源回路の正側端子と負側端子間に、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２Ｎ（Ｎは４以上の整数）個を正側端子から順に直列接続し、前記各半導体スイッチのゲートにはアーム短絡保護回路付のゲート駆動回路が接続され、前記半導体スイッチのＮ番目と（Ｎ＋１）番目の接続点である中間接続点を挟む上下１個〜上下（Ｎ−１）個で構成される合計（Ｎ−１）個の半導体スイッチの直列回路と各々並列にコンデンサを接続した５レベル以上のフライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、
前記直列接続されている２Ｎ個の半導体スイッチの、前記直流電源の正側端子もしくは負側端子から３番目の半導体スイッチ又は前記３番目の半導体スイッチより中間接続点側の半導体スイッチが短絡故障した場合に、前記故障した半導体スイッチによって流れる短絡電流が通流する健全な半導体スイッチによって短絡電流を遮断し、前記故障した半導体スイッチの一つ外側（前記直流電源の正端子側又は負端子側）の半導体スイッチをオン状態とし、前記オン状態が維持されている半導体スイッチの外側に接続されている外側コンデンサの電圧が所定の設定値付近まで低下した時に、前記オン状態を維持した半導体スイッチをオフすることを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
請求項６に記載のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式において、前記外側コンデンサの電圧の設定値は、前記外側コンデンサの内側（前記中間接続点側）のコンデンサの電圧が最終的に到達する電圧値と前記外側コンデンサの電圧値との中間の電圧値付近の電圧値とすることを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。
請求項６に記載のマルチレベル電力変換回路の保護制御方式であって、前記フライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に、前記いずれかのコンデンサの電位を前記直流電源の中性点電位にクランプする半導体スイッチで構成したクランプ回路を付加した中性点クランプ回路併用フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路においては、前記外側コンデンサの電圧の設定値は、前記内側コンデンサの通常時における平均電圧値付近の電圧値とすることを特徴とするマルチレベル電力変換回路の保護制御方式。