JP5892955B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
パルスモード指令発生手段は、インバータ出力電圧の半周期あたりのパルス数を設定する。切り替え位相角発生手段は、5パルスモードと3パルスモード相互間の切り替え時のインバータ電流の過渡変動を最も小さくできる切り替え位相角を求めて出力する。パルスモード相別切り替え指令発生手段は、位相角指令値が切り替え位相角の範囲内である際に、各相ごとにパルスモード指令発生手段が設定するパルス数を指定する。このパルス数に応じて、各相の切り替え手段は、5パルスモードPWM信号発生手段または3パルスモードPWM信号発生手段から出力される各相のPWM信号に基づいてゲート信号を生成して出力する(例えば、特許文献2参照)。
また、上記特許文献2で示したパルス数を切り替える従来の方法では、同期PWM方式で、各相の電圧面積(変調率)をそれぞれ一定に保てる位相で各相別に切替えることにより切替時の電流変動やトルク脈動を抑制する方法が開示されている。しかしながら、同期PWM方式自体が低次高調波が大きい。また、切り替えのパルス数条件は限られており、かつ、各相所定の位相で順次切り替えるため、切替位相によっては線間電圧が大きく変動し、電流変動やトルク脈動となるという問題点があった。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の構成を示す図である。図1に示すように、電力変換装置2は、インバータ4とインバータ4を制御する制御部10とを備えて、直流電圧源1の直流電力を交流電力に変換してモータ3に供給する。
インバータ4は、直流電圧源1の電圧を分圧する2直列のコンデンサ5a、5bと、それぞれダイオードが逆並列接続されたIGBT等から成る複数のスイッチング素子6と、クランプダイオード7とを備えた中性点クランプ式の三相3レベルインバータにて構成され、スイッチング素子6のスイッチング動作によって直流電圧源1の電圧を任意の大きさ及び周波数の出力電圧に変換する。
変調率演算器11は、インバータ出力電圧の相電圧振幅Vpと直流電圧源1の電圧Vdcとから、次式で変調率mを演算する。
m=Vp/(Vdc/2) ・・・(1)
0≦Fc<F1 : Pnum=9
F1≦Fc<F2 : Pnum=7
F2≦Fc<F3 : Pnum=5
F3≦Fc : Pnum=3 ・・・(2)
また、周波数指令値Fcによるパルス数Pnumの切り替えは、図2に示すようにヒステリシス幅を有して切り替えても良い。
また、周波数指令値Fcにより相電圧振幅Vpの範囲が異なる場合もあり、周波数指令値Fcと相電圧振幅Vpとの組み合わせによってパルス数Pnumを決定しても良い。
そして、スイッチングパターンテーブル12は、パルス数決定部13からのパルス数Pnumと、変調率演算器11からの変調率mとに基づいて、スイッチングパターンth1、th2、・・・thnを導出する。
なお、図3では、基本波の半周期に単一極性のパルスを複数出力するユニポーラ変調のパルスパターンを図示した。大容量インバータの場合、低次高調波消去PWMのスイッチングパターンに高電圧の制御がしやすいユニポーラ変調のパルスパターンを用いるのが一般的であるが、ダイポーラ変調のパルスパターンも適用できる。
この実施の形態で用いるスイッチングパターンを説明するために、まず、上記特許文献1や上記非特許文献1に示される従来方式による低次高調波低減のためのスイッチングパターンを、比較例として説明する。
従来方式では、パルス数が3の場合、スイッチングパターンth1、th2、th3は、特定の低次の高調波を低減するように次式(3)で求めていた。
なお、低減すべき低次高調波の次数は、通常(6n±1)であり、この場合、5次と7次の高調波が低減される。
cos5th1−cos5th2+cos5th3=0
cos7th1−cos7th2+cos7th3=0 ・・・(3)
図5に示すように、変調率mが0.1の場合、スイッチング位相のth1とth2との間隔が短いため、パルス幅が狭くなり、スイッチング素子の特性によってはスイッチングに追従できない場合がある。例えば、大容量インバータのスイッチング素子として用いられるGTOなどは、要求されるパルス幅が比較的大きく、スイッチングに追従できずに出力電圧が大きく歪んでしまう。
cos5th1−cos5th2+cos5th3=0
(th2−th1)≧Lim ・・・(4)
同様にしてパルス数Pnumが5、7、9・・・についても、低変調率においてスイッチング素子の特性で決まる最小パルス幅Limを確保し、かつ低次高調波を低減できるスイッチングパターン、即ち出力電圧を得ることができる。
この実施の形態では、上述したように、周波数指令値Fcによって決まるパルス数Pnumが変化した時に、パルス数切替部14がスイッチングパターンを切り替えるタイミングを調整してパルス数を切り替える。
図8、図9は、変調率mが0.8で、パルス数を7パルスから5パルスに三相同時に切り替えた比較例によるインバータ出力電圧を示す図で、特に図8は各相の相電圧を示し、図9は線間電圧(WU)を示す。
この場合、U相の120°(2/3πrad)の位相で周波数指令値Fcが変化し、パルス数決定部13が決定するパルス数Pnumが7から5に変化した。そして、それに応じてスイッチングパターンがU相の120°(2/3πrad)の位相で三相同時に切り替わった。
図10、図11は、この実施の形態において、変調率mが0.8で、パルス数を7パルスから5パルスに三相同時に切り替えたインバータ出力電圧を示す図で、特に図10は各相の相電圧を示し、図11は線間電圧を示す。
即ち、パルス数決定部13からのパルス数Pnumが7から5に変化しても、切替指令15による切替位相までは7パルスのスイッチングパターンが用いられ、切替位相において、変化後のパルス数である5パルスのスイッチングパターンが、スイッチングパターンテーブル12からゲート発生器16に導出される。
このようにパルス数決定部13からのパルス数Pnumが変化しても、所定の時間内でインバータ4の出力線間電圧が2倍のスイッチング電圧で変化することが無いタイミングまで待機させる切替移行期間を設け、スイッチングパターンの切り替えを行う。
また、パルス数切替を伴うモータ制御において、安定したトルク脈動の少ないモータ制御を実現できる。
上記実施の形態1では、スイッチングパターンを切り替えるタイミングを調整したが、この実施の形態2では、切替移行期間においてパルスの調整を行う。パルス数切替部14による動作以外は上記実施の形態1と同様である。
この実施の形態では、パルス数切替部14は、パルス調整手段を有するものとし、パルス数決定部13が決定するパルス数Pnumが変化すると、切替移行期間においてスイッチングパターンのパルスを調整する。
この場合、切り替え時の位相θの前後で出力すべき相電圧のレベルが異なり、パルス幅が最小パルス幅Limを確保できなくなるため、thxでオフするダミーパルス24を発生させて切り替え時のパルス幅Lを、最小パルス幅Limより長くする。また、ダミーパルス24によるパルス増加分を解消する為、3パルス用のスイッチングパターン22(th1b、th2b、th3b)のパルス幅を縮めたパルスパターン(th1x、th2b、th3b)を用いる。
また、パルス数切替を伴うモータ制御において、安定したトルク脈動の少ないモータ制御を実現できる。
上記実施の形態2では、切替移行期間においてスイッチングパターンのパルスを調整したが、この実施の形態3では、切替用スイッチングパターンを予め記憶し、切替移行期間において切替用スイッチングパターンを用いる。パルス数切替部14による動作以外は上記実施の形態1と同様である。
この実施の形態では、パルス数切替部14は、出力電圧の低次高調波を低減した切替用スイッチングパターンを、パルス数別に変調率mの大きさに応じて記憶する手段(第2の記憶手段)を備えるものとする。
なお、3パルスから5パルスに切り替える時は、逆の処理をすれば良い。3パルス用のスイッチングパターン22と5パルス用のスイッチングパターン21との間の切替用スイッチングパターン26は5パルス構成で、双方のスイッチングパターン21、22の位相に近く、かつ低次高調波を低減したパルス数切り替え時専用のスイッチングパターンである。
(4/π)・(costh1−costh2+costh3−costh4+costh5)=m
cos5th1−cos5th2+cos5th3−cos5th4+cos5th5=0
cos7th1−cos7th2+cos7th3−cos7th4+cos7th5=0
│th2b−th4│≦wdh
│th1a−th1│≦wdh ・・・(5)
なお、上記式(5)では、11次と13次の高調波を低減せずに5次と7次の高調波を低減する条件としたが、逆に11次と13次の高調波のみを低減しても良い。また、変調率mによっては低減する高調波の数を増減してもよい。
次に、この発明の実施の形態4による電力変換装置を説明する。
図14は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の構成を示す図である。図14に示すように、電力変換装置32は、インバータ34とインバータ34を制御する制御部40とを備えて、直流電圧源31a〜31cの直流電力を交流電力に変換してモータ3に供給する。
インバータ34は、各相の直流電圧源31a〜31cの電圧を分圧する2直列のコンデンサ5a、5bと、それぞれダイオードが逆並列接続されたIGBT等から成る複数のスイッチング素子6およびクランプダイオード7を備えた中性点クランプ式の3レベルインバータの2つのレグ(Aレグ8a、Bレグ8b)を直列接続した5レベルインバータとを3相分用意したものである。そして、スイッチング素子6のスイッチング動作によって直流電圧源31a〜31cの電圧を任意の大きさ及び周波数の出力電圧に変換する。
上記実施の形態1と同様に、変調率演算器11は、インバータ出力電圧の相電圧振幅Vpと直流電圧源1の電圧Vdcとから変調率mを演算し、パルス数決定部13は、インバータ4の周波数指令値Fcに応じてPWM制御における半周期あたりのパルス数Pnumを決定する。
スイッチングパターンテーブル42では、パルス数Pnum別に、変調率mの大きさ毎に出力電圧の低次高調波を低減できるスイッチングパターンを記憶し、パルス数決定部13からのパルス数Pnumと、変調率演算器11からの変調率mとに基づいて、スイッチングパターンを導出する。
図15(a)は、PWM制御の一相分のインバータ出力電圧を示す図である。図15(b)はAレグ8aの出力電圧、図15(c)はBレグ8bの出力電圧を示し、Aレグ8aの出力電圧とBレグ8bの出力電圧とを合成したものが、図15(a)で示す一相分のインバータ出力電圧となる。この場合、直列接続された2レグ分の3レベルインバータがそれぞれ基本波の1/4周期に3回スイッチングして、パルス数を3×2とする。
(4/π)・(costh1a−costh2a+costh3a)=m
(4/π)・(costh1b−costh2b+costh3b)=m
cos5th1a−cos5th2a+cos5th3a
+cos5th1b−cos5th2b+cos5th3b=0
cos7th1a−cos7th2a+cos7th3a
+cos7th1b−cos7th2b+cos7th3b=0
cos11th1a−cos11th2a+cos11th3a
+cos11th1b−cos11th2b+cos11th3b=0
cos13th1a−cos13th2a+cos13th3a
+cos13th1b−cos13th2b+cos13th3b=0
・・・(6)
(4/π)・(costh1b−costh2b+costh3b)=m
cos5th1a−cos5th2a+cos5th3a
+cos5th1b−cos5th2b+cos5th3b=0
cos7th1a−cos7th2a+cos7th3a
+cos7th1b−cos7th2b+cos7th3b=0
(th2a−th1a)≧Lim
(th2b−th1b)≧Lim ・・・(7)
なお、パターンの求め方はこの限りではないことは言うまでもない。
ただし、スイッチングパターンテーブル42が記憶するスイッチングパターンは、変調率mを0.01刻みとし、その間は線形補完により求めて用いる。
同様にしてパルス数が5×2、7×2、9×2・・・についても、低変調率においてスイッチング素子の特性で決まる最小パルス幅Limを確保し、かつ低次高調波を低減できるスイッチングパターン、即ち出力電圧を得ることができる。
この実施の形態では、上述したように、周波数指令値Fcによって決まるパルス数Pnumが変化した時に、パルス数切替部44が、各レグ間でスイッチングパターンの切り替え位相をずらす。
図17は、この発明の実施の形態4によるパルス数切り替えを説明する2レグ分の電圧波形図である。この2レグ分の出力電圧を合成したものが、一相分の出力電圧となる。
この場合、ずらし位相Δθは、最小パルス幅Lim(=0.116)の1/2(=0.058)とした。
図18、図19は、変調率mが0.9で、パルス数を5×2パルスから7×2パルスに三相同時、かつ2レグ8a、8bで同時に切り替えた比較例によるインバータ出力電圧を示す図で、特に図18は各相の相電圧を示し、図19は線間電圧を示す。
この場合、U相の120°(2/3πrad)の位相で周波数指令値Fcが変化し、パルス数決定部13が決定するパルス数Pnumが5から7に変化した。そして、それに応じてスイッチングパターンがU相の120°(2/3πrad)の位相で切り替わる。
図17で説明したように、位相θ(U相の120°)で周波数指令値Fcが変化してパルス数決定部13が決定するパルス数Pnumが5から7に変化すると、Aレグ8aに対する5パルス用のスイッチングパターンから7パルス用のスイッチングパターンに切り替える。そして、最小パルス幅Lim(=0.116)の1/2(=0.058)である、ずらし位相Δθ経過後の位相θaにおいて、Bレグ8bに対する5パルス用のスイッチングパターンから7パルス用のスイッチングパターンに切り替える。
また、インバータ34が5レベル以上のマルチレベルインバータになり、インバータ34の出力電圧波形が複数のレグ8a、8bのスイッチングパターンの組み合わせになって複雑化しても、メモリや処理負担が少なく容易に制御でき、かつパルス数の切り替え前後で変調率の変動がないため、パルス数の切り替えによる電圧波形の変動および電流変動が小さく、モータ制御が安定して行える。
さらにまた、パルス数切替部44が、上記各実施の形態1〜4によるパルス切り替えを実現する切り替え手段を全て有して、最適な切り替え手段を選択して用いても良い。
8a,8b レグ、10 制御部、11 変調率演算器、
12 スイッチングパターンテーブル、13 パルス数決定部、14 パルス数切替部、15 切替指令、16 ゲート発生器、17 ゲート信号、23 調整パターン、
24 ダミーパルス、25 削除パルス、26 切替用スイッチングパターン、
31a〜31c 直流電圧源、32 電力変換装置、34 インバータ、40 制御部、
42 スイッチングパターンテーブル、44 パルス数切替部、45 切替指令、
46 ゲート発生器、47 ゲート信号、Δθ ずらし位相。
Claims (8)
- 複数の相毎にスイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数切替手段は、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記最小パルス幅を確保でき、かつ所定の時間内に出力線間電圧が2倍のスイッチング電圧で変化することが無いタイミングまで待って、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに、全相同時に切り替え、該タイミングまで切り替え前状態を継続させる期間を上記切替移行期間とすることを特徴とする電力変換装置。 - スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数切替手段は、上記最小パルス幅を確保するようにダミーパルスを発生させ、かつ該ダミーパルスによるパルス増加分を解消するパルス調整手段を備え、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化した後の上記切替移行期間において、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンを上記パルス調整手段により調整して、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンとすることを特徴とする電力変換装置。 - スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数切替手段は、上記出力電圧の低次高調波を低減した切替用スイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する第2の記憶手段を備え、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化した後の上記切替移行期間において、上記第2の記憶手段からの上記切替用スイッチングパターンを、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンとすることを特徴とする電力変換装置。 - スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数切替手段は、上記最小パルス幅を確保でき、かつ所定の時間内に出力線間電圧が2倍のスイッチング電圧で変化することが無いタイミングの位相を予め設定して記憶する手段を備え、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記記憶された位相に基づいて上記タイミングまで待って、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替え、該タイミングまで切り替え前状態を継続させる期間を上記切替移行期間とすることを特徴とする電力変換装置。 - スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数切替手段は、第1の切替手段と、第2の切替手段と、第3の切替手段と、該第1〜第3の切替手段の少なくとも1つを選択して用いる選択手段とを備え、
上記第1の切替手段は、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記最小パルス幅を確保でき、かつ所定の時間内に出力線間電圧が2倍のスイッチング電圧で変化することが無いタイミングまで待って、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替え、該タイミングまで切り替え前状態を継続させる期間を上記切替移行期間とするものであり、
上記第2の切替手段は、上記最小パルス幅を確保するようにダミーパルスを発生させ、かつ該ダミーパルスによるパルス増加分を解消するパルス調整手段を備え、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化した後の上記切替移行期間において、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンを上記パルス調整手段により調整して、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンとするものであり、
上記第3の切替手段は、上記出力電圧の低次高調波を低減した切替用スイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する第2の記憶手段を備え、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化した後の上記切替移行期間において、上記第2の記憶手段からの上記切替用スイッチングパターンを、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンとするものであることを特徴とする電力変換装置。 - 上記インバータは、中性点クランプ式の3レベルインバータであることを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記インバータは、中性点クランプ式の3レベルインバータの2レグ分以上を直列接続して一相分を構成したもので、
上記記憶手段は、上記レグ毎に上記スイッチングパターンを記憶し、
上記パルス数切替手段は、上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える位相を上記各レグ間でずらし、全レグの切り替え終了までの期間を上記切替移行期間とすることを特徴とする電力変換装置。 - スイッチング素子を有して直流電圧源の電圧を任意の大きさおよび周波数の出力電圧に変換するインバータと、上記スイッチング素子をPWM制御する制御部とを備え、
上記制御部は、
上記出力電圧と上記直流電圧源の電圧とに基づいて変調率を演算する変調率演算手段と、
上記スイッチング素子のPWM制御における半周期あたりのパルス数を上記インバータに設定される出力周波数に基づいて決定するパルス数決定手段と、
上記出力電圧の低次高調波を低減し、かつ上記スイッチング素子の特性により決まる最小パルス幅を確保したスイッチングパターンを、パルス数別に変調率の大きさに応じて記憶する記憶手段と、
上記変調率演算手段からの変調率と、上記パルス数決定手段からのパルス数とに基づいて上記記憶手段からのスイッチングパターンを用い、上記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
上記パルス数決定手段からのパルス数が変化したとき、上記ゲート信号生成部が用いる上記スイッチングパターンを、変化後のパルス数に基づくスイッチングパターンに切り替える際に、上記出力電圧の変動を抑制する切替移行期間を設けるパルス数切替手段とを備え、
上記パルス数決定手段は、上記インバータに設定される出力周波数と、さらに上記出力電圧の振幅とに基づいて上記パルス数を決定することを特徴とする電力変換装置。
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