DE112015005814B4 - Leistungsumwandlungsvorrichtung - Google Patents

Abstract

Leistungsumwandlungsvorrichtung (2), die Folgendes aufweist:- einen Wechselrichter (4), der eine Schalteinrichtung (6) enthält, Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle (1a-1c) erhält, die Gleichspannung in Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz konvertiert und die Wechselspannung an eine Last (3) ausgibt; und- eine Steuereinheit (10) zur PWM-Steuerung zur EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6), basierend auf einem Ausgangsspannungs-Befehlswert (Vp) und einem Ausgangsfrequenz-Befehlswert (Fc), wobei die Steuereinheit (10) Folgendes aufweist:- einen Modulationsraten-Rechner (11) zur Berechnung einer Modulationsrate (m) für den Wechselrichter (4), basierend auf der Gleichspannung der Gleichspannungsquelle (1a-1c) und dem Ausgangsspannungs-Befehlswert (Vp);- eine Impulsanzahl-Bestimmungseinheit (13) zur Bestimmung einer Impulsanzahl (Pnum) pro halber Periode einer Grundwelle in der PWM-Steuerung, basierend auf dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert (Fc);- eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C) zur Vorab-Ermittlung, durch Berechnung, eines Schaltmusters, das Schaltphasen spezifiziert, die jeweils eine Zeitvorgabe für die EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6) sind, in Übereinstimmung mit der Modulationsrate (m) und der Impulsanzahl (Pnum), und die das Schaltmuster für jede Modulationsrate (m) und für jede Impulsanzahl (Pnum) speichert; und- eine Gatesignal-Erzeugungseinheit (16, 16A, 16B) zum Auslesen des Schaltmusters aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C), das der Modulationsrate (m) aus dem Modulationsraten-Rechner (11) und der Impulsanzahl (Pnum) aus der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit (13) entspricht, und zum Erzeugen eines Gate-Signals (17) für die EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6) basierend auf dem Schaltmuster, und- wobei die Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C) Folgendes aufweist:- eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit (121, 121A, 121B) zur Erzeugung einer ersten Funktion (f), die eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate (m) ist und die eine Grundwellenkomponente einer Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) mit der Modulationsrate (m) assoziiert und die Schaltphasen als Variablen aufweist;- eine Oberwellen-Reduzierungseinheit (122, 122A, 122B) zur Erzeugung einer zweiten Funktion (Y), die eine Funktion zur Reduzierung einer Oberwellenkomponente in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) ist und die eine Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen ist, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) bestimmt sind, und die die Schaltphasen als Variablen aufweist;- eine Funktionskombiniereinheit (123) zur Festlegung einer dritten Funktion (X), die aus der ersten Funktion (f), der zweiten Funktion (Y) und einer oder mehreren zusätzlichen Variablen (α) gebildet ist, und die die Schaltphasen und die zusätzlichen Variablen als Variablen aufweist;- eine Schaltphasen-Berechnungseinheit (124) zur Berechnung der Schaltphasen, die die Modulationsrate (m) erhält und die Summe der Oberwellen-komponenten jeweiliger Ordnungen reduziert, indem die dritte Funktion (X) bezüglich der Schaltphasen und der zusätzlichen Variablen (α) minimiert wird; und- eine Schaltmuster-Speichereinheit (125) zur Speicherung des Schaltmusters, das durch die berechneten Schaltphasen spezifiziert wird, für jede Modulationsrate (m) und für jede Impulsanzahl (Pnum).

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsumwandlungsvorrichtung zur Umwandlung von Gleichspannung in Wechselspannung mit variabler Spannung und Frequenz mittels PWM-Steuerung (Pulsweitenmodulations-Steuerung) und zur Ausgabe der Wechselspannung, und insbesondere auf eine Technik zur Reduzierung der Harmonischen- bzw. Oberwellenkomponenten der Ausgangsspannung über einen weiten Bereich von Ordnungen.
• HINTERGRUND
• Als PWM-Steuerungsverfahren wird im allgemeinen eine Dreieckswellen-Vergleichs-PWM (engl. triangular wave comparison PWM) verwendet. Um die Oberwellenanteile in der Ausgangsspannung zu reduzieren, muss die Frequenz des PWM-Trägers erhöht werden. Bei einem Wechselrichter mit hoher Kapazität kann jedoch die Frequenz des PWM-Trägers nicht erhöht werden, da die Schaltgeschwindigkeit eines GTO, der als Schalteinrichtung verwendet wird, niedrig ist. Daraus ergibt sich das Problem, dass Oberwellen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung verbleiben.
• In Anbetracht dessen wurde ein PWM-Steuerverfahren vorgeschlagen, bei dem Oberwellen niedriger Ordnung eliminiert werden, indem eine kleine Anzahl von Schaltvorgängen effektiv genutzt wird (siehe beispielsweise das Patentdokument 1 und das Nicht-Patentdokument 1).
• Beispielsweise ist in dem Patentdokument 2 ein PWM-Schaltverfahren zur Eliminierung von Oberwellen niedriger Ordnung (engl. low-order harmonic eliminating PWM switching method) beschrieben, das einen sogenannten mehrstufigen Wechselrichter (engl. multilevel inverter) verwendet. Das Patentdokument 2 offenbart ein Konzeptionsverfahren für eine PWM-Steuerung mit Eliminierung von Oberwellen niedriger Ordnung, in dem ein fünfstufiger Wechselrichter verwendet wird, der eine zweistufige (zweiarmige) serielle Konfiguration hat, bei der jede Stufe dreistufig geschaltet ist, und bei dem das Auftreten einer Doppelschalt-Spannung bei verketteter Spannung verhindert wird und Schaltvorgänge mit einer Zeitvorgabe ausgeführt werden, bei der Oberwellen reduziert werden.
• Ferner offenbart JP 2014- 143 831 A eine Steuereinheit für einen Wechselrichter, wobei eine Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle in Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz konvertiert wird und die Wechselspanung an eine Last ausgegeben wird.
• STAND DER TECHNIK
• Patentdokument 1: JP H08- 256 483 A
• Patentdokument 2: JP 2010- 200 537 A
• Nicht-Patentdokument 1: PATEL, H.S.; HOFT, R. G.: „Generalized Techniques of Harmonic Elimination and Voltage Control in Thyristor Inverters: Part I-Harmonic Elimination" (IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. IA-9, NO.3, MAY/JUNE 1973)
• ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• MIT DER ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
• Abhängig von dem Schaltmuster, das eine Schaltphase für jede Schalteinrichtung spezifiziert, aus denen der Wechselrichter gebildet ist, wird die Modulationsrate bestimmt, die dem Verhältnis der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung entspricht. Gleichzeitig wird eine in der Ausgangsspannung enthaltene Oberwellenkomponente bestimmt. Wenn es mehrere Schaltmuster gibt, die eine gewünschte Modulationsrate ergeben, ist es möglich, aus der Vielzahl von Schaltmustern ein Schaltmuster zu wählen, mit dem eine Oberwellenkomponente einer gewünschten Ordnung reduziert werden kann.
• Ein derartiges Schaltmuster wird als Funktion dargestellt, die als Variable eine Anzahl von n Schaltphasen hat, die entsprechend der Impulsanzahl bei dem Schaltbetrieb unter der PWM-Steuerung bestimmt werden. Konkret wird beispielsweise, wie in der Gleichung (4) gemäß Patentdokument 2 gezeigt, ein Gleichungssystem aus n simultanen Gleichungen erzeugt, das aus einer Gleichung besteht, die benötigt wird, um eine gewünschte Modulationsrate m zu erzielen, und aus Gleichungen, die benötigt werden, um individuelle Oberwellenkomponenten gewünschter Ordnungen (fünfter, siebter, elfter, dreizehnter Ordnung) zu reduzieren. Aus den Lösungen dieses Gleichungssystems erhält man dann n Schaltphasen, durch die ein Schaltmuster spezifiziert werden kann.
• Da es notwendig ist, ein Gleichungssystem aus simultanen Gleichungen zu erzeugen, deren Anzahl gleich der Anzahl von zu reduzierenden Oberwellenordnungen ist, stellt sich heraus, dass bei der obigen herkömmlichen Methode zur Reduzierung von Oberwellenkomponenten, die Anzahl der Ordnungen auf natürliche Weise begrenzt ist. Speziell bei einem Wechselrichter mit hoher Kapazität ergibt sich für den Fall, dass eine Vorrichtung mit langsamer Schaltgeschwindigkeit verwendet wird und der Betrieb mit einer vergleichsweise geringen Anzahl an Impulsen durchgeführt wird, das Problem, dass die obige Einschränkung so schwerwiegend ist, dass Oberwellenkomponenten nicht effektiv reduziert werden können.
• Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um die obigen herkömmlichen Probleme zu lösen. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Leistungsumwandlungsvorrichtung anzugeben, bei der die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellenordnungen nicht direkt durch die Impulsanzahl limitiert ist, so dass selbst bei einer vergleichsweise kleinen Impulsanzahl die Oberwellenkomponenten in der Ausgangsspannung über einen weiten Bereich von Ordnungen reduziert werden können.
• LÖSUNG DER PROBLEME
• Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen, Weiterbildungen und Varianten sind Gegenstand der Unteransprüche.
• WIRKUNGEN DER ERFINDUNG
• Wie zuvor beschrieben, weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit in der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung Folgendes auf:
• eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit zur Erzeugung einer ersten Funktion, die eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate ist und die eine Grundwellenkomponente einer Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters mit der Modulationsrate assoziiert und die Schaltphasen als Variable aufweist;
• eine Oberwellen-Reduzierungseinheit zur Erzeugung einer zweiten Funktion, die eine Funktion zur Reduzierung einer Oberwellenkomponente in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters ist und die aus der Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen gebildet ist, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters bestimmt sind, und die die Schaltphasen als Variable aufweist; eine Funktionskombiniereinheit zur Vorgabe oder Festlegung einer dritten Funktion, die aus der ersten Funktion, der zweiten Funktion und einer oder mehreren zusätzlichen Variablen gebildet ist, und die die Schaltphasen und die zusätzlichen Variablen als Variable aufweist;
• eine Schaltphasen-Berechnungseinheit zur Berechnung der Schaltphasen, die die Modulationsrate erhält und die Summe der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen reduziert, indem die dritte Funktion bezüglich der Schaltphasen und der zusätzlichen Variablen minimiert wird; und
• eine Schaltmuster-Speichereinheit zur Speicherung des Schaltmusters, das durch die berechneten Schaltphasen spezifiziert wird, für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl.
• Dadurch ist die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellenordnungen nicht direkt durch die Impulsanzahl limitiert, und daher können selbst bei einer vergleichsweise kleinen Impulsanzahl Oberwellenkomponenten in der Ausgangsspannung über einen weiten Bereich von Ordnungen reduziert werden.
• KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• 1 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 2 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration eines Wechselrichters der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 3 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration eines Wechselrichters gemäß einem anderen Beispiel der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 4 ist eine Abbildung, die die Hardware-Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 5 ist eine Abbildung, die ein Beispiel für eine Wellenform der Ausgangsspannung für eine einzelne Phase des Wechselrichters 4 gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt, der mit einer Impulsanzahl von 3 gesteuert wird.
• 6 ist eine Abbildung, die die Steuerungskonfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
• 7 ist eine Abbildung, die ein Schaltmuster zeigt, das gemäß dem Vergleichsbeispiel auf einem PWM-Steuerverfahren zur Eliminierung von Oberwellen niedriger Ordnung basiert.
• 8 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 9 ist eine Abbildung, die ein Beispiel für ein Schaltmuster für den Fall zeigt, dass eine Impulsanzahl von 3 verwendet wird, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
• 10 ist eine Abbildung, die ein Beispiel einer Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des Wechselrichters gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt, der mit einer Impulsanzahl von 1 angesteuert wird.
• 11 ist eine Abbildung, die ein Beispiel für ein Schaltmuster für den Fall zeigt, dass eine Impulsanzahl von 1 verwendet wird, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
• 12 ist eine Abbildung, die einen Vergleich der Oberwellenkomponenten der fünften bis dreizehnten Ordnung zwischen dem Fall gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung und dem Fall des PWM-Steuerverfahrens zur Eliminierung von Oberwellen niedriger Ordnung gemäß dem Vergleichsbeispiel zeigt, unter der Bedingung dass die Impulsanzahl gleich 1 und die Modulationsrate 0,78 ist.
• 13 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit gemäß der Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 14 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Gatesignal-Erzeugungseinheit gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 15 ist ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zur Bestimmung der Austauschfrequenz von Schaltmustern zeigt, das für zwei Schaltarme eines Wechselrichters gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
• 16 ist eine Abbildung, die die Bestimmung bezüglich der Schaltfrequenz basierend auf dem Laststrom gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 17 ist eine Abbildung, die den Austausch von Schaltmustern gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 18 ist eine Abbildung, die den Austausch von Schaltmustern gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 19 ist eine Abbildung, die den Austausch von Schaltmustern gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 20 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 21 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 22 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Gatesignal-Erzeugungseinheit gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 23 ist eine Abbildung, die die Korrekturmethode einer Impulskorrektureinheit gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 24 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 25 ist eine Abbildung, die ein Beispiel für eine Ausgangsspannung für eine einzelne Phase eines Wechselrichters gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt, der mit einer Impulsanzahl von 3 angesteuert wird.
• 26 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 27 ist eine Abbildung, die das Verhältnis der Grundwellenamplitude eines Mittelimpulses zu einer Modulationsrate gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 28 ist eine Abbildung, die die Oberwellenamplitude des Mittelimpulses gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 29 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 30 ist eine Abbildung, die ein Beispiel einer Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase eines Wechselrichters gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt, der mit einer Impulsanzahl von 5 angesteuert wird.
• 31 ist eine Abbildung, die die Oberwellenamplitude eines Mittelimpulszugs gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 32 ist eine Abbildung, die die Funktionsweise einer Impulsanzahl-Bestimmungseinheit gemäß Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 33 ist eine Abbildung, die ein Beispiel einer Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase eines Wechselrichters gemäß Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung zeigt.
• BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
• Ausführungsform 1
• 1 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 1 weist die Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 einen Wechselrichter 4 und eine Steuereinheit 10 zur Steuerung des Wechselrichters 4 auf und konvertiert Gleichspannungen der Gleichspannungsquellen 1a, 1b, 1c für die U-Phase, die V-Phase und die W-Phase in Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz um, und gibt die Wechselspannung an einen Motor 3 als Last aus. 2 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration des Wechselrichters 4 zeigt.
• Der Wechselrichter 4 ist als fünfstufiger Wechselrichter konfiguriert, in dem für jede Phase zwei Schaltarme 8a und 8b in Reihe geschaltet sind, wobei die zwei Schaltarme 8a und 8b einen dreistufigen Wechselrichter vom Neutralpunkt-Klemmtyp (engl. neutral-point-clamp-type 3-level Wechselrichter) bilden, der Folgendes aufweist: einen Kondensator 5a auf der positiven Seite und einen Kondensator 5b auf der negativen Seite, die miteinander in Reihe geschaltet sind und die Gleichspannung der Gleichspannungsquelle 1a teilen; eine Vielzahl von Schalteinrichtungen 6, die durch IGBTs oder dergleichen gebildet sind, mit denen jeweils Dioden antiparallel verbunden sind; und Klemmdioden 7.
• Im Folgenden werden ein Schaltmuster und dergleichen für den Fall beschrieben, dass in der oben beschriebenen Weise ein fünfstufiger Wechselrichter konfiguriert wird, in dem zwei Schaltabschnitte 8a und 8b, die einen dreistufigen Wechselrichter bilden, für jede Phase in Reihe geschaltet sind. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch angewendet werden, wenn beispielsweise ein zweistufiger Wechselrichter anstatt eines dreistufigen Wechselrichters verwendet wird.
• Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung nicht notwendigerweise auf den Fall beschränkt, dass eine serielle Einheit aus zwei Schaltarmen verwendet wird, sondern kann auch in anderen Fällen angewendet werden. 3 zeigt ein Beispiel für einen zweistufigen Wechselrichter 40, bei dem jede Phase durch einen Schaltarm 80 gebildet ist. Zwei der in 3 gezeigten zweistufigen Schaltarme 80 können für jede Phase in Reihe geschaltet werden und somit für den Wechselrichter verwendet werden.
• Der Wechselrichter 4 konvertiert Gleichspannungen der Gleichspannungsquellen 1a bis 1c durch EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtungen 6 mittels einer PWM-Steuerung in Wechselspannung, die eine beliebige Amplitude und eine beliebige Frequenz hat, und gibt die Wechselspannung aus. Der Wechselrichter 4 hat an einer Stelle, die mit dem Motor 3 verbunden ist, einen Stromsensor 19 als eine Laststrom-Detektionseinheit zur Detektion des Stroms des Motors 3, der einen Laststrom iL darstellt. Der Wechselrichter 4 hat einen EinrichtungsStrom/Temperatursensor 18 als Einrichtungsstrom-Detektionseinheit zur Detektion des Stroms, der durch jede Schalteinrichtung 6 fließt, und als Einrichtungstemperatur-Detektionseinheit zur Detektion der Temperatur jeder Schalteinrichtung 6.
• Die Steuereinheit 10 weist einen Modulationsraten-Rechner 11 auf, sowie eine Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13, eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, eine Impulsanzahl-Umschalteinheit 14 und eine Gatesignal-Erzeugungseinheit 16. Im Folgenden werden diese Komponenten beschrieben.
• Der Modulationsraten-Rechner 11 berechnet eine Modulationsrate m gemäß Gleichung (1) aus der Gleichspannung Vdc jeder Gleichspannungsquelle 1a bis 1c und einem Ausgangsspannungsamplitude Vp des Wechselrichters 4.
  Mathematischer Ausdruck 1 $$m=Vp/Vdc$$

  
• Die Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmt auf der Grundlage eines Ausgangsfrequenz-Befehlswertes Fc für den Wechselrichter 4 eine Impulsanzahl Pnum, die die Anzahl der Impulse pro halber Periode der Grundwelle der PWM-Steuerung darstellt. Wenn der Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc hohe Werte annimmt, muss für den Fall, dass der Wechselrichter 4 Einrichtungen mit niedriger Schaltgeschwindigkeit aufweist, beispielsweise bei einem Wechselrichter mit hoher Kapazität, die Impulsanzahl Pnum pro halber Periode schrittweise verringert werden, um die Anzahl der Schaltvorgänge zu reduzieren. In der vorliegenden Ausführungsform wird die Impulsanzahl Pnum im Hochgeschwindigkeitsbetrieb auf 1 gesetzt (ein Impuls pro halber Periode).
• Wenn sich die von der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 ermittelte Impulsanzahl Pnum ändert, legt die Impulsanzahl-Umschalteinheit 14 ein Schaltübergangs-(Zeit)intervall fest. Wenn die Ausgangsspannungs-Phase (th) des Wechselrichters 4 eine vorgegebene Phase erreicht, gibt die Impulsanzahl-Umschalteinheit 14 an die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 einen Umschaltbefehl 15 zum Umschalten eines Schaltmusters aus, das aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ausgelesen wird.
• Die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ermittelt vorab durch Berechnung für jede Impulsanzahl und für jeden Wert der Modulationsrate m ein Schaltmuster, das Schaltphasen spezifiziert, die Zeitvorgaben für die EIN/AUS-Ansteuerung jeder Schalteinrichtung 6 entsprechen, und speichert das Schaltmuster für jede Modulationsrate m und für jede Impulsanzahl Pnum.
• Diese Berechnung dient dazu, Schaltmuster zu ermitteln, die eine benötigte Modulationsrate m realisieren und harmonische Komponenten bzw. Oberwellenkomponenten reduzieren, und stellt einen bedeutenden Teil der vorliegenden Erfindung dar. Die Schaltmuster und deren Berechnung werden später im Detail beschrieben.
• 4 ist eine Abbildung, in der die Hardware-Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 gezeigt ist. Die Steuereinheit 10 weist einen Prozessor 301, eine Speichereinrichtung 302 und eine Schaltmuster-Speichereinrichtung 303 auf. In der Speichereinrichtung 302 wird vorab ein Programm für die Steuereinheit 10 abgespeichert. Auf dem Prozessor 301 wird ein Funktionsprogramm ausgeführt, das in der Speichereinrichtung 302 abgespeichert ist.
• Der Modulationsraten-Rechner 11, die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, die Impulsanzahl-Umschalteinheit 13, die Impulsanzahl-Umschalteinheit 14 und die Gatesignal-Erzeugungseinheit 16 in der Steuereinheit 10 werden durch den Prozessor 301 gebildet. Die Schaltmuster-Speichereinrichtung 303 speichert das Schaltmuster, das durch die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 mittels eines auf dem Prozessor 301 ausgeführten Programms bestimmt wird. Die Schaltmuster-Speichereinheit 303 kann das Schaltmuster während der Ausführung des Funktionsprogramms oder beim Start speichern.
• Wie in 4 gezeigt ist, wird das Gate-Signal 17 für die EIN/AUS-Ansteuerung jeder Schalteinrichtung 6 des Wechselrichters 4 durch ein von dem Prozessor 301 ausgeführtes Berechnungsverfahren auf der Basis von Information von einer Detektionseinheit 20 erzeugt, die eine Sensorgruppe (einschließlich der Sensoren 18 und 19) zur Bestimmung von Spannung, Strom, der Einrichtungstemperatur und dergleichen an jedem Teil des Wechselrichters 4 bildet.
• Als Nächstes wird der Betriebsablauf beschrieben. Der Betrieb des Wechselrichters 4 selbst anhand einer EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtungen 6 ist bekannt und wird daher nicht beschrieben. Es wird vorwiegend die Steuereinheit 10 beschrieben, insbesondere das Schaltmuster und die Methode zur Berechnung des Schaltmusters durch die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, die für die vorliegende Erfindung von Bedeutung sind.
• 5 zeigt die Relation zwischen der Wellenform der Ausgangsspannung für eine einzelne Phase des Wechselrichters 4 (fünfstufiger Wechselrichter 4) und den Wellenformen der Ausgangsspannung der zwei in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b für den Fall der Impulsanzahl Pnum = 3. 5 zeigt Impuls-Spannungswellenformen für eine Periode (2π) und zeigt die Ausgangsspannung Vs einer einzelnen Phase des fünfstufigen Wechselrichters 4, die Ausgangsspannung VLa des Schaltarms 8a, und die Ausgangsspannung VLb des Schaltarms 8b. Die Schaltarme werden im Folgenden als Arme abgekürzt.
• Wie in 5 gezeigt ist, erhält man die Einzelphasen-Ausgangsspannung Vs des fünfstufigen Wechselrichters 4, der bei einer Gesamt-Impulsanzahl = Pnum (3) × Anzahl der Armserienstufen (2) = 6 arbeitet, durch Addition der Ausgangsspannungen VLa und VLb der zwei Schaltarme 8a und 8b.
• Da die Symmetrie der positiven und negativen Wellenformen kompensiert werden muss, weil Schaltphasen Zeitpunkten zum Einschalten oder Ausschalten der Schalteinrichtungen 6 entsprechen, werden thia, th2a und th3a für den Schaltarm 8a bestimmt, und thib, th2b und th3b werden für den Schaltarm 8b bestimmt, wie in 5 gezeigt. Das heißt, das Schaltmuster dient dazu, diese sechs Schaltphasen thia, th2a, th3a, thib, th2b, th3b zu bestimmen, und die Ausgangsspannungs-Wellenform des Wechselrichters wird durch das Schaltmuster bestimmt.
• Um das Verständnis der Konfiguration und der Funktionsweise der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 zur Bestimmung des Schaltmusters gemäß der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird im Folgenden zunächst ein Vergleichsbeispiel unter Bezugnahme auf 6 und 7 beschrieben, das die Bestimmung eines Schaltmusters unter Verwendung des oben genannten Patentdokuments 2 zeigt.
• In dem oben genannten Patentdokument 2 ist insbesondere keine Beschreibung anhand einer Abbildung enthalten, die die Steuerungskonfiguration zeigt. Um jedoch den Unterschied zur vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen, wird bewusst angenommen, dass das Vergleichsbeispiel die Steuerungskonfiguration gemäß der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 der vorliegenden Ausführungsform 1 annimmt. Zudem wird angenommen, dass die Wechselrichterkonfiguration dem bei der vorliegenden Ausführungsform 1 verwendeten fünfphasigen Wechselrichter 4 entspricht.
• In 6 ist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 100 durch eine Einheit gebildet, die eine Schaltphasengruppe (ein Schaltmuster) zur Erhaltung der Modulationsratenamplitude und zur Eliminierung von Oberwellen bestimmter Ordnungen berechnet, indem eine Gleichung verwendet wird, die die Amplitude einer Ausgangsspannungs-Grundwelle und die Amplitude einer ganzzahlig vielfachen Komponente davon als trigonometrische Funktion darstellt und Schaltphasen (0 bis 2π) als eine Fourier-Reihe, die sich aus der Frequenzkonversion eines Zeitserien-Schaltmusters ergibt, das durch die Impulsanzahl, eine Modulationsrate und eine Ausgangsfrequenz bestimmt wird.
• Die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 100 weist Folgendes auf:
• eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 zur Erhaltung der Modulationsratenamplitude; eine Bestimmungseinheit 102 für die Anzahl der Oberwellen zur Berechnung der Freiheitsgrade eines Gleichungssystems, das weiter unten beschrieben wird und das durch die Anzahl von Schaltphasen basierend auf der Impulsanzahl und der ermittelten Anzahl von Schaltarmserienstufen bestimmt wird, und zur Bestimmung der Anzahl von Oberwellen, die eliminiert werden können, aus dem oben erwähnten Freiheitsgrad und der Anzahl von Freiheitsgraden, die von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 verwendet werden;
• eine Oberwellen-Eliminierungseinheit 103 zur Durchführung der Oberwelleneliminierung für die Oberwellenordnungen, die basierend auf der Bestimmungseinheit 102 für die Anzahl der Oberwellen eliminiert werden können;
• eine Schaltphasen-Berechnungseinheit 104 zur Berechnung von Schaltphasen für ein Schaltmuster durch Auflösen von Ausdrücken, die von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 und der Oberwellen-Eliminierungseinheit 103 vorgegeben werden; und
• eine Schaltmuster-Speichereinheit 105 zum Abspeichern des Schaltmusters, das durch die von der Schaltphasen-Berechnungseinheit 104 berechneten Schaltphasen definiert wird, für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl.
• Als Nächstes wird ein Verfahren zur Vorgabe der Frequenz und der Amplitude einer Spannungs-Wellenform, die mittels Schaltvorgängen ausgegeben wird, unter Verwendung einer Fourierreihe beschrieben. Eine Ausgangsspannungs-Wellenform, die von jedem Schaltarm ausgegeben wird, wird auf eine Wellenform eingestellt, die unabhängig von der Anzahl der Impulse eine 120-Grad-Symmetrie in den jeweiligen Phasen hat und symmetrisch bezüglich einer ¼-Periode und einer ½-Periode ist.
• Dadurch sind nur Spannungs-Oberwellen ganzzahliger Ordnung enthalten, und Spannungs-Oberwellen geradzahliger Ordnung und Ordnungen, die ein Vielfaches von 3 sind, treten theoretisch nicht auf. Daher kann die Ordnung jeder auftretenden Oberwelle, wenn die Ordnung der Grundwelle als 1 definiert wird, als 6n ± 1 dargestellt werden. Das heißt, die Ordnung jeder Oberwelle, basierend auf einer Grundwellenfrequenz als Referenz, kann als 6n ± 1 dargestellt werden, wobei n eine natürliche Zahl ist, und die Ordnungen nehmen Werte wie 5, 7, 11, 13, 17, 19, 23, 25, 29, 31, 35, 37, ... an.
• Bei der Impulsanzahl Pnum = 3 erhält man beispielsweise für den Fall, dass ein Schaltmuster berechnet wird, das die Modulationsrate m erhalten kann und Oberwellenkomponenten der fünften, siebten, elften und dreizehnten Ordnung eliminieren kann, das in Gleichung (2) gezeigte Gleichungssystem. Dieses entspricht der Gleichung (4) des oben genannten Patentdokuments (2).
  Mathematischer Ausdruck 2 $$\begin{array}{l}\frac{4}{\pi }\left(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a\right)=m\\ \frac{4}{\pi }\left(\text{cos }th1b-\text{cos }th2b+\text{cos }th3b\right)=m\\ \text{cos 5}th1a-\text{cos 5}th2a+\text{cos 5}th3a\\ +\text{cos 5}th1b-\text{cos 5}th2b+\text{cos 5}th3b=0\\ \text{cos 7}th1a-\text{cos 7}th2a+\text{cos 7}th3a\\ +\text{cos 7}th1b-\text{cos 7}th2b+\text{cos 7}th3b=0\\ \text{cos 11}th1a-\text{cos 11}th2a+\text{cos 11}th3a\\ +\text{cos 11}th1b-\text{cos 11}th2b+\text{cos 11}th3b=0\\ \text{cos 13}th1a-\text{cos 13}th2a+\text{cos 13}th3a\\ +\text{cos 13}th1b-\text{cos 13}th2b+\text{cos 13}th3b=0\end{array}\}$$

  
• In Gleichung (2) ist die erste Zeile eine Gleichung, die die Relation zwischen der Modulationsrate m und den Schaltphasen th1a, th2a, th3a für den Schaltarm 8a beschreibt, und die zweite Zeile ist eine Gleichung, die die Relation zwischen der Modulationsrate m und den Schaltphasen thib, th2b, th3b für den Schaltarm 8b beschreibt. Diese werden von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 in 6 vorgegeben.
• Als Nächstes berechnet die Bestimmungseinheit 102 für die Anzahl der Oberwellen die Anzahl von Schaltphasen in einer halben Periode der Ausgangsspannungs-Grundwelle aus der Impulsanzahl und der Anzahl der Stufen von Schaltarmen pro Phase des Wechselrichters 4, und bestimmt die Anzahl der Oberwellen, die eliminiert werden kann. Hierbei ist die Anzahl der Schaltphasen dargestellt als Gesamtimpulsanzahl = Impulsanzahl Pnum × 2 Stufen = 6, und die Anzahl der Freiheitsgrade des Gleichungssystems beträgt 6.
• In den Gleichungen in Zeile 1 und 2 von Gleichung (2) legt die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 die Aufteilung der Modulationsrate (Grundwellen-Amplitude) basierend auf einer Anzahl von Stufen von Schaltarmen fest, so dass Spannungsamplituden, die von den zwei Schaltarmen 8a und 8b ausgegeben werden, gleichverteilt sind. Somit ist die Anzahl der Oberwellen, die eliminiert werden können, 6 - 2 = 4.
• Dementsprechend stellt die Oberwelleneliminierungs-Einheit 103 Gleichungen in der dritten bis sechsten Zeile von Gleichung (2) auf, so dass vier Oberwellenkomponenten der, von der niedrigsten Ordnung aus, fünften, siebten, elften und dreizehnten Ordnung, Null werden. Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 104 löst das Gleichungssystem mit sechs Unbekannten, das aus den Gleichungen in der ersten und zweiten Zeile von Gleichung (2), die von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 aufgestellt werden, und den Gleichungen in der dritten bis sechsten Zeile von Gleichung (2), die von der Oberwellen-Eliminierungseinheit 103 aufgestellt werden, besteht. Dadurch werden sechs Variable berechnet, die ein Schaltmuster, d.h. die Schaltphasen (th1a bis th3b), spezifizieren.
• 7 ist eine Abbildung, die Kennlinien der Schaltphasen zeigt, die aus Gleichung (2) über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsraten m berechnet sind. 7(A) zeigt die Kennlinien der Schaltphasen th1a, th2a, th3a für den Schaltarm 8a, und 7(B) zeigt die Kennlinien der Schaltphasen thib, th2b, th3b für den Schaltarm 8b.
• Man erhält ein Schaltmuster, bei dem die Ausgangs-Modulationsraten der Schaltarme 8a und 8b gleich werden, so dass die Last auf die Schaltarme 8a und 8b gleich verteilt ist und die Oberwellen von vier Ordnungen Null werden. Wie in 7(A) gezeigt, ist in einem Bereich marea um die Modulationsrate m1 die Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a derselben Schalteinrichtung kleiner als eine Untergrenze thlim der Phasendifferenz, die vor allem hinsichtlich der Schaltgeschwindigkeitsperformance in der Schalteinrichtung tolerierbar ist.
• Als Gegenmaßnahme kann die Konfiguration der Bestimmungseinheit 102 für die Anzahl der Oberwellen geändert werden, während die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 unverändert beibehalten wird, so dass in Gleichung (2) die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellen um eins verringert wird und stattdessen eine Gleichung zur Erhaltung der Untergrenze thlim der Phasendifferenz verwendet wird, um Lösungen zu berechnen.
• Alternativ kann, wie in dem oben genannten Patentdokument 2 gezeigt ist, die Konfiguration der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 101 so geändert werden, dass bei der Modulationsrate m1 Lösungen des in der untenstehenden Gleichung (3) gezeigten Gleichungssystems (das Gleichung (5) des Patentdokuments 2 entspricht) verwendet werden, in dem die Bedingung, die Last auf die Schaltarme 8a und 8b gleich zu verteilen, gelockert wird. Dadurch kann die Bedingung der Phasendifferenz (th2a-th1a) = thlim eingehalten werden.
  Mathematischer Ausdruck 3 $$\begin{array}{l}\frac{2}{\pi }(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a\\ +\text{cos }th1b-\text{cos }th2b+\text{cos }th3b)=m\\ \text{cos 5}th1a-\text{cos 5}th2a+\text{cos 5}th3a\\ +\text{cos 5}th1b-\text{cos 5}th2b+\text{cos 5}th3b=0\\ \text{cos 7}th1a-\text{cos 7}th2a+\text{cos 7}th3a\\ +\text{cos 7}th1b-\text{cos 7}th2b+\text{cos 7}th3b=0\\ \text{cos 11}th1a-\text{cos 11}th2a+\text{cos 11}th3a\\ +\text{cos 11}th1b-\text{cos 11}th2b+\text{cos 11}th3b=0\\ \text{cos 13}th1a-\text{cos 13}th2a+\text{cos 13}th3a\\ +\text{cos 13}th1b-\text{cos 13}th2b+\text{cos 13}th3b=0\\ th2a-th1a=th\text{ lim}\end{array}\}$$

  
• Wie sich aus der obigen Gleichung (2) und der Gleichung (3) ergibt, müssen bei der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 100 des Vergleichsbeispiels in dem Gleichungssystem, das aufgestellt wird, um ein Schaltmuster zu berechnen, die Gleichungen zur Reduzierung der Oberwellen, die von der Oberwellen-Eliminierungseinheit 103 aufgestellt werden, derart aufgestellt werden, dass nur so viele Gleichungen verwendet werden wie die von der Bestimmungseinrichtung 102 für die Anzahl der Oberwellen bestimmte Anzahl der Oberwellen. Daraus ergibt sich, dass für den Fall einer niedrigen Impulsanzahl Pnum, z.B. Pnum = 1, wie beispielsweise in Gleichung (4) gezeigt, die Anzahl der Variablen zur Spezifizierung eines Schaltmusters 2 beträgt, d.h., th1a und th1b. Wenn dann eine Gleichung zur Vorgabe der Modulationsrate m aufgestellt wird, ist die Anzahl der verbleibenden Gleichungen, die für die Reduzierung von Oberwellen aufgestellt werden kann, nur Eins. Das heißt, es kann nur die Oberwelle einer Ordnung, hier der fünften Ordnung, reduziert werden.
  Mathematischer Ausdruck 4 $$\begin{array}{l}\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1a+\text{cos }th1b\right)=m\\ \text{cos 5}th1a+\text{cos 5}th1b=0\end{array}\}$$

  
• Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Anzahl der Ordnungen von Oberwellen, die reduziert werden, nicht direkt durch die Impulsanzahl beschränkt. Daher ist es möglich, selbst wenn die Impulsanzahl Pnum vergleichsweise niedrig ist, in Ausgangsspannungen Oberwellenkomponenten zu reduzieren, bei denen die Anzahl der Ordnungen gleich oder größer der Gesamtimpulsanzahl ist. Im Folgenden werden Details hierzu im Einzelnen beschrieben.
• 8 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 zeigt, die bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
• In 8 weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 auf, sowie eine Oberwellen-Reduzierungseinheit 122, eine Funktionskombiniereinheit 123, eine Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 und eine Schaltmuster-Speichereinheit 125. Wie oben beschrieben, wird die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 durch den Prozessor 301 gebildet, während die Schaltmuster-Speichereinheit 125 in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 durch die Schaltmuster-Speichereinrichtung 303 gebildet wird.
• Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 erzeugt eine erste Funktion f, die eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate darstellt und die Grundwellenkomponente der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 auf Basis der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl von Schaltarmstufen mit der Modulationsrate assoziiert. Die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 legt eine zweite Funktion Y fest, die eine Funktion zur Reduzierung von Oberwellenkomponenten der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 darstellt und die als Summe aus Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen gebildet ist, die weiter unten beschrieben werden und die auf Grundlage der Impulsanzahl und der Anzahl der Schaltarmstufen über die Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen festgelegt werden.
• Die Funktionskombiniereinheit 123 legt eine Evaluationsfunktion X als dritte Funktion fest, die aus der ersten Funktion f, der zweiten Funktion Y und einer oder mehr zusätzlichen, weiter unten beschriebenen, Variablen gebildet wird. Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 minimiert die Evaluationsfunktion X bezüglich jeder Schaltphase und der zusätzlichen Variablen.
• Dadurch werden Schaltphasen berechnet, die die Modulationsrate erhalten und die Summe von Oberwellenelementen der jeweiligen Ordnungen reduzieren. Die Schaltmuster-Speichereinheit 125 speichert für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl ein Schaltmuster, das durch die Schaltphasen bestimmt ist, die von der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 berechnet werden.
• Als spezifische Beispiele für die oben beschriebene erste Funktion f, die zweite Funktion Y und die Evaluationsfunktion X werden hier drei Funktionen definiert, die in der folgenden Gleichung (5), der Gleichung (6) und der Gleichung (7) gezeigt sind.
  Mathematischer Ausdruck 5 $$\begin{array}{l}ƒ\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ =\frac{2}{\pi }(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a+\text{cos }th1b\\ -\text{cos }th2b+\text{cos }th3b)-m\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ =\sum \{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}(\text{cos }kth1a-\text{cos }kth2a+\text{cos }kth3a\\ {+\text{cos }kth1b-\text{cos }kth2b+\text{cos }kth3b)\times w\left(k\right)\}}^2\\ \left(\text{k}=\mathrm{5,7,11,13,17,19,23,25}\right)\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}X\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,\alpha \right)\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\alpha \times ƒ\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\end{array}$$

  
• Zuerst definiert die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121, wie in Gleichung (5) gezeigt, eine erste Funktion f(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase (hier th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b; diese sind im Folgenden auch als thi bezeichnet) und der Modulationsrate m vorgibt und die jede Schaltphase thi als Variable aufweist, um die Modulationsrate m zu erhalten, die erzeugt wird, indem die Schaltarme 8a und 8b in Reihe geschaltet werden.
• Um Oberwellen zu reduzieren, definiert als Nächstes die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122, wie in Gleichung (6) gezeigt, eine zweite Funktion Y(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase thi und der als Summe jeweiliger Oberwellenelemente verwendeten Quadratsumme aus Werten vorgibt, die ermittelt werden, indem eine Spannungs-Oberwellenkomponente jeder Ordnung in der Ausgangsspannungs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit einem Gewichtungskoeffizient w(k) (k = k1 bis kj) jeder Ordnung multipliziert wird.
• Die Funktion Y(thi) hat jede Schaltphase thi als Variable. In Gleichung (6) ist k die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind insgesamt acht Ordnungen, und zwar die fünfte Ordnung, ..., die fünfundzwanzigste Ordnung Reduktionsziele. Die Reduktionsziele sind aber nicht hierauf beschränkt. Der Gewichtungskoeffizient w(k) wird unten weiter beschrieben.
• Wie in Gleichung (7) gezeigt ist, definiert die Funktionskombiniereinheit 123 die Evaluationsfunktion X, die eine erhöhte Anzahl an Freiheitsgraden hat, indem sie weitere Variable zu den Freiheitsgraden (die der Anzahl der Schaltphasen thi als Variable entsprechen, im vorliegenden Fall also sechs Variable) der ersten Funktion f und der zweiten Funktion Y hinzufügt, um die Modulationsrate zu erhalten und die oben beschriebene Quadratsumme, die maßgeblich für die Spannungs-Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen ist, zu reduzieren.
• Konkret definiert die Funktionskombiniereinheit 123 die Evaluationsfunktion X(thi, α), die die Summe der in Gleichung (6) gezeigten Funktion Y(thi) und einem Wert ist, der aus der Multiplikation der in Gleichung (5) gezeigten Funktion f(thi) mit einer Gewichtungsvariablen α als zusätzlicher Variable gebildet wird, und die jede Schaltphase thi und die Gewichtungsvariable α als Variable hat. In der Evaluationsfunktion X kann auch die zweite Funktion Y mit einer anderen zusätzlichen Variable multipliziert werden.
• Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 erzeugt ein Gleichungssystem mit sieben Unbekannten, das in Gleichung (8) gezeigt ist, und in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α) nach den sieben Variablen α und th1a bis th3b gleich Null gesetzt sind. Indem das Gleichungssystem mit sieben Unbekannten gelöst wird, beispielsweise mittels des Newton-Verfahrens, ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m erhält und den Gesamtbetrag von Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimiert.
  Mathematischer Ausdruck 6 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha }=0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{i}=\text{1a}\text{,2a}\text{,3a}\text{,1b}\text{,2b}\text{,3b}\right)\end{array}\}$$

  
• 9 ist eine Abbildung, die Kennlinien von Schaltphasen zeigt, die anhand der von der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 vorgegebenen Gleichung (8) über einen Bereich von Modulationsraten m von 0,3 bis 1,15 berechnet wurden. 9(A) zeigt die Kennlinien der Schaltphasen th1a, th2a, th3a für den Schaltarm 8a, und 9(B) zeigt die Kennlinien der Schaltphasen th1b, th2b, th3b für den Schaltarm 8b.
• Wie sich aus Gleichung (6) und Gleichung (8) ergibt, stehen gemäß der vorliegenden Erfindung die Impulsanzahl Pnum und die Anzahl der Ordnungen, die Reduktionsziele sind, nicht direkt miteinander in Beziehung, im Gegensatz zu den Einstellungen der Bestimmungseinrichtung 102 für die Anzahl der Oberwellen im obigen Vergleichsbeispiel. Somit ist es möglich, die Spannungs-Oberwellenkomponenten für eine größere Anzahl an Ordnungen zu reduzieren als bei dem Vergleichsbeispiel für den Fall einer Impulsanzahl von 3, wie in Gleichung (2) oder Gleichung (3) gezeigt.
• Es sei bemerkt, dass in 9 der Fall gezeigt ist, in dem der Gewichtungskoeffizient w(k) in der von der Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 festgelegten zweiten Funktion Y aus Gleichung (6) für alle Ordnungen k = k1 bis kj auf 1 gesetzt ist. Wird der Koeffizient w(k) beispielsweise für eine spezifische Ordnung höher gesetzt, kann der Reduktionsgrad der Oberwelle dieser Ordnung gegenüber den anderen Ordnungen erhöht werden.
• Werden beispielsweise bei einem Motor die Induktivitätseigenschaften und die Wicklungsmethode unter Berücksichtigung der Effizienz modifiziert, kann die Oberwellenkomponente einer bestimmten Ordnung in hohem Maße auftreten, was zu dem Auftreten schädlicher Drehmomentwelligkeit durch die Oberwelle führt. In diesem Fall ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das das Auftreten schädlicher Drehmomentwelligkeit verhindern kann und die Oberwellen insgesamt reduzieren kann, indem der Gewichtungskoeffizient w(k) für diese spezifische Ordnung höher eingestellt wird als für die anderen Ordnungen.
• Wird das oben beschriebene Verfahren angewendet, kann sogar für den Fall einer Impulsanzahl von 1 ein Schaltmuster ermittelt werden, mit dem die Oberwellenkomponenten bis zu höheren Ordnungen reduziert werden können als in dem Vergleichsbeispiel, wenn die Gleichung (4) verwendet wird.
• 10 zeigt die Relation zwischen der Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des fünfstufigen Wechselrichters 4 und den Ausgangsspannungs-Wellenformen der zwei in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b für den Fall, dass die Impulsanzahl Pnum = 1 ist. 10 zeigt Impulsspannungs-Wellenformen für eine Periode (2π) und zeigt die Einzelphasen-Ausgangsspannung Vs des fünfstufigen Wechselrichters 4, die Ausgangsspannung VLa des Schaltarms 8a, und die Ausgangsspannung VLb des Schaltarms 8b. Wie in 10 gezeigt ist, erhält man die Einzelphasen-Ausgangsspannung Vs des fünfstufigen Wechselrichters 4, der bei einer Gesamtimpulszahl = Pnum (1) × Anzahl der Armserienstufen (2) betrieben wird, indem man die Ausgangsspannungen VLa und VLb der beiden Schaltarme 8a und 8b addiert.
• Wie in dem in 5 gezeigten Fall werden als Schaltphasen, die Zeitpunkten zum Anschalten oder Ausschalten der Schalteinrichtungen 6 entsprechen, th1a für den Schaltarm 8a und th1b für den Schaltarm 1b bestimmt, wie in 10 gezeigt, da die Symmetrie der positiven und negativen Wellenformen kompensiert werden muss. Somit sind die Ausgangs-Wellenformen der Schaltarme 8a und 8b und außerdem die Ausgangsspannungs-Wellenform des fünfstufigen Wechselrichters bestimmt. Das heißt, das Schaltmuster dient dazu, diese zwei Schaltphasen th1a und th 1 b zu spezifizieren, und die Ausgangsspannungs-Wellenform des Wechselrichters 4 wird durch das Schaltmuster vorgegeben.
• Für den Fall, dass die Impulsanzahl Pnum = 1 ist, werden wie in der Gleichung (5), der Gleichung (6) und der Gleichung (7) für den Fall der Impulsanzahl Pnum = 3 die Gleichung (9), die Gleichung (10) und die Gleichung (11) jeweils von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121, der Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 und der Funktionskombiniereinheit 123 definiert.
  Mathematischer Ausdruck 7 $$ƒ\left(th1a,th1b\right)=\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1a+\text{cos }th1b\right)-m$$

  

  $$\begin{array}{l}Y\left(th1a,th1b\right)=\sum {\left\{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}\left(\text{cos }kth1a+\text{cos }kth1b\right)\times w\left(k\right)\right\}}^2\\ \left(\text{k}=\mathrm{5,7,11,13}\right)\end{array}$$

  

  $$X\left(th1a,th1b,\alpha \right)+Y\left(th1a,th1b\right)+\alpha \times ƒ\left(th1a,th1b\right)$$

  
• Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 definiert durch Gleichung (9) eine erste Funktion f(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase (thia, thib, im Folgenden auch als thi bezeichnet) und der Modulationsrate m vorgibt und die jede Schaltphase thi als Variable hat. Die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 definiert durch Gleichung (10) eine zweite Funktion Y(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase thi und der Quadratsumme aus Werten vorgibt die ermittelt werden, indem eine Spannungs-Oberwellenkomponente jeder Ordnung in der Ausgangsspannungs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit dem Gewichtungskoeffizient w(k) jeder Ordnung multipliziert wird.
• Die Funktion Y(thi) weist jede Schaltphase thi als Variable auf. Hierbei sind vier Ordnungen, d.h., k = 5, 7, 11, 13 Reduktionsziele, aber die Reduktionsziele sind nicht hierauf beschränkt.
• Die Funktionskombiniereinheit 123 definiert durch Gleichung (11) eine Evaluationsfunktion X(thi, α), die die Summe der in Gleichung (10) gezeigten zweiten Funktion Y(thi) und einem Wert ist, der aus der Multiplikation der in Gleichung (9) gezeigten ersten Funktion f(thi) mit einer Gewichtungsvariablen α als zusätzlicher Variable gebildet wird, und die jede Schaltphase thi und die Gewichtungsvariable α als Variable hat.
• Dann wird, wie in Gleichung (12) gezeigt, ein Gleichungssystem mit drei Unbekannten erzeugt, in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α) nach drei Variablen α, th1a und th1b gleich Null gesetzt werden. Wenn dann das Gleichungssystem mit drei Unbekannten gelöst wird, ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m erhält und den Gesamtbetrag von Spannungs-Oberwellenkomponenten von hier vier Ordnungen minimiert.
  Mathematischer Ausdruck 8 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha }=0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\\ \left(\text{i}=\text{1a}\text{,1b}\right)\end{array}\}$$

  
• 11 ist eine Abbildung, die die Kennlinien der Schaltphase th1a für den Schaltarm 8a und der Schaltphase th1b für den Schaltarm 8b zeigt, die mit der obigen Gleichung (12) in einem Modulationsratenbereich m von 0,3 bis 1,15 berechnet sind. Die Schaltphasen th1a und th2 variieren stetig mit der Modulationsrate m.
• 12 zeigt einen Vergleich der Oberwellenkomponenten der fünften bis dreizehnten Ordnung in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 bei der Modulationsrate m = 0,78, erhalten durch eine Berechnung unter Verwendung von Gleichung (12) bei der vorliegenden Ausführungsform und in der Ausgangsspannung bei der gleichen Modulationsrate m = 0,78, erhalten durch eine Berechnung unter Verwendung von Gleichung (4) in dem obigen Vergleichsbeispiel, für den Fall einer Impulsanzahl Pnum = 1.
• Bei dem PWM-Steuerungsverfahren mit Eliminierung von Oberwellen niedriger Ordnung gemäß dem Vergleichsbeispiel, dargestellt in schräger Schraffur, sind die zu reduzierenden Oberwellenkomponenten mit Ausnahme der Oberwellenkomponente fünfter Ordnung, insbesondere die Oberwellenkomponenten siebter und elfter Ordnung, hoch. Im Gegensatz dazu sind für den Fall von Gleichung (12) gemäß der vorliegenden Ausführungsform, ohne Schraffierung dargestellt, die Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnung insgesamt niedrig. Es ergibt sich, dass die Summe der Oberwellenamplituden reduziert ist und dass Oberwellenkomponenten, deren Ordnungsnummer gleich oder größer als (Pnum × Anzahl von Armserienstufen) ist, unterdrückt werden können.
• Als Kriterium für einen Oberwellengehalt dient eine Spannungs-Gesamtverzerrungsrate (engl. voltage overall distortion rate), deren Wert erhalten wird, indem die Quadratwurzel aus der Quadratsumme der Spannungs-Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen durch eine Spannungs-Referenzwellenkomponente geteilt wird. Wenn die Verzerrungsrate für die fünfte bis dreizehnte Oberwellenkomponente berechnet wird, kann bestätigt werden, dass für den Fall des Vergleichsbeispiels die Verzerrungsrate 25 % ist, während bei der vorliegenden Ausführungsform die Verzerrungsrate 17 % beträgt. Somit kann die Verzerrungsrate um etwa 1/3 gesenkt werden.
• Wie oben beschrieben, weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 bei der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121, die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 und die Funktionskombiniereinheit 123 auf, wie zuvor detailliert beschrieben. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 weist außerdem die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 und die Schaltmuster-Speichereinheit 125 auf.
• Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 legt die erste Funktion f(thi) fest, bei der es sich um eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate handelt, die die Grundwellenkomponente der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit der Modulationsrate assoziiert und jede Schaltphase thi als Variable hat. Die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122 legt die zweite Funktion Y(thi) fest, bei der es sich um eine Funktion zur Reduzierung einer Oberwellenkomponente in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 handelt, und die sich aus der Addition der Oberwellenelemente der jeweiligen Ordnungen ergibt, die durch die Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 bestimmt sind, und sie hat jede Schaltphase thi als Variable.
• Die Funktionskombiniereinheit 123 legt die Evaluierungsfunktion X(thi, α) = Y(thi) + α×f(thi) als dritte Funktion fest, die aus der ersten Funktion f(thi), der zweiten Funktion Y(thi) und der zusätzlichen Variable α gebildet wird, und die jede Schaltphase thi und die zusätzliche Variable α als Variable hat. Weiter wird ein Gleichungssystem gelöst, in dem die sämtlichen partiellen Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α) nach jeder Schaltphase und der zusätzlichen Variablen α gleich Null gesetzt werden, um die Evaluationsfunktion X(thi, α) zu minimieren.
• Damit kann die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 die Schaltphasen thi berechnen, die die Modulationsrate erhalten und die Summe der Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen reduzieren. Die Schaltmuster-Speichereinheit 125 speichert für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl ein Schaltmuster, das durch die berechneten Schaltphasen thi spezifiziert ist. Daher ist die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellenordnungen nicht direkt durch die Impulsanzahl limitiert.
• Daher ist es selbst bei einer vergleichsweise kleinen Impulsanzahl möglich, in der Ausgangsspannung die Spannungs-Oberwellenkomponenten oder Strom-Oberwellenkomponenten zu reduzieren, deren Ordnungsnummer gleich oder größer der Gesamt-Impulsanzahl ist.
• Ausführungsform 2
• Als Nächstes wird eine Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gesamte Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 entspricht der in 1 und 2 gezeigten gemäß Ausführungsform 1, jedoch unterscheidet sich die interne Konfiguration der Schaltmuster-Bestimmungseinheit.
• 13 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12A gemäß der vorliegenden Ausführungsform 2 zeigt.
• In dem obigen, in 7 dargestellten Vergleichsbeispiel tritt das Problem auf, dass bei den Schaltmustern, die über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsraten berechnet sind, in dem Bereich marea um die Modulationsrate m1 insbesondere die Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a derselben Schalteinrichtung kleiner wird als eine Untergrenze thlim der Phasendifferenz, die bei der Schalteinrichtung tolerierbar ist (siehe
  7(A)). Wie oben beschrieben, ist eine Maßnahme, die in dem Vergleichsbeispiel diesbezüglich ergriffen wird, für den Bereich marea, der die Modulationsrate m1 enthält, Lösungen des Gleichungssystems in Gleichung (3) anstelle dem in Gleichung (2) zu verwenden.
• Bei den Kennlinien der Schaltmuster, die bei der obigen Ausführungsform 1 berechnet werden (siehe 9), sind hingegen alle Phasendifferenzen zwischen benachbarten Schaltphasen gleich oder größer der Untergrenze thlim der Phasendifferenz, so dass das obige Problem nicht auftritt. Es wird jedoch festgestellt, dass je nach den Berechnungsbedingungen, das obige Problem selbst bei Ausführungsform 1 auftreten kann. Daher dient die vorliegende Ausführungsform 2 dazu, eine Maßnahme für solch einen Fall anzugeben.
• Die folgende Beschreibung geht von der Annahme aus, dass bei dem Schaltmuster, das nach dem in den obigen Gleichungen (5) bis (8) beschriebenen Verfahren für den Fall einer Impulsanzahl Pnum = 3 berechnet wird, die Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a kleiner als die Untergrenze thlim der Phasendifferenz wird.
• Die in 13 gezeigte Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12A unterscheidet sich von der in 6 gezeigten Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 gemäß der obigen Ausführungsform 1 darin, dass sie zusätzlich eine Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126 aufweist. Im Folgenden wird hauptsächlich auf diesen Punkt eingegangen. Die übrige Konfiguration entspricht der bei der obigen Ausführungsform 1.
• Die Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126 legt eine Funktion P fest, die die Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a beschreibt, um einen Wert (thlim) für die Untergrenze der Schaltphasendifferenz festzulegen. Konkret ist die Funktion P(thla, th2a) durch Gleichung (13) definiert.
  Mathematischer Ausdruck 9 $$P\left(th1a,th2a\right)=th2a-th1a-th\text{ lim}$$

  
• Die Funktion P spiegelt sich in den später beschriebenen Gleichungen (14) und (15) wider, die jeweils von der Funktionskombiniereinheit 123 und der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 definiert werden. Dadurch wird sichergestellt, dass die Phasendifferenz zwischen den Schaltphasen th1a und th2a gleich oder größer der Untergrenze thlim der Phasendifferenz ist. Außerdem wird die in der obigen Gleichung (7) gezeigte Evaluationsfunktion X(thi, α) durch eine Evaluationsfunktion X(thi, α, (3) ersetzt, die in der folgenden Gleichung (14) gezeigt ist. Die Funktion f(thi) und die Funktion Y(thi) entsprechen denen in Ausführungsform 1.
  Mathematischer Ausdruck 10 $$\begin{array}{l}X\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,\alpha ,\beta \right)\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\alpha \times ƒ\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\beta \times P\left(th1a,th2a\right)\end{array}$$

  
• In der Gleichung (14) wird ein Ausdruck zu der rechten Seite von Gleichung (7) addiert, der durch Multiplikation der Funktion P mit einer Gewichtungsvariablen β erhalten wird. Für die Modulationsrate m1 in dem Bereich marea wird ein Gleichungssystem mit acht Unbekannten festgelegt, das in Gleichung (15) gezeigt ist, in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X nach insgesamt acht Variablen α, β, th1a bis th3b gleich Null oder größer gleich Null gesetzt werden.
  Mathematischer Ausdruck 11 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha }=0\\ \frac{\partial X}{\partial \beta }\ge 0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{i}=\text{1a}\text{,2a}\text{,3a}\text{,1b}\text{,2b}\text{,3b}\right)\end{array}\}$$

  
• Wenn Gleichung (15) gelöst wird, ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m1 und eine notwendige Phasendifferenz thlim zwischen den benachbarten Schaltphasen erhält und den Gesamtwert der Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimiert.
• Daher speichert die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12A für eine Modulationsrate außerhalb des Bereichs marea das mit der obigen Gleichung (8) berechnete Schaltmuster wie bei der obigen Ausführungsform 1, und für eine Modulationsrate in dem Bereich marea speichert die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12A das Schaltmuster, das mit Gleichung (15) berechnet wird, anstelle des mit der obigen Gleichung (8) berechneten Schaltmusters.
• Es sei darauf hingewiesen, dass ein stetiger Übergang zwischen den Kennlinien der Schaltphasen, die mit der obigen Gleichung (8) berechnet werden, und den Schaltphasen, die mit Gleichung (15) für Modulationsraten in dem Bereich marea berechnet werden, durch eine geeignete Anpassung der Gewichtungsvariablen β sichergestellt werden kann.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform 2 ist ebenso wie bei der obigen Ausführungsform 1 die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellenordnungen nicht direkt durch die Impulsanzahl begrenzt. Daher ist es selbst bei einer vergleichsweise kleinen Impulsanzahl möglich, in der Ausgangsspannung Spannungs-Oberwellenkomponenten oder Strom-Oberwellenkomponenten zu reduzieren, deren Ordnungsnummer gleich oder größer der Gesamt-Impulsanzahl ist.
• Außerdem enthält die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12A die Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126. Dadurch ist es möglich, für den Fall, dass bei einigen der berechneten Schaltmuster die Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen kleiner als die Untergrenze der Schaltphasendifferenz ist und ein Problem in dem Schaltbetrieb der Schalteinrichtung 6 verursacht, die folgende Maßnahme zu ergreifen:
• Es wird von der Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126 eine Funktion P(thi) zur Erhaltung der Untergrenze der Schaltphasendifferenz für die obige Phasendifferenz festgelegt. Dann wird die Evaluationsfunktion X(thi, α, β) = Y(thi) + α×f(thi) + β×P(thi) festgelegt, in der die Funktion P(thi) berücksichtigt ist. Dann löst die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 das Gleichungssystem, in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α, (3) nach jeder Schaltphase thi und den zusätzlichen Variablen α und β gleich Null oder größer gleich Null gesetzt sind, um so ein Schaltmuster zu berechnen, und dieses Schaltmuster wird anstelle einiger der obigen Schaltmuster verwendet. Dadurch wird eine benötigte Phasendifferenz thlim zwischen den benachbarten Schaltphasen erhalten, so dass das Problem beim Schaltbetrieb verhindert wird.
• Ausführungsform 3
• Als Nächstes wird eine Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gesamte Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 entspricht der in 1 und 2 gezeigten Konfiguration gemäß Ausführungsform 1. Im vorliegenden Fall unterscheidet sich die erste Funktion, die von der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 festgelegt wird, von der in Ausführungsform 1. Die übrige Konfiguration entspricht der bei der obigen Ausführungsform 1.
• In der obigen Ausführungsform 1 ist als die erste Funktion, die die Relation zwischen jeder Schaltphase und der Modulationsrate vorgibt, die Funktion f zur Erhaltung der Modulationsrate, die durch Verbinden der Schaltarme 8a und 8b in Reihe erhalten wird, durch Gleichung (5) definiert. In der vorliegenden Ausführungsform 3 wird ein Schaltmuster unter der Bedingung berechnet, dass die auszugebende Modulationsrate zwischen den Schaltarmen 8a und 8b gleich ist, um die Last der Schaltarme 8a und 8b auszugleichen. Im Folgenden wird dies zusammenfassend beschrieben.
• Zuerst werden, wie in Gleichung (16) und Gleichung (17) gezeigt, für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b eine Funktion fa(thla, th2a, th3a) und eine Funktion fu(th 1 b, th2b, th3b) als die erste Funktion, die die Relation zwischen jeder Schaltphase und der Modulationsrate vorgibt, definiert. In diesem Fall werden die Funktion fa und die Funktion fb so festgelegt, dass die auszugebende Modulationsrate m gleichmäßig zwischen den Schaltarmen 8a und 8b aufgeteilt wird, um die Last an den Schaltarmen 8a und 8b auszugleichen.
  Mathematischer Ausdruck 12 $$\begin{array}{l}ƒa\left(th1a,th2a,th3a\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a\right)-m/2\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}ƒb\left(th1b,th2b,th3b\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1b-\text{cos }th2b+\text{cos }th3b\right)-m/2\end{array}$$

  
• Als Reaktion wird anstelle der in Gleichung (7) gezeigten Evaluationsfunktion X bei der obigen Ausführungsform 1 eine in Gleichung (18) gezeigte Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2) als die dritte Funktion definiert. Es sei darauf hingewiesen, dass die Funktion Y(thi) gleich der bei der obigen Ausführungsform 1 ist, und es werden die durch die obige Gleichung (6) und die obige Gleichung (10) definierten Funktionen Y(thi) verwendet.
  Mathematischer Ausdruck 13 $$\begin{array}{l}X\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,\alpha \mathrm{1,}\alpha 2\right)\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\alpha 1\times ƒa\left(th1a,th2a,th3a\right)+\alpha 2\times ƒb\left(th1b,th2b,th3b\right)\end{array}$$

  
• Dann wird ein Gleichungssystem mit acht Unbekannten gelöst, das in Gleichung (19) gezeigt ist, in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2) nach acht Variablen α1, α2, th1a bis th3b jeweils gleich Null gesetzt werden, wie in Gleichung (19) gezeigt. Damit ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m erhält, die Last an den Schaltarmen 8a und 8b ausgleicht und den Gesamtwert der Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen reduziert.
  Mathematischer Ausdruck 14 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha 1}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \alpha 2}\ge 0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{i}=\text{1a}\text{,2a}\text{,3a}\text{,1b}\text{,2b}\text{,3b}\right)\end{array}\}$$

  
• Wie bei Ausführungsform 1 ist bei der Ausführungsform 3 die Anzahl der zu reduzierenden Oberwellenordnungen nicht direkt durch die Impulsanzahl limitiert. Daher ist es selbst bei einer vergleichsweise kleinen Impulsanzahl möglich, in der Ausgangsspannung Spannungs-Oberwellenkomponenten oder Strom-Oberwellenkomponenten zu reduzieren, deren Ordnungsnummer gleich oder größer der Gesamt-Impulsanzahl ist. Außerdem kann das Schaltmuster so bestimmt werden, dass die auszugebende Modulationsrate gleich zwischen den Schaltarmen 8a und 8b ist, so dass die Last an den Schaltarmen 8a und 8b ausgeglichen werden kann.
• Die Funktionen Y(thi), die durch die obige Gleichung (6) und Gleichung (10) definiert sind, dienen beide dazu, die Quadratsumme der Spannungs-Oberwellenkomponenten zu reduzieren. Wenn jedoch als Last der Motor 3 verwendet wird, kann eine Erhöhung der Kupferverluste des Motors 3 aufgrund vorhandener Oberwellenkomponenten zu einem Problem werden. In diesem Fall ist es notwendig, Strom-Oberwellenkomponenten zu reduzieren.
• Man erhält den Wert des durch den Motor 3 fließenden Stroms durch Division der Spannung durch die Impedanz. Die Impedanz Z ist näherungsweise durch die Induktivität L des Motors 3 bestimmt. Das heißt, die Relation Z ≒ 2πfL ist erfüllt, und der Strom ist indirekt proportional zur Frequenz f.
• Entsprechend wird für den Fall, dass die Strom-Oberwellenkomponenten reduziert werden sollen, statt den in der obigen Gleichung (6) und Gleichung (10) definierten Funktionen Y(thi) beispielsweise eine Funktion Y1(thi) als zweite Funktion verwendet, die in der folgenden Gleichung (20) gezeigt ist und in der als Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen die Komponenten der jeweiligen Ordnungen weiterhin mit 1/k multipliziert werden.
  Mathematischer Ausdruck 15 $$\begin{array}{l}Y1\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ =\sum \{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}\times \frac{1}{k}(\text{cos }kth1a-\text{cos }kth2a+\text{cos }kth3a\\ {+\text{cos }kth1b-\text{cos }kth2b+\text{cos }kth3b)\times w\left(k\right)\}}^2\\ \left(\text{k}=\mathrm{5,7,11,13}\right)\end{array}$$

  
• Die Art und Weise, wie das Schaltmuster unter Verwendung der Funktion Y1(thi) berechnet wird, entspricht vollständig dem Fall, in dem die zuvor beschriebene Funktion Y(thi) verwendet wird, so dass die entsprechende Beschreibung nicht wiederholt wird. Hierbei wird die zweite Funktion Y1(thi) festgelegt, indem Quadrate der Strom-Oberwellen der jeweiligen Ordnungen aufsummiert werden, während der Gewichtungskoeffizient w(k), der von der jeweiligen Ordnung abhängt, verändert wird, um die gesamten Oberwellenverluste in dem Wechselrichter 4 und dem mit dem Wechselrichter 4 verbundenen Motor zu reduzieren. Dadurch ist es möglich, die gesamten Oberwellenverluste in dem Wechselrichter 4 und dem mit dem Wechselrichter 4 verbundenen Motor 3 zu reduzieren.
• Wenngleich spezifische Ausdrücke nicht beschrieben sind, können für die Oberwellenelemente der jeweiligen Ordnungen Multiplikationswerte von Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen und Strom-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen als zweite Funktion Y(thi) verwendet werden, um Schaltphasen zu ermitteln. In diesem Fall ist es möglich, die Summe der Leistungs-Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen zu reduzieren.
• Es sei darauf hingewiesen, dass die zweite Funktion Y1(thi) nicht nur bei der obigen Ausführungsform 3 verwendet werden kann, sondern auch bei den obigen Ausführungsformen 1 und 2. Auch in diesem Fall kann die gleiche Wirkung erzielt werden.
• Ausführungsform 4
• Als Nächstes wird eine Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gesamte Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 entspricht der in 1 und 2 gezeigten Konfiguration gemäß Ausführungsform 1. Im vorliegenden Fall unterscheidet sich die interne Konfiguration der Gatesignal-Erzeugungseinheit von der bei der obigen Ausführungsform 1.
• 14 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Gatesignal-Erzeugungseinheit 16A gemäß der vorliegenden Ausführungsform 4 zeigt. Die übrige Konfiguration entspricht der bei der obigen Ausführungsform 1. Wie bei der obigen Ausführungsform 1 liest die Gatesignal-Erzeugungsvorrichtung 16A aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ein Schaltmuster entsprechend der Modulationsrate m aus dem Modulationsratenrechner 11 und der Impulsanzahl Pnum aus der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 aus und generiert basierend auf dem Schaltmuster das Gatesignal 17 zur EIN/AUS-Ansteuerung jeder Schalteinrichtung 6.
• Beispielsweise in dem Fall, in dem die Impulsanzahl Pnum = 3 ist, wie in dem obigen Schaltmuster in 9 gezeigt, sind bei jeder Modulationsrate die Schaltphasen (thia, th2a, th3a und thib, th2b, th3b) für die zwei Schaltarme 8a und 8b verschieden voneinander. Daher wird die Lastverteilung an den Schalteinrichtungen ungleichmäßig, wenn der Schaltarm 8a den Schaltbetrieb nur unter Verwendung des Schaltmusters für den Schaltarm 8a (im Folgenden als a-Arm-Schaltmuster bezeichnet) fortsetzt und der Schaltarm 8b den Schaltbetrieb nur unter Verwendung des Schaltmusters für den Schaltarm 8b (im Folgenden als b-Arm-Schaltmuster bezeichnet) fortsetzt, weil deren EIN/AUS-Zeitdauern und die fließenden Ströme abhängig vom Laststrom oder jeder Schaltphase verschieden sind. Daher ist es wahrscheinlich, dass eine partielle Verschlechterung bei den Schalteinrichtungen und Schwankungen in den Schaltvorgängen auftreten.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform 4 weist die Gatesignal-Erzeugungseinheit 16A, wie in 14 gezeigt ist, eine Schaltmuster-Austauscheinheit 161 und eine Gatesignal-Erzeugungseinheit 162 auf.
• Die Schaltmuster-Austauscheinheit 161 tauscht die Schaltmuster zwischen den Schaltarmen 8a und 8b mit einer festgelegten Periode aus, basierend auf der Ausgangsspannungs-Phase th, dem Laststrom, dem Einrichtungsstrom und der Einrichtungstemperatur, so dass die Last an den beiden Schaltarmen 8a und 8b ausgeglichen wird. Die Gatesignal-Erzeugungseinheit 162 erzeugt das Gatesignal 17 basierend auf den Schaltmustern, die von der Schaltmuster-Austauscheinheit 161 ausgetauscht werden.
• Hier wird der Fall beschrieben, bei dem zwei Schaltarme 8a und 8b in Reihe geschaltet sind. Es ist jedoch auch in dem Fall, dass drei oder mehr Schaltarme in Reihe geschaltet sind, möglich, die Last an diesen in Reihe geschalteten Schaltarmen auszugleichen, indem dasselbe Verfahren angewendet wird.
• 15 ist ein Ablaufdiagramm, das ein Beispiel für ein Verfahren zur Bestimmung der Austauschfrequenz von Schaltmustern zwischen den zwei Schaltarmen 8a und 8b zeigt. Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 15 ein Ablauf zur Bestimmung einer Austauschperiode NN beschrieben, die die Häufigkeit des Austauschs der Schaltmuster angibt. Es sei darauf hingewiesen, dass die Austauschperiode NN als die Anzahl der Perioden bei der Frequenz des Wechselrichterbetriebs dargestellt wird.
• Zuerst wird der Laststrom mit dem Stromsensor 19 detektiert und ein Effektivwert Rms des Laststroms berechnet (ST1). Als Nächstes wird der Laststrom-Effektivwert Rms mit einem Bestimmungsgrenzwert Ca für die Schaltfrequenz verglichen, um eine Bestimmung bezüglich der Schaltfrequenz basierend auf dem Laststrom vorzunehmen (ST2).
• 16 zeigt Beispiele für den Laststrom und die Ausgangsspannung Vs des fünfstufigen Wechselrichters 4 für eine einzelne Phase im Schritt ST2.
• Wellenformen 71a, 71b zeigen jeweils den Laststrom für eine einzelne Phase an. Eine Wellenform 71ar gibt den momentanen Effektivwert (Rms) des Laststroms an (Wellenform 71ar), eine Wellenform 71br gibt den momentanen Effektivwert (Rms) des Laststroms an (Wellenform 71br), und die Wellenform 71 gibt eine Wellenform an, die erhalten wird, indem der Bestimmungsgrenzwert Ca für die Schaltfrequenz in Phasenstrom umgerechnet wird.
• Wenn der detektierte Laststrom im Schritt ST2 in einem durch die Wellenformen 71b, 71br angegebenen Zustand ist, das heißt, wenn der Effektivwert Rms des Laststroms gleich dem oder kleiner als der Bestimmungsgrenzwert Ca ist, wird die Austauschperiode NN für die Schaltmuster auf 4 gesetzt (4 Perioden bei der Frequenz des Wechselrichterbetriebs). Das heißt, es wird die Schaltmuster-Austauschperiode NN verlängert, um die Austauschfrequenz zu verringern (ST3).
• Wenn der detektierte Laststrom im Schritt ST2 in einem durch die Wellenformen 71a, 71ar angegebenen Zustand ist, das heißt, wenn der Effektivwert Rms des Laststroms größer als der Bestimmungsgrenzwert Ca ist, werden die Einrichtungsströme der Vielzahl von Schalteinrichtungen 6 in jedem der zwei Schaltarme 8a und 8b des Wechselrichters 4 mit dem Einrichtungs-Strom/Temperatursensor 18 detektiert, und deren durchschnittlicher Strom Ie berechnet (ST4).
• Als Nächstes wird ein Wert, der durch Multiplikation einer Schaltarm-EIN-Zeitdauer mit dem durchschnittlichen Strom Ie der Schalteinrichtungen in jedem Schaltarm 8a, 8b ermittelt wird, mit dem Bestimmungsgrenzwert Cb verglichen, der vorab bei der Entwicklung festgelegt wird (ST5). Wenn der Wert gleich dem oder kleiner als der Bestimmungsgrenzwert Cb ist, wird die Schaltmuster-Austauschperiode NN auf 2 gesetzt (ST6).
• Wenn im Schritt ST5 der Wert, der durch Multiplikation einer Schaltarm-EIN-Zeitdauer mit dem durchschnittlichen Strom Ie der Schalteinrichtungen in jedem Schaltarm 8a, 8b ermittelt wird, größer als der Bestimmungsgrenzwert Cb ist, werden die Einrichtungstemperaturen der Vielzahl von Schalteinrichtungen 6 in jedem Schaltarm 8a, 8b mit dem Einrichtungs-Strom/Temperatursensor 18 detektiert, und deren Durchschnittstemperatur THe wird berechnet (ST7). Als Nächstes wird die Durschnittstemperatur THe der Schalteinrichtungen in jedem Schaltarm 8a, 8b mit einem Bestimmungsgrenzwert Cc verglichen, der vorab bei der Entwicklung festgelegt wird (ST8). Wenn der Wert gleich dem oder kleiner als der Bestimmungsgrenzwert Cc ist, fährt das Verfahren mit Schritt ST6 fort, um die Schaltmuster-Austauschperiode NN auf 2 zu setzen.
• Wenn im Schritt ST8 die Durschnittstemperatur THe der Schalteinrichtungen in jedem Schaltarm 8a, 8b höher als der Bestimmungsgrenzwert Cc ist, wird die Schaltmuster-Austauschperiode NN auf 1 gesetzt (ST9).
• 17 ist eine Abbildung, die ein Verfahren zum Schaltmuster-Austausch für den Fall zeigt, dass die Schaltmuster-Austauschperiode NN 4 ist, und das Schaltmuster für den Fall zeigt, dass die Impulsanzahl, mit der jeder Schaltarm 8a, 8b Schalthandlungen durchführt, Eins ist, wobei Nummern N (=1 bis 4) vier Perioden bei der Frequenz des Wechselrichterbetriebs zugeordnet sind.
• Wie in 17 gezeigt ist, führt der Schaltarm 8a in den Perioden N = 1, 2 der Betriebsfrequenz Schalthandlungen unter Verwendung seines eigenen Schaltmusters, d.h. eines 8a-Arm-Musters (thia), aus. In den Perioden N = 3, 4 führt der Schaltarm 8a Schalthandlungen unter Verwendung eines Schaltmusters für den Schaltarm 8b, d.h. eines 8b-Arm-Musters (thib), aus.
• In ähnlicher Weise führt auch der Schaltarm 8b Schalthandlungen aus, während er abwechselnd sein eigenes 8b-Arm-Muster und das 8a-Arm-Muster für jeweils zwei Perioden verwendet. Die Phase, bei der die Schaltmuster ausgetauscht werden, ist in beiden Phasen auf Null Grad (0°) gesetzt.
• 18 ist eine Abbildung, die ein Verfahren zum Schaltmuster-Austausch für den Fall zeigt, dass die Schaltmuster-Austauschperiode NN 2 ist. Wie in 18 gezeigt ist, führt jeder Schaltarm 8a, 8b Schalthandlungen aus, während er für jede Periode bei der Frequenz des Wechselrichterbetriebs abwechselnd sein eigenes Arm-Muster und das andere Arm-Muster verwendet.
• 19 ist eine Abbildung, die ein Verfahren zum Schaltmuster-Austausch für den Fall zeigt, dass die Schaltmuster-Austauschperiode NN 1 ist. Wie in 19 gezeigt ist, werden die Schaltmuster für die zwei Schaltarme 8a und 8b in einer Periode bei der Frequenz des Wechselrichterbetriebs ausgetauscht.
• In der Periode N = 1 führt der Schaltarm 8a während der Zeitspanne von 0 bis (1/2)π und der Zeitspanne von π bis (3/2)π Schalthandlungen unter Verwendung des 8b-Arm-Schaltmusters (th1b) aus, und während der Zeitspanne von (1/2)π bis π und der Zeitspanne von (3/2)π bis 2π führt der Schaltarm 8a Schalthandlungen unter Verwendung seines eigenen 8a-Arm-Schaltmusters(thla) aus.
• In der Periode N = 2 führt der Schaltarm 8a im Gegensatz zu dem Fall der Periode N = 1 während der Zeitspanne von (1/2)π bis π und der Zeitspanne von (3/2)π bis 2π Schalthandlungen unter Verwendung des 8b-Arm-Schaltmusters (th1b) aus, und während der Zeitspanne von 0 bis (1/2)π und der Zeitspanne von π bis (3/2)π führt der Schaltarm 8a Schalthandlungen unter Verwendung seines eigenen 8a-Arm-Schaltmusters(thla) aus. Der Schaltarm 8b führt Schalthandlungen unter Verwendung eines Schaltmusters aus, das nicht von dem Schaltarm 8a verwendet wird.
• In der obigen, anhand 15 gegebenen Beschreibung wird die Schaltmuster-Austauschperiode basierend auf den detektierten Werten des Laststroms, des Einrichtungsstroms und der Einrichtungstemperatur geschaltet. Ohne Beschränkung hierauf können abhängig von den Nutzungsbedingungen oder dergleichen der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 die Schaltmuster basierend auf einer oder mehrerer Arten der detektierten Werte des Laststroms, des Einrichtungsstroms und der Einrichtungstemperatur ausgetauscht werden. Dadurch kann die für den Austausch relevante Konfiguration vereinfacht werden.
• Wenn die vorliegende Ausführungsform 4 bei der obigen Ausführungsform 3 angewendet wird, können die Schaltmuster für die Schaltarme erzeugt werden, so dass die von diesen Schaltarmen ausgegebenen Modulationsraten einander gleich werden. Dann können die Schaltmuster mit einer vorbestimmten Periode ausgetauscht werden. Damit kann die Last an den Schaltarmen 8a und 8b weiter ausgeglichen werden.
• Ausführungsform 5
• 20 und 21 sind Schaltbilder, die die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigen. Konkret zeigt 20 die Details der Konfiguration des Wechselrichters 4, der einen Hauptstromkreis bildet, und 21 zeigt die Details der Konfiguration der Steuereinheit 10. Die vorliegende Ausführungsform 5 bedient sich eines Konzepts, bei dem Spannungen des Kondensators 5a auf der positiven Seite und des Kondensators 5b auf der negativen Seite, die die Spannung der Gleichspannungsquelle 1 in zwei Spannungen teilen, um den Schaltarmen 8a und 8b Spannung zuzuführen, ausgeglichen werden.
• Dadurch wird der Unterschied zwischen der positiven und der negativen Seite der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 eliminiert. Die übrige Konfiguration und die Funktionsweise entsprechen denen in Ausführungsform 1, und auch die Funktionsweise bezüglich der Oberwellenreduktion ist gleich.
• Im Folgenden werden hauptsächlich die Konfiguration und die Betriebsweise beschrieben, die relevant für das obige Konzept sind.
• Wie in 20 gezeigt ist, weist die Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 Folgendes auf: Neutralpunkt-Spannungssensoren 22a, 22b, 22c zur Detektion der Spannungsdifferenz zwischen jedem Kondensator 5a auf der positiven Seite und jedem Kondensator 5b auf der negativen Seite als Neutralpunktspannung; und Neutralpunkt-Stromsensoren 21a, 21b, 21c zur Detektion des Stroms ica, icb, icc, der in den Verbindungspunkt zwischen jedem Kondensator 5a auf der positiven Seite und jedem Kondensator 5b auf der negativen Seite fließt, als Neutralpunktstrom. In 20 sind die jeweiligen Neutralpunktspannungen mit den Bezugszeichen 22a, 22b, 22c der Neutralpunkt-Sensoren bezeichnet.
• 22 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Gatesignal-Erzeugungseinheit 16B zeigt. Die Gatesignal-Erzeugungseinheit 16B weist eine Impulskorrektureinheit 163 zur Korrektur eines Schaltmusters auf, sowie eine Gatesignal-Erzeugungseinheit 164 zur Erzeugung des Gatesignals 17 basierend auf dem korrigierten Schaltmuster. Die Pulskorrektureinheit 163 korrigiert ein Schaltmuster, das aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ausgelesen wird, gemäß den Detektionsausgaben der Neutralpunkt-Spannungssensoren 22a, 22b, 22c und den Neutralpunkt-Stromsensoren 21a, 21b, 21c.
• 23 ist eine Abbildung, die die Methode der Impulskorrektureinheit 163 zur Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen Spannungen an dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite zeigt. Hier wird beispielhaft angenommen, dass die Spannung an dem Kondensator 5a auf der positiven Seite höher ist als die Spannung an dem Kondensator 5b auf der negativen Seite. Diese Spannungsdifferenz wird detektiert, und das Schaltmuster für den Schaltarm 8a für die U-Phase wird so korrigiert, dass die Differenz reduziert wird.
• Wenn die Spannung vuca des Kondensators 5a auf der positiven Seite im Vergleich zu der Spannung vucb des Kondensators 5b auf der negativen Seite um einen Betrag größer ist, der einen Grenzwert Thv überschreitet, der vorab bei der Entwicklung festgelegt wird, oder wenn der Neutralpunktstrom ica kleiner ist als ein Grenzwert -Thi, der vorab bei der Entwicklung festgelegt wird, wird eine Korrektur durchgeführt, um die Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite zu reduzieren.
• Das heißt, auf der positiven Seite (0 bis π) des Impulsmusters wird jede Schaltphase um einen Betrag „shift“ korrigiert, der vorab bei der Entwicklung festgelegt wird, und zwar in eine Richtung, um jede Pulsbreite zu verkürzen. Auf der negativen Seite (π bis 2π) des Impulsmusters wird jede Schaltphase um einen Betrag „shift“ korrigiert, und zwar in eine Richtung, um die Pulsbreite zu vergrößern. In 23 gibt die durchgehende Linie das Impulsmuster vor der Korrektur an, und die gestrichelte Linie gibt das Impulsmuster nach der Korrektur an.
• Bei dem in 23 gezeigten Verfahren unterscheiden sich die Richtungen der Phasenkorrektur in der Phase eines Einschaltvorgangs (der Impuls wechselt von 0 auf 1) und in der Phase eines Ausschaltvorgangs (der Impuls wechselt von 1 auf 0). Dadurch ist die Korrektur aufwändig. Um den Korrekturprozess zu vereinfachen, können die zu korrigierenden Phasen in diesem Fall auf die Phase eines Mittelimpulses beschränkt werden, der π/2, (3/2)π am nächsten liegt, und bei dem sich die Impuls-Wellenform nicht ändert, und bei dem ein Anschaltvorgang stattfindet, oder bei dem ein Ausschaltvorgang stattfindet.
• Der Korrekturbetrag „shift“ kann entsprechend der Differenz (vcua - vcub) zwischen den Spannungen des Kondensators 5a auf der positiven Seite und des Kondensators 5b auf der negativen Seite oder der Amplitude des Neutralpunktstroms (ica) schrittweise geändert werden. Um die Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatoren 5a und 5b auf Null zu bringen, kann ein optimaler Korrekturbetrag durch sogenannte Rückkopplungssteuerung (engl. feedback control) berechnet werden. Die Frequenz, mit der die Korrektur ausgeführt wird, kann entsprechend der obigen Spannungsdifferenz oder der Amplitude des Neutralpunktstroms verändert werden.
• Wie oben beschrieben, eliminiert die Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung unter Verwendung des Neutralpunkt-Spannungssensors und des Neutralpunkt-Stromsensors die Differenz zwischen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite für jede Phase. Dadurch werden zusätzlich zu dem bei der obigen Ausführungsform 1 beschriebenen Effekt hochwertige Ausgangssignaleigenschaften erzielt, so dass die Differenz zwischen der positiven Seite und der negativen Seite der Ausgangsspannung bei PWM-Steuerung selbst bei hoher Last klein ist.
• Ausführungsform 6
• 24 ist ein Schaltbild, das die gesamte Konfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt. Die gesamte Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 entspricht der bei der obigen Ausführungsform 1 gezeigten, aber im vorliegenden Fall unterscheidet sich die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12B in der Steuereinheit 10. Die restliche Konfiguration entspricht der bei der obigen Ausführungsform 1.
• In 25 ist die Relation zwischen einer Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des fünfstufigen Wechselrichters 4 und den Ausgangsspannungs-Wellenformen der zwei in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b gezeigt, für den Fall, dass die Impulsanzahl Pnum = 3 ist, wie in 5 bei der obigen Ausführungsform 1. Im Folgenden wird kurz die Bestimmung eines Schaltmusters gemäß der vorliegenden Ausführungsform 6 unter Bezugnahme auf 25 beschrieben.
• 26 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12B gemäß der vorliegenden Ausführungsform 6 zeigt. Wie in 26 gezeigt ist, weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12B eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121A, eine Oberwellenreduzierungseinheit 122A, die Funktionskombiniereinheit 123, die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 und die Schaltmuster-Speichereinheit 125 auf.
• Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121A enthält eine Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 201, eine Mittelimpulsverhältnis-Bestimmungseinheit 202 und eine Mittelimpulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 203, und gibt eine erste Grundfunktion (Funktion f) und eine erste Hilfsfunktion (Funktion fc) als erste Funktionen vor.
• Die Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 201 erzeugt als erste Grundfunktion eine Funktion f, die eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate darstellt und die die Grundwellenkomponente in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 mit der Modulationsrate assoziiert, basierend auf der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl von Schaltarmstufen. Es sei bemerkt, dass die Funktion f der Funktion f bei der obigen Ausführungsform 1 entspricht.
• Die Mittelimpulsverhältnis-Bestimmungseinheit 202 bestimmt das Verhältnis j der Grundwellenkomponente (Teilgrundwellenkomponente) des Mittelimpulses 211 in einer halben Periode der Ausgangsspannung zu der Modulationsrate, basierend auf der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl von Schaltarmstufen. Die Mittelimpulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 203 erzeugt eine Funktion fc als die erste Hilfsfunktion, die die Grundwellenkomponente des Mittelimpulses 211 mit der Modulationsrate assoziiert, basierend auf dem von der Mittelimpulsverhältnis-Bestimmungseinheit 202 bestimmten Verhältnis j.
• Die Oberwellenreduzierungseinheit 122A enthält eine Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 204, eine Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 und eine Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 206 und gibt eine zweite Grundfunktion (Funktion Y) und eine zweite Hilfsfunktion (Funktion Yc) als zweite Funktionen vor.
• Die Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 204 erzeugt eine Funktion Y als zweite Grundfunktion, die eine Funktion zur Reduzierung einer Oberwellenkomponente in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 darstellt und die die Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen ist, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 bestimmt werden, basierend auf der Impulsanzahl und der Anzahl der Schaltarmstufen. Es sei bemerkt, dass die Funktion Y der Funktion Y bei der obigen Ausführungsform 1 entspricht.
• Die Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 bestimmt den Grenzwert i (Amplitudengrenzwert für die Oberwellenkomponente) für die Oberwellenamplitude einer Oberwellenkomponente in dem Mittelimpuls 211 in einer halben Periode der Ausgangsspannung, basierend auf der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl der Schaltarmstufen. Die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 206 erzeugt eine Funktion Yc als die zweite Hilfsfunktion, die den Grenzwert i für die Oberwellenamplitude mit der Summe der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen assoziiert, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpuls bestimmt ist, basierend auf dem von der Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 bestimmten Schwellwert i.
• Die Funktionskombiniereinheit 123 gibt eine Evaluationsfunktion X als die dritte Funktion vor, die aus der Funktion f und der Funktion fc als ersten Funktionen, der Funktion Y und der Funktion Yc als zweiten Funktionen, und einer oder mehr zusätzlichen Variablen gebildet wird. Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 minimiert die Evaluationsfunktion X bezüglich jeder Schaltphase und der zusätzlichen Variablen und berechnet dadurch Schaltphasen, mit denen die Modulationsrate erhalten wird und die Summe der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen reduziert wird.
• Die Schaltmuster-Speichereinheit 125 speichert für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl ein Schaltmuster, das durch die Schaltphasen bestimmt ist, die von der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 berechnet werden.
• Als konkrete Beispiele für die oben beschriebenen ersten Funktionen (erste Grundfunktion f und erste Hilfsfunktion fc), die zweiten Funktionen (zweite Grundfunktion Y und zweite Hilfsfunktion Yc) und die Evaluationsfunktion X werden hier fünf Funktionen definiert, die in den folgenden Gleichungen (21) bis (25) gezeigt sind.
  Mathematischer Ausdruck 16 $$\begin{array}{l}ƒ\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ =\frac{2}{\pi }(costh1a-costh2a+costh3a\\ +costh1b-costh2b+costh3b)-m\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}ƒc\left(th3a,th3b\right)=\frac{2}{\pi }\left(costh3a+costh3b\right)\\ -j/100\times m\left(0\langle j\langle 100\right)\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ =\sum \{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}(coskth1a-coskth2a+coskth3a\\ {+\text{cos }kth1b-\text{cos }kth2b+\text{cos }kth3b)\times w\left(k\right)\}}^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13,17,19,23,25}\right)\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}Yc\left(th3a,th3b\right)=\sum {\left\{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}\left(coskth3a+coskth3b\right)\right\}}^2-i^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13}\right)\end{array}$$

  

  
  Mathematischer Ausdruck 17 $$\begin{array}{l}X\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,\alpha ,\beta ,\gamma \right)\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\alpha \times ƒ\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b\right)\\ +\beta \times ƒc\left(th3ab,th3b\right)+\gamma \times Yc\left(th3a,th3b\right)\end{array}$$

  
• Die durch die obige Gleichung (21) und Gleichung (22) definierte Funktion f und Funktion fc werden von der Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 201 und der Mittelimpulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 203 in der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121A erzeugt. Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 definiert, wie in Gleichung (21) gezeigt, eine Funktion f(thi), die die Relation zwischen allen Schaltphasen (thia, th2a, th3a, thib, th2b, th3b; im Folgenden als thi bezeichnet) und der Modulationsrate m vorgibt und die jede Schaltphase thi als Variable aufweist, um die Modulationsrate m zu erhalten, die erzeugt wird, indem die Schaltarme 8a und 8b in Reihe geschaltet werden. Es sei bemerkt, dass die Gleichung (21) der Gleichung (5) entspricht, die die Funktion f(thi) gemäß der obigen Ausführungsform 1 darstellt.
• Die Mittelimpulsverhältnis-Bestimmungseinheit 202 bestimmt das Verhältnis j der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 zu der Grundwellenamplitude (= Modulationsrate) der gesamten Ausgangs-Wellenform, wie beispielsweise in 27 gezeigt. In dem in 27 gezeigten Beispiel sind zwei Modulationsraten m1, m2 (m1 < m2) als Referenzwerte verwendet, und ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m ≦ m1 gilt, wird als ein Bereich niedriger Modulationsrate festgelegt.
• Ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m1 < m ≦ m2 gilt, wird als ein Bereich mittlerer Modulationsrate festgelegt. Ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m2 ≦ m gilt, wird als ein Bereich hoher Modulationsrate festgelegt. In den jeweiligen Bereichen werden die Verhältnisse j der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 bezüglich der Modulationsrate festgelegt.
• Wie in 27 gezeigt, ist das Verhältnis j der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses zu der Grundwellenamplitude (= Modulationsrate) der gesamten Ausgangs-Wellenform so festgelegt, dass sich das Verhältnis bei sinkender Modulationsrate erhöht. Dies liegt daran, dass im Allgemeinen die Last hoch ist, wenn die Modulationsrate hoch ist, und wenn die Modulationsrate niedrig ist, die Last klein ist. Daher wird die Vorgabe auf der Grundlage einer solchen Voraussetzung vorgenommen.
• Das heißt, wenn die Modulationsrate niedrig ist, ist es weniger wahrscheinlich, dass sich die Ausgangs-Wellenform durch eine Schwankung in der Modulationsrate ändert, und daher wird die Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 erhöht, um die Steuerung zu stabilisieren. Wenn die Modulationsrate hoch ist, wird der Laststrom in der Nähe des Mittelimpulses hoch, und daher wird die Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 reduziert, um Verluste zu reduzieren. Die Verhältnisse j 1, j2, j3 können entsprechend der Impulsanzahl oder der Anzahl von Schaltarmstufen geändert werden.
• Die Mittelimpulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 203 definiert für die Mittelimpulse 211, die von den Schaltphasen th3a und th3b erzeugt werden, eine Funktion fc(th3a, th3b), die die Relation zwischen den Schaltphasen th3a und th3b und der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 vorgibt, die durch das Produkt der Modulationsrate m und des Verhältnisses j bestimmt ist, und die die Schaltphasen th3a und th3b als Variable hat, wie in Gleichung (22) gezeigt.
• Die durch die obige Gleichung (23) und Gleichung (24) definierten Funktionen Y(thi) und Yc(th3a, th3b) werden von der Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit und die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit in der Oberwellen-Reduzierungseinheit 122A erzeugt. Um Oberwellen zu reduzieren, definiert die Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 204 eine Funktion Y(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase thi und der als Summe jeweiliger Oberwellenelemente verwendeten Quadratsumme aus Werten vorgibt, die ermittelt werden, indem eine Spannungs-Oberwellenkomponente jeder Ordnung der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit einem Gewichtungskoeffizienten w(k) (k = k1 bis ki) für jede Ordnung multipliziert wird.
• Die Funktion Y(thi) hat jede Schaltphase thi als Variable, wie in Gleichung (23) gezeigt ist. Es sei bemerkt, dass die Gleichung (23) der Gleichung (6) entspricht, die die Funktion Y(thi) bei der obigen Ausführungsform 1 darstellt. Das heißt, in Gleichung (23) ist k die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind insgesamt acht Ordnungen, d.h. die fünfte Ordnung, ..., die fünfundzwanzigste Ordnung, Reduktionsziele. Die Reduktionsziele sind aber nicht hierauf beschränkt. Die Definition und das Verfahren zur Vorgabe des Gewichtungskoeffizienten w(k) entsprechen denen in Ausführungsform 1.
• Die Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 bestimmt den Grenzwert i für die Oberwellenamplitude, d.h. die Oberwellenamplitude, einer Oberwellenkomponente in dem Mittelimpuls 211 in einer halben Periode der Ausgangsspannung unter Verwendung der zwei Modulationsraten m3, m4 (m3 < m4) als Referenzwerte, wie beispielsweise in 28 gezeigt. Ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m ≦ m3 gilt, wird als ein Bereich niedriger Modulationsrate festgelegt.
• Ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m3 < m ≦ m4 gilt, wird als ein Bereich mittlerer Modulationsrate festgelegt. Ein Bereich der Modulationsrate m, in dem m4 ≦ m gilt, wird als ein Bereich hoher Modulationsrate festgelegt. In den jeweiligen Bereichen werden die Grenzwerte i für die Oberwellenamplitude des Mittelimpulses 211 mit Bezug auf die Modulationsrate festgelegt. Es sei angemerkt, dass die Oberwellenamplitude durch die Wurzel der Quadratsumme der Oberwellenspannungen jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpuls 211 gegeben ist.
• Wie in 28 gezeigt, ist der Grenzwert i für die Oberwellenamplitude so festgelegt, dass er bei steigender Modulationsrate kleiner wird. Dies liegt daran, dass die Vorgabe basierend auf der Voraussetzung vorgenommen ist, dass die Last hoch ist, wenn die Modulationsrate hoch ist, und wenn die Modulationsrate niedrig ist, die Last klein ist. Das heißt, wenn die Modulationsrate niedrig ist, wird die Ausgangsspannungs-Wellenform, wenn viele Oberwellen in einem Impuls an dem Ende einer halben Periode auftreten, wegen einer Totzeit oder dergleichen verzerrt, und es ist wahrscheinlich, dass die Steuerung instabil wird.
• Daher wird die Oberwellenamplitude in dem Mittelimpuls erhöht. Wenn hingegen die Modulationsrate hoch ist, erhöht sich der Laststrom in der Nähe des Mittelimpulses, und daher wird die Oberwellenamplitude des Mittelimpulses verringert, um Verluste durch Oberwellen zu reduzieren. Die Grenzwerte i1, i2, i3 für die Oberwellenamplitude können entsprechend der Impulsanzahl oder der Anzahl von Schaltarmstufen geändert werden.
• Die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 206 definiert für die von den Schaltphasen th3a und th3b erzeugten Mittelimpulse 211 eine Funktion Yc(th3a, th3b), die die Relation zwischen der Oberwellenamplitude, d.h. der von der Wurzel aus der Quadratsumme der Spannungs-Oberwellenkomponenten der jeweiligen Ordnungen vorgegebene Oberwellenamplitude, und dem Grenzwert i dafür vorgibt, und die die Schaltphasen th3a und th3b als Variable hat, wie in Gleichung (24) gezeigt.
• Wie in Gleichung (23) ist in Gleichung (24) k die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind insgesamt vier Ordnungen, d.h. die fünfte Ordnung, ..., dreizehnte Ordnung, Reduktionsziele. Der Sinn von Gleichung (25) und der später beschriebenen Gleichung (26) ist es, Schaltphasen zu ermitteln, die es der Quadratsumme der Oberwellenordnungen der fünften bis dreizehnten Ordnung in Gleichung (24) erlauben, gleich dem oder kleiner als das Quadrat des Grenzwerts i für die Oberwellenamplitude zu werden.
• Wie in Gleichung (25) gezeigt ist, definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Evaluationsfunktion X, die einen zusätzlichen Freiheitsgrad hat, indem zusätzliche Variable zu den Freiheitsgraden (entsprechend der Anzahl der Schaltphasen thi als Variablen, vorliegend sechs Variablen) der Funktion f, der Funktion fc, der Funktion Y und der Funktion Yc hinzugefügt werden. Die Evaluationsfunktion X wird definiert, um: die Modulationsrate in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 zu erhalten; die Quadratsumme der Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen zu reduzieren; sicherzustellen, dass die Grundwelle des Mittelimpulses 211 eine Mittelimpuls-Grundwellenamplitude aufweist, die als das Produkt der Modulationsrate m und des Verhältnisses j berechnet ist; und zu erlauben, dass die Quadratsumme der Spannungsoberwellen jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpuls 211 gleich dem oder kleiner als der bestimmte Grenzwert (i²) wird.
• Konkret definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Evaluationsfunktion X(thi, α, β, γ), die aus der Summe der in Gleichung (23) gezeigten Funktion Y(thi) und Werten gebildet wird, die durch Multiplikation der in Gleichung (21), Gleichung (22) und Gleichung (24) gezeigten Funktion f(thi), der Funktion fc(th3a, th3b) und der Funktion Yc(th3a, th3b) mit einer jeweiligen Gewichtungsvariable α, β, γ erhalten werden. Die Evaluationsfunktion X(thi, α, β, γ) hat jede Schaltphase thi und die Gewichtungsvariablen α, β, γ als Variable.
• Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 erzeugt ein Gleichungssystem mit neun Unbekannten, das in Gleichung (26) gezeigt ist, und in dem die partiellen Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α, β, y) nach neun Variablen α, β, γ, th1a bis th3b gleich Null oder kleiner gleich Null gesetzt sind. Indem das Gleichungssystem mit neun Unbekannten, beispielsweise unter Verwendung des Newton-Verfahrens, gelöst wird, ist es möglich, ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m erhält und den Gesamtbetrag von Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimiert, und bei dem das Verhältnis der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 zu der Modulationsrate m, und die Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen in dem Mittelimpuls 211 angemessen auf der Modulationsrate basierend festgelegt sind.
  Mathematischer Ausdruck 18 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha }=0\\ \frac{\partial X}{\partial \beta }=0\\ \frac{\partial X}{\partial \gamma }\le 0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{i}=1a\mathrm{,2}a\mathrm{,3}a\mathrm{,1}b\mathrm{,2}b\mathrm{,3}b\right)\end{array}\}$$

  
• Wie oben beschrieben, gibt in der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121A in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12B die erste Grundfunktion (Funktion f) und die erste Hilfsfunktion (Funktion fc) als die ersten Funktionen vor, und die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122A gibt die zweite Grundfunktion (Funktion Y) und die zweite Hilfsfunktion (Funktion Yc) als die zweiten Funktionen vor. Dann wird ein Schaltmuster unter Verwendung der Evaluationsfunktion X bestimmt, die aus den obigen Funktionen und zusätzlichen Variablen gebildet wird.
• Dadurch ist es zusätzlich zu dem bei der obigen Ausführungsform 1 beschriebenen Effekt möglich, das Verhältnis der Grundwellenamplitude des Mittelimpulses 211 zu der Modulationsrate und die Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen in dem Mittelpuls basierend auf der Modulationsrate geeignet zu steuern. Dadurch ist es möglich, Schaltverluste und die damit einhergehende Wärmeentwicklung in den Schalteinrichtungen unabhängig von der Höhe der Last oder der Ausgangsspannung zu reduzieren, ebenso wie Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen zu minimieren, und selbst bei niedriger Spannung eine stabile Steuerung auszuführen.
• Somit ist es möglich, ein Schaltmuster zu erhalten, das Schaltverluste und die damit einhergehende Wärmeentwicklung in den Schalteinrichtungen unabhängig von der Höhe der Last oder der Ausgangsspannung reduziert, ebenso Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimiert, und selbst bei niedriger Spannung eine stabile Steuerung erlaubt.
• Als die Wellenform in einem Teilintervall in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 wird der Mittelimpuls 211 verwendet, der die Phase (1/2)π, (3/2)π einschließt. Der Mittelimpuls 211 ist ein Bestandteil, der entscheidend zu der Ausgangsspannungs-Wellenform beiträgt und diese entscheidend beeinflusst. Dadurch wird im Endeffekt ein gewünschtes Schaltmuster erzielt.
• Die Referenzwerte m1, m2 der Modulationsrate in der Mittelimpuls-Bestimmungseinheit 202 können dieselben wie die Referenzwerte m3, m4 der Modulationsrate in der Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 sein, oder von diesen verschieden sein. Die Anzahl der Referenzwerte der Modulationsrate, die jeweils in der Mittelimpuls-Bestimmungseinheit 202 und der Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 verwendet werden, ist nicht auf zwei beschränkt, sondern kann auch drei oder mehr betragen.
• In der Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 206 ist wie in Gleichung (24) gezeigt, die Anzahl der Oberwellenordnungen k, die Reduktionsziele bilden, Vier. Sie kann aber auch gleich der in der Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 204 sein, d.h. acht Ordnungen von der fünften bis zur fünfundzwanzigsten Ordnung, oder es können mehr Ordnungen als Reduktionsziele gesetzt werden.
• In der obigen Ausführungsform 6 wird als Wellenform in einem Teilintervall in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 der Mittelimpuls 211 verwendet. Ohne Beschränkung hierauf kann jedoch der Phasenbereich für das Teilintervall, in dem das Verhältnis der Grundwellenamplitude zu der Modulationsrate m festgelegt wird, frei festgelegt werden.
• Ausführungsform 7
• Als Nächstes wird eine Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Bei der vorliegenden Ausführungsform 7 wird, wie bei der obigen Ausführungsform 6, ein Schaltmuster mit Hauptaugenmerk auf den Mittelimpuls bestimmt, und die Steuerung der Vielzahl von Schaltarmen wird ausgeglichen.
• 29 ist eine Abbildung, die die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12C gemäß der vorliegenden Ausführungsform 7 zeigt. Die übrige Konfiguration entspricht der in Ausführungsform 1.
• 30 ist ein Beispiel für Ausgangsspannungs-Wellenformen über eine Periode (2π) bei der Modulationsrate m für den Fall der Impulsanzahl Pnum = 5. 30 zeigt die Relation zwischen der Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase eines fünfstufigen Wechselrichters 4 und den Ausgangsspannungs-Wellenformen der zwei in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b.
• Wie in 30 gezeigt, sind in der Ausgangsspanungs-Wellenform, die aus dem fünfstufigen Wechselrichter 4 ausgegeben wird, in vorbestimmten Mittelintervallen, die Teilintervalle halber Perioden sind und jeweils die Phasen (1/2)π und (3/2)π enthalten, Mittelimpulszüge 212 vorhanden, die jeweils gebildet werden, indem ein aus drei Mittelimpulsen gebildeter Mittelimpulszug 212a in der Ausgangsspannung VLa des Schaltarms 8a und ein aus drei Mittelimpulsen gebildeter Mittelimpulszug 212b in der Ausgangsspannung VLb des Schaltarms 8b addiert werden.
• In der vorliegenden Ausführungsform bestimmt die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12C Schaltmuster wie folgt. Die Grundwelle der gesamten Ausgangs-Wellenform jedes Schaltarms 8a, 8b wird erhalten, und die Amplitudendifferenz zwischen den Grundwellen der Mittelimpulszüge 212 für die Schaltarme 8a und 8b wird reduziert. Gleichzeitig werden Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in der gesamten Ausgangs-Wellenform des fünfstufigen Wechselrichters 4 reduziert, und Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpulszug 212 für jeden Schaltarm 8a, 8b reduziert.
• Wie in 29 gezeigt, weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12C eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121B, eine Oberwellen-Reduzierungseinheit 122B, die Funktionskombiniereinheit 123, die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 und die Schaltmuster-Speichereinheit 125 auf.
• Die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121B enthält eine Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 221 für einzelne Schaltarme und eine Einheit 222 zur Erhaltung der Mittelimpulsgrundwellen-Amplitudendifferenz der einzelnen Schaltarme, und legt erste Grundfunktionen (Funktion fa, Funktion fb) für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b und eine Ausgleichsfunktion (Funktion fd) als erste Funktionen fest. Es sei bemerkt, dass die Funktion fa und die Funktion fb wie in Ausführungsform 4 festgelegt werden.
• Die Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 221 für einzelne Schaltarme erzeugt für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b eine Funktion fa und eine Funktion fb als die ersten Grundfunktionen, die als Funktionen zur Erhaltung der gleichen Modulationsrate für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b dienen und die Grundwellenkomponente in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 mit der Modulationsrate basierend auf der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl von Schaltarmstufen assoziieren.
• Die Einheit 222 zur Erhaltung der Mittelimpulsgrundwellen-Amplitudendifferenz der einzelnen Schaltarme erzeugt eine erste Funktion fd als die Ausgleichsfunktion, die einen voreingestellten oberen Grenzwert mit der Amplitudendifferenz zwischen den Grundwellenkomponenten in dem Mittelimpulszug 212 für die beiden Schaltarme 8a und 8b in einer halben Periode der Ausgangsspannung assoziiert, basierend auf der Modulationsrate, der Impulsanzahl und der Anzahl von Schaltarmstufen.
• Die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122B weist eine Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 223 und eine Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 224 für einzelne Schaltarme auf und legt eine zweite Grundfunktion (Funktion Y) und zweite Hilfsfunktionen (Funktion Yca, Funktion Ycb) für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b als die zweiten Funktionen fest.
• Die Impulsoberwellen-Reduzierungseinheit 223 erzeugt eine Funktion Y als eine zweite Grundfunktion, die als Funktion für die Reduzierung von Oberwellenkomponenten in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 dient und die Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen ist, die durch Oberwellen-komponenten jeweiliger Ordnungen in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4, basierend auf der Impulsanzahl und der Anzahl der Schaltarmstufen, bestimmt werden. Es sei darauf hingewiesen, dass die Funktion Y der Funktion Y bei der obigen Ausführungsform 1 entspricht.
• Die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 224 für einzelne Schaltarme erzeugt eine Funktion Yca und eine Funktion Ycb für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b als zweite Hilfsfunktionen, die jeweils die Summe von Oberwellenelementen jeweiliger Ordnungen, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpulszug 212 für jeden Schaltarm 8a, 8b bestimmt sind, mit dem Grenzwert i für die Oberwellenamplitude assoziieren, der vorab der Modulationsrate entsprechend festgelegt wird.
• Die Funktionskombiniereinheit 123 gibt eine Evaluationsfunktion X als eine dritte Funktion vor, die gebildet wird aus: der Funktion fa, der Funktion fb und der Funktion fd als die ersten Funktionen; der Funktion Y, der Funktion Yca und der Funktion Ycb als die zweiten Funktionen; und einer oder mehr zusätzlichen Variablen. Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 minimiert die Evaluationsfunktion X bezüglich jeder Schaltphase und der zusätzlichen Variablen.
• Dadurch werden Schaltphasen berechnet, die die Modulationsrate erhalten und die Summe von Oberwellenelementen jeweiliger Ordnungen reduzieren. Die Schaltmuster-Speichereinheit 125 speichert für jede Modulationsrate und für jede Impulsanzahl ein Schaltmuster, das durch die Schaltphasen bestimmt ist, die von der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 berechnet werden.
• Konkrete Beispiele für die oben beschriebenen ersten Funktionen (erste Grundfunktionen fa, fb und Ausgleichsfunktion fd), die zweiten Funktionen (zweite Grundfunktion Y und zweite Hilfsfunktionen Yca, Ycb) und die Evaluationsfunktion X werden unten gezeigt. Hierbei sind die ersten Funktionen durch drei Funktionen definiert, die in Gleichungen (27) bis (29) gezeigt sind. Die zweiten Funktionen sind durch drei Funktionen definiert, die in Gleichungen (30) bis (32) gezeigt sind. Die Evaluationsfunktion X ist durch eine in Gleichung (33) gezeigte Funktion definiert.
  Mathematischer Ausdruck 19 $$\begin{array}{l}ƒa\left(th1a,th2a,th3a,th4a,th5a\right)\\ =\frac{2}{\pi }(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a\\ -\text{cos }th4a+\text{cos }th5a)-m/2\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}ƒb\left(th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ =\frac{2}{\pi }(\text{cos }th1b-\text{cos }th2b+\text{cos }th3b\\ -\text{cos }th4b+\text{cos }th5b)-m/2\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}ƒd\left(th3a,th4a,th5a,th3b,th4b,th5b\right)\\ =abs(\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th3a-\text{cos }th4a+\text{cos }th5a\right)\\ -\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th3b-\text{cos }th4b+\text{cos }th5b\right))-diff\text{ lim}\end{array}$$

  

  
  Mathematischer Ausdruck 20 $$\begin{array}{l}Y\left(th1a,th2a,th3a\mathrm{,,}th4a,th5a,th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ =\sum \{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}(coskth1a-coskth2a+coskth3a-coskth4a\\ +coskth5a+coskth1b-coskth2b+coskth3b\\ {-coskth4b+coskth5b)\times w\left(k\right)\}}^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13,17,19,23,25,29,31}\right)\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}Yca\left(th3a,th4a,th5a\right)\\ =\sum {\left\{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}\left(coskth3a-coskth4a+coskth5a\right)\right\}}^2-i^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13}\right)\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}Ycb\left(th3b,th4b,th5b\right)\\ =\sum {\left\{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}\left(coskth3b-coskth4b+coskth5b\right)\right\}}^2-i^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13}\right)\end{array}$$

  

  
  Mathematischer Ausdruck 21 $$\begin{array}{l}\text{X}(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th4a}\text{,th5a}\text{,th1b}\text{,}\\ \text{th2b}\text{,th3b}\text{,th4b}\text{,th5b},\alpha \mathrm{1,}\alpha \mathrm{2,}\beta ,\gamma ,\delta )\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th4a,th5a,th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ +\alpha 1\times ƒa\left(th1a,th2a,th3a,th4a,th5a\right)\\ +\alpha 2\times ƒb\left(th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ +\beta \times ƒd\left(th3a,th4a,th5a,th3b,th4b,th5b\right)\\ +\gamma \times Yca\left(th3a,th4a,th5a\right)+\delta \times Ycb\left(th3b,th4b,th5b\right)\end{array}$$

  
• Um die Last auf die Schaltarme 8a und 8b auszugleichen, definiert die Impulsgrundwellen-Erhaltungseinheit 221 für einzelne Schaltarme in der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121B für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b die Funktion fa und die Funktion fb, die die Schaltphasen als Variable haben, so dass die auszugebende Modulationsrate m gleich zwischen den Schaltarmen 8a und 8b aufgeteilt ist, wie in Gleichung (27) und Gleichung (28) gezeigt.
• Das heißt, die Funktion fa ist eine Funktion, die die Relation zwischen den Schaltphasen (th1a, th2a, th3a, th4a, th5a) für den Schaltarm 8a und der Modulationsrate m vorgibt, und die die Schaltphasen für den Schaltarm 8a als Variable hat. Die Funktion fb ist eine Funktion, die die Relation zwischen den Schaltphasen (th1b, th2b, th3b, th4b, th5b) für den Schaltarm 8b und der Modulationsrate m vorgibt, und die die Schaltphasen für den Schaltarm 8b als Variable hat.
• Die Einheit 222 zur Erhaltung der Mittenimpulsgrundwellen-Amplitudendifferenz der einzelnen Schaltarme in der Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121B definiert die Funktion fd, die die Amplitudendifferenz zwischen den Grundwellenkomponenten in den Mittelimpulszügen 212 für die Schaltarme 8a und 8b mit einem vorbestimmten oberen Grenzwert difflim assoziiert, wie in Gleichung (29) gezeigt.
• Das heißt, die Funktion fd gibt die Relation zwischen dem oberen Grenzwert difflim und der Differenz zwischen der Grundwellenamplitude des durch die Schaltphasen (th3a, th4a, th5a) für den Schaltarm 8a definierten Mittelimpulszugs 212a und der Grundwellenamplitude des durch die Schaltphasen (th3b, th4b, th5b) für den Schaltarm 8b definierten Mittelimpulszugs 212b vor. Die Funktion fd hat die Schaltphasen (th3a, th4a, th5a, th3b, th4b, th5b) für die Schaltarme 8a und 8b als Variable.
• Zusätzlich spiegelt sich die Funktion fd in den später beschriebenen Gleichungen (33) und (34) wider, die jeweils von der Funktionskombiniereinheit 123 und der Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 definiert werden. Dadurch wird sichergestellt, dass die Differenz zwischen den Grundwellenamplituden der Mittelimpulszüge 212a und 212b für die Schaltarme 8a und 8b gleich oder kleiner dem oberen Grenzwert difflim ist.
• Um Oberwellen zu reduzieren, definiert die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 224 für einzelne Schaltarme in der Oberwellen-Reduzierungseinheit 122B die Funktion Y(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase (th1a bis th5a, th1b bis th5b; im Folgenden als thi bezeichnet) der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 und, als Summe der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen, der Quadratsumme von Elementen vorgibt, die ermittelt werden, indem eine Spannungs-Oberwellenkomponente jeder Ordnung der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit einem Gewichtungskoeffizienten w(k) (k = k1 bis ki) für jede Ordnung multipliziert wird. Die Funktion Y(thi) hat jede Schaltphase thi als Variable, wie in Gleichung (30) gezeigt ist.
• Es sei bemerkt, dass Gleichung (30) in analoger Weise zu Gleichung (6) aufgestellt ist, die die Funktion Y(thi) bei der obigen Ausführungsform 1 darstellt. Allerdings beträgt die Anzahl der zu reduzierenden Ordnungen hier 10. Das heißt, in Gleichung (30) ist k die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind die fünfte Ordnung, ..., die einunddreißigste Ordnung, d.h. insgesamt zehn Ordnungen, Reduktionsziele. Die Definition und das Verfahren zur Vorgabe des Gewichtungskoeffizienten w(k) entsprechen hier denen in Ausführungsform 1.
• Die Mittelimpuls-Oberwellenreduzierungseinheit 224 für einzelne Schaltarme in der Oberwellen-Reduzierungseinheit 122B definiert für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b die Funktion Yca und die Funtion Ycb als zweite Hilfsfunktionen, die jeweils die Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in dem Mittelimpulszug 212a, 212b mit dem Grenzwert i für die Oberwellenamplitude assoziieren, und die jeweils die Schaltphasen für die Schaltarme 8a und 8b als Variable haben, wie in Gleichung (31) und (32) gezeigt.
• Das heißt, die Funktion Yca wird definiert, indem die Schaltphasen (th3a, th4a, th5a) für den Schaltarm 8a als Variable verwendet werden, und die Funktion Ycb wird definiert, indem die Schaltphasen (th3b, th4b, th5b) für den Schaltarm 8b als Variable verwendet werden. Der Grenzwert i für die Oberwellenamplitude, die eine Oberwellenamplitude ist, die durch die Quadratwurzel aus der Quadratsumme der Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen vorgegeben ist, wird vorab für jede Modulationsrate festgelegt.
• Wie in Gleichung (30) ist k in Gleichung (31) und Gleichung (32) die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind insgesamt vier Ordnungen, d.h. die fünfte Ordnung, ..., dreizehnte Ordnung, Reduktionsziele.
• Wie in Gleichung (33) gezeigt ist, definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Evaluationsfunktion X, die einen zusätzlichen Freiheitsgrad hat, indem zusätzliche Variable zu den Freiheitsgraden (entsprechend der Anzahl der Schaltphasen thi als Variablen, vorliegend zehn Variablen) der Funktion fa, der Funktion fb, der Funktion fd, der Funktion Y, der Funktion Yca und der Funktion Ycb hinzugefügt werden.
• Die Evaluationsfunktion X wird so festgelegt, dass die Ausgangs-Wellenformen der Schaltarme 8a und 8b des Wechselrichters 4 die Modulationsrate gleichverteilt tragen, um die Grundwellenkomponente zu erhalten, und die Quadratsumme von Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen reduziert wird. Gleichzeitig ist die
  Evaluationsfunktion X definiert, um: die Grundwellenamplituden der Mittelimpulszüge 212a und 212b für die zwei Schaltarme 8a und 8b zu erhalten, so dass die Differenz zwischen diesen Grundwellenamplituden gleich oder kleiner dem oberen Grenzwert wird; und zu erlauben, dass die Quadratsumme der Spannungs-Oberwellen jeweiliger Ordnungen in beiden Mittelimpulszügen 211a und 211b gleich dem oder kleiner als der bestimmte Grenzwert (i²) wird.
• Konkret ist die Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ, δ) definiert als die Summe aus der in Gleichung (30) gezeigten Funktion Y(thi) und Werten, die durch Multiplikation der in den Gleichungen (27) bis (29), (31) und (32) gezeigten Funktion fa, der Funktion fb, der Funktion fd, der Funktion Yca und der Funktion Ycb mit jeweiligen Gewichtungsvariablen α1, α2, β, γ, δ erhalten werden. Die Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ, δ) hat jede Schaltphase thi und die Gewichtungsvariablen α1, α2, β, γ, δ als Variable.
• Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 erzeugt ein Gleichungssystem mit fünfzehn Unbekannten, das in Gleichung (34) gezeigt ist, in dem die partiellen Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ, δ) nach fünfzehn Variablen α1, α2, β, γ, δ thia bis th5b gleich Null oder kleiner gleich Null gesetzt werden. Indem das Gleichungssystem mit fünfzehn Unbekannten, beispielsweise unter Verwendung des Newton-Verfahrens, gelöst wird, ist es möglich, ein gewünschtes Schaltmuster zu ermitteln.
• Das heißt, es ist möglich, Schaltmuster zu ermitteln, die eine benötigte Modulationsrate m bei gleicher Last an den Schaltarmen 8a und 8b erhalten und den Gesamtbetrag von Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimieren, und außerdem die Differenz zwischen den Grundwellenamplituden der Mittelimpulszüge 212a und 212b für die zwei Schaltarme 8a und 8b reduzieren und die Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in jedem Mittelimpulszug 212a, 212b zu reduzieren.
  Mathematischer Ausdruck 22 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha 1}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \alpha 2}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \beta }\le 0\\ \frac{\partial X}{\partial \gamma }\le 0\\ \frac{\partial X}{\partial \delta }\le 0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{ i}=\text{1}a\mathrm{,2}a\mathrm{,3}a\mathrm{,4}a\mathrm{,5}a\mathrm{,1}b\mathrm{,2}b\mathrm{,3}b\mathrm{,4}b\mathrm{,5}b\right)\end{array}\}$$

  
• Wie oben beschrieben, legt in der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121B in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12C die ersten Grundfunktionen (Funktion fa, Funktion fb) für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b und die Ausgleichsfunktion (Funktion fd) als die ersten Funktionen fest, und die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122B legt die zweite Grundfunktion (Funktion Y) und die zweiten Hilfsfunktionen (Funktion Yca, Funktion Ycb) für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b als die zweiten Funktionen fest.
• Dann wird ein Schaltmuster unter Verwendung der Evaluationsfunktion X bestimmt, die aus den obigen Funktionen und zusätzlichen Variablen erhalten wird. Dadurch ist es zusätzlich zu dem bei der obigen Ausführungsform 1 beschriebenen Effekt möglich, die Last an den Schaltarmen 8a und 8b auszugleichen, die Differenz zwischen den Grundwellenamplituden der Mittelimpulszüge 212a und 212b für die beiden Schaltarme 8a und 8b zu reduzieren, und die Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen jedem Mittelimpulszug 212a, 212b zu reduzieren.
• Dadurch ist es auch in einem mehrstufigen Wechselrichter, der durch eine Vielzahl von Schaltarmen gebildet ist, möglich, ein Ungleichgewicht der Schaltverluste zu reduzieren und die Lebensdauer jeder Einrichtung zu verlängern. Zudem ist es möglich, einen Schaltbetrieb zu erzielen, der aufgrund von Oberwellen auftretende Schaltverluste und Motorverluste reduziert.
• Wenn das Gatesignal 17 derart erzeugt wird, dass eine Vielzahl von Schaltmustern mit einer festgelegten Periode ausgetauscht werden, wie bei der obigen Ausführungsform 4, wird die Austauschsequenz kompliziert, wenn die Anzahl der Schaltarme erhöht wird. Zudem wird die Austauschperiode verlängert. Dadurch ist es schwierig, Ungleichgewichte zwischen den Schaltarmen zu eliminieren. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird von vornherein ein Schaltmuster bestimmt und verwendet, das Oberwellenverluste in jedem Schaltarm unterdrückt und Verlustungleichgewichte reduziert. Daher ist die vorliegende Ausführungsform auch geeignet, wenn viele Schaltarmstufen vorliegen.
• Der obere Grenzwert difflim für die Differenz zwischen den Grundwellenamplituden der Mittelimpulszüge 212a und 212b für die Schaltarme 8a und 8b kann auf der Modulationsrate basierend festgelegt werden. Es kann vorab eine Vielzahl von oberen Grenzwerten difflim festgelegt und damit bestimmt werden, die stufenweise mit der Modulationsrate variieren.
• Bezüglich des Grenzwerts i für die Oberwellenamplitude, die eine Oberwellenamplitude ist, kann vorab eine Tabelle vorgesehen werden, die die Grenzwerte i entsprechend den Modulationsraten angibt. Es kann die Mittelimpuls-Oberwellenamplituden-Bestimmungseinheit 205 entsprechend der obigen Ausführungsform 6 verwendet werden, und der Grenzwert i kann, wie in 31 gezeigt, schrittweise bezüglich der Modulationsrate festgelegt werden.
• Ausführungsform 8
• Als Nächstes wird eine Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gesamte Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung entspricht der in 1 und 2 gezeigten Konfiguration gemäß Ausführungsform 1. Im vorliegenden Fall unterscheidet sich die Funktionsweise der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 in der Steuereinheit 10.
• Wenn bei dem Wechselrichter 4 der Leistungsumwandlungsvorrichtung 2 die Anzahl der Stufen der dreistufigen, in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b erhöht wird, erhöht sich der Spannungswert, der von dem Wechselrichter 4 ausgegeben werden kann. Wenn die Anzahl der Impulse, die von jedem Schaltarm 8a, 8b in einer halben Periode der Grundwelle ausgegeben wird, erhöht wird, erhöht sich auch die Anzahl der Schaltvorgänge in ¼ Periode um (Erhöhung der Impulsanzahl × Anzahl der Stufen).
• Wenn beispielsweise die Impulsanzahl Pnum in der dreistufigen Spannung, die von jedem Schaltarm 8a, 8b in einer halben Periode der Grundwelle ausgegeben wird, von drei Impulsen auf fünf Impulse geändert wird, oder von fünf Impulsen auf drei Impulse geändert wird, erhöht oder verringert sich die Anzahl der Schaltvorgänge in dem Wechselrichter 4 in ¼ Periode um die Erhöhung der Impulsanzahl × zwei Stufen = vier. Das heißt, wenn die Impulsanzahl erhöht oder verringert wird, erhöht oder verringert sich die Anzahl der Schaltvorgänge proportional zu der Anzahl der Armstufen.
• Die Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmt die Impulsanzahl Pnum pro halber Periode der Grundwelle bei PWM-Steuerung, basierend auf dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc für den Wechselrichter 4. Dies hat den Zweck, die Anzahl der Schaltvorgänge zu reduzieren, wenn die Betriebsgeschwindigkeit hoch wird, damit das Schalten selbst im Falle eines Wechselrichters mit hoher Kapazität, der eine langsame Schaltgeschwindigkeit hat, folgen kann.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform 8 bestimmt die Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 die Impulsanzahl für die jeweilige Vielzahl von Schaltarmen 8a und 8b entsprechend dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc für den Wechselrichter 4 und der Modulationsrate, und gibt eine Kombination der Impulsanzahlen aus.
• 32 ist eine Abbildung, die die Funktionsweise einer Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt, und die ein Beispiel für eine Impulsanzahlbestimmungs-Bedingung zeigt.
• Wie in 32 gezeigt ist, wird eine Kombination der Impulsanzahlen für die Schaltarme 8a und 8b entsprechend dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc (horizontale Achse) für den Wechselrichter 4 und der Ausgangsspannungsamplitude Vp (vertikale Achse), die der Modulationsrate entspricht, bestimmt. In diesem Fall sind Referenzwerte F1, F2, F3, F4 für den Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc und ein Referenzwert Vp1 für den Spannungsamplitudenwert festgelegt, und neun Kombinationen der Impulsanzahlen werden basierend auf diesen Bedingungen bestimmt.
• Konkret wird zuerst die Basis-Impulsanzahl basierend darauf bestimmt, in welchen der fünf Bereiche Fc < F1, F1 ≦ Fc < F2, F2 ≦ Fc < F3, F3 ≦ Fc < F4, F4 ≦ Fc der Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc fällt. Die Basis-Impulsanzahl für die jeweiligen Bereiche beträgt 9, 7, 5, 3, 1, in dieser Reihenfolge.
• Dann wird in jedem der fünf Bereiche bestimmt, ob die Impulsanzahlen für die Schaltarme 8a und 8b gleich oder verschieden sind, basierend darauf, ob der Ausgangsspannungsamplitude Vp nicht kleiner als Vp1 ist oder kleiner als Vp1 ist. Für den Fall, dass eine Kombination verschiedener Impulsanzahlen verwendet wird, ist diese Kombination die Basis-Impulsanzahl und die Impulsanzahl, die um zwei kleiner ist als die Basis-Impulsanzahl.
• Im Folgenden wird die Bestimmung eines Schaltmusters in dem Fall beschrieben, dass die Impulsanzahlen für die Schaltarme 8a und 8b unterschiedlich ist. Als ein Beispiel wird der Fall beschrieben, dass ein Schaltmuster von der in 8 gezeigten Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 gemäß der obigen Ausführungsform 1 bestimmt wird.
• 33 ist eine Abbildung, die eine Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des fünfstufigen Wechselrichters 4 für den Fall zeigt, dass die Kombination der von der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmten Impulsanzahlen 5 Impulse + 3 Impulse ist. In diesem Fall beträgt die Impulsanzahl für den Schaltarm 8a drei, und die Impulsanzahl für den Schaltarm 8b beträgt fünf. Die Relation zwischen einer Ausgangsspannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des fünfstufigen Wechselrichters 4 und den Ausgangsspannungs-Wellenformen der zwei in Reihe geschalteten Schaltarme 8a und 8b ist in 33 gezeigt.
• Zunächst definiert die Modulationsraten-Erhaltungseinheit 121 für die jeweiligen Schaltarme 8a und 8b eine Funktion fa(thla, th2a, th3a) und eine Funktion fu(th 1 b, th2b, th3b, th4b, th5b) als die ersten Funktionen, die jeweils die Relation zwischen Schaltphasen und der Modulationsrate vorgeben, wie in Gleichung (35) und Gleichung (36) gezeigt. In diesem Fall werden, um die Last an den Schaltarmen 8a und 8b auszugleichen, die Funktion fa und die Funktion fb so festgelegt, dass die auszugebende Modulationsrate m gleichmäßig zwischen den Schaltarmen 8a und 8b aufgeteilt wird.
  Mathematischer Ausdruck 23 $$\begin{array}{l}ƒa\left(th1a,th2a,th3a\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1a-\text{cos }th2a+\text{cos }th3a\right)-m/2\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}ƒb\left(th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos }th1b-\text{cos }th2b+\text{cos }th3b-\text{cos }th4b+\text{cos }th5b\right)-m/2\end{array}$$

  
• Als Nächstes definiert die Oberwellen-Reduzierungseinheit 122, wie in Gleichung (37) gezeigt ist, eine zweite Funktion Y(thi), die die Relation zwischen jeder Schaltphase thi und der als Summe jeweiliger Oberwellenelemente verwendeten Quadratsumme aus Werten vorgibt, die ermittelt werden, indem eine Spannungs-Oberwellenkomponente jeder Ordnung in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters 4 mit einem Gewichtungskoeffizienten w(k) (k = k1 bis ki) für jede Ordnung multipliziert wird. Die Funktion Y(thi) hat jede Schaltphase thi als Variable.
• In Gleichung (37) ist k die Ordnung einer zu reduzierenden Oberwelle, und hier sind insgesamt zehn Ordnungen, und zwar die fünfte Ordnung, ..., die einunddreißigste Ordnung Reduktionsziele. Die Reduktionsziele sind aber nicht hierauf beschränkt.
  Mathematischer Ausdruck 24 $$\begin{array}{l}Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ =\sum \{\frac{2}{\pi }\times \frac{1}{k}(\text{cos }kth1a-\text{cos }kth2a+\text{cos }kth3a\\ +\text{cos }kth1b-\text{cos }kth2b+\text{cos }kth3b\\ -\text{cos }kth4b+\text{cos }kth5b)\times {w\left(k\right)\}}^2\\ \left(\text{k}=\mathrm{5,7,11,13,17,19,23,25,29,31}\right)\end{array}$$

  
• Wie in Gleichung (38) gezeigt ist, definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Evaluationsfunktion X, die einen zusätzlichen Freiheitsgrad aufweist, indem zusätzliche Variable zu den Freiheitsgraden (entsprechend der Anzahl der Schaltphasen thi als Variablen, vorliegend acht Variablen) der ersten Funktionen fa und fb und der zweiten Funktion Y hinzugefügt werden, um die Modulationsrate zu erhalten und die zuvor genannte Quadratsumme zu reduzieren, die maßgeblich für die Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnung ist.
• Konkret definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2), die die Summe aus der in Gleichung (37) gezeigten Funktion Y(thi) und Werten ist, die durch Multiplikation der in den Gleichungen (35) bis (36) gezeigten Funktionen fa und fb mit jeweiligen Gewichtungsvariablen α1 und α2 erhalten werden. Die Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2) hat jede Schaltphase thi und die Gewichtungsvariablen α1, α2 als Variable.
  Mathematischer Ausdruck 25 $$\begin{array}{l}\text{X}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\text{,th4b}\text{,th5b},\alpha \mathrm{1,}\alpha 2\right)\\ =Y\left(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\\ +\alpha 1\times ƒa\left(th1a,th2a,th3a\right)\\ +\alpha 2\times ƒb\left(th1b,th2b,th3b,th4b,th5b\right)\end{array}$$

  
• Die Schaltphasen-Berechnungseinheit 124 erzeugt ein Gleichungssystem mit zehn Unbekannten, das in Gleichung (39) gezeigt ist, und in dem partielle Ableitungen der Evaluationsfunktion X(thi, α1, α2) nach den zehn Variablen α1, α2, thia bis th5b jeweils gleich Null gesetzt sind. Dann wird das Gleichungssystem mit zehn Unbekannten gelöst, beispielsweise unter Verwendung des Newton-Verfahrens.
• Damit ist es möglich, mit einer Kombination verschiedener Impulsanzahlen ein Schaltmuster zu ermitteln, das eine benötigte Modulationsrate m erhält, die Last auf die Schaltarme 8a und 8b ausgleicht und den Gesamtbetrag von Spannungs-Oberwellenkomponenten vieler Ordnungen minimiert.
  Mathematischer Ausdruck 26 $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha 1}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \alpha 2}=0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=0\left(\text{i}=1a\mathrm{,2}a\mathrm{,3}a\mathrm{,1}b\mathrm{,2}b\mathrm{,3}b\mathrm{,4}b\mathrm{,5}b\right)\end{array}\}$$

  
• Wie oben dargestellt, bestimmt bei der vorliegenden Ausführungsform die Impulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 entsprechend dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert Fc für den Wechselrichter 4 und der Modulationsrate m die Impulsanzahlen für die jeweilige Vielzahl von Schaltarmen 8a und 8b und gibt eine Kombination der Impulsanzahlen aus.
• Damit ist es möglich, die Kombination der Impulsanzahlen entsprechend der Modulationsrate zu ändern, die Variation der Schaltvorgänge pro Ausgangsspannungseinheit innerhalb derselben Zeitspanne zu reduzieren und Schaltverluste unabhängig von einer Variation der Modulationsrate und der Betriebsfrequenz zu reduzieren.
• Es sei angemerkt, dass die obigen Ausführungsformen im Rahmen der vorliegenden Erfindung frei miteinander kombiniert werden können, oder jede der obigen Ausführungsformen in geeigneter Weise modifiziert oder vereinfacht werden kann.

Claims (18)

1. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2), die Folgendes aufweist: - einen Wechselrichter (4), der eine Schalteinrichtung (6) enthält, Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle (1a-1c) erhält, die Gleichspannung in Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz konvertiert und die Wechselspannung an eine Last (3) ausgibt; und - eine Steuereinheit (10) zur PWM-Steuerung zur EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6), basierend auf einem Ausgangsspannungs-Befehlswert (Vp) und einem Ausgangsfrequenz-Befehlswert (Fc), wobei die Steuereinheit (10) Folgendes aufweist: - einen Modulationsraten-Rechner (11) zur Berechnung einer Modulationsrate (m) für den Wechselrichter (4), basierend auf der Gleichspannung der Gleichspannungsquelle (1a-1c) und dem Ausgangsspannungs-Befehlswert (Vp); - eine Impulsanzahl-Bestimmungseinheit (13) zur Bestimmung einer Impulsanzahl (Pnum) pro halber Periode einer Grundwelle in der PWM-Steuerung, basierend auf dem Ausgangsfrequenz-Befehlswert (Fc); - eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C) zur Vorab-Ermittlung, durch Berechnung, eines Schaltmusters, das Schaltphasen spezifiziert, die jeweils eine Zeitvorgabe für die EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6) sind, in Übereinstimmung mit der Modulationsrate (m) und der Impulsanzahl (Pnum), und die das Schaltmuster für jede Modulationsrate (m) und für jede Impulsanzahl (Pnum) speichert; und - eine Gatesignal-Erzeugungseinheit (16, 16A, 16B) zum Auslesen des Schaltmusters aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C), das der Modulationsrate (m) aus dem Modulationsraten-Rechner (11) und der Impulsanzahl (Pnum) aus der Impulsanzahl-Bestimmungseinheit (13) entspricht, und zum Erzeugen eines Gate-Signals (17) für die EIN/AUS-Ansteuerung der Schalteinrichtung (6) basierend auf dem Schaltmuster, und - wobei die Schaltmuster-Bestimmungseinheit (12, 12A-12C) Folgendes aufweist: - eine Modulationsraten-Erhaltungseinheit (121, 121A, 121B) zur Erzeugung einer ersten Funktion (f), die eine Funktion zur Erhaltung der Modulationsrate (m) ist und die eine Grundwellenkomponente einer Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) mit der Modulationsrate (m) assoziiert und die Schaltphasen als Variablen aufweist; - eine Oberwellen-Reduzierungseinheit (122, 122A, 122B) zur Erzeugung einer zweiten Funktion (Y), die eine Funktion zur Reduzierung einer Oberwellenkomponente in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) ist und die eine Summe von Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen ist, die durch Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in der Ausgangs-Wellenform des Wechselrichters (4) bestimmt sind, und die die Schaltphasen als Variablen aufweist; - eine Funktionskombiniereinheit (123) zur Festlegung einer dritten Funktion (X), die aus der ersten Funktion (f), der zweiten Funktion (Y) und einer oder mehreren zusätzlichen Variablen (α) gebildet ist, und die die Schaltphasen und die zusätzlichen Variablen als Variablen aufweist; - eine Schaltphasen-Berechnungseinheit (124) zur Berechnung der Schaltphasen, die die Modulationsrate (m) erhält und die Summe der Oberwellen-komponenten jeweiliger Ordnungen reduziert, indem die dritte Funktion (X) bezüglich der Schaltphasen und der zusätzlichen Variablen (α) minimiert wird; und - eine Schaltmuster-Speichereinheit (125) zur Speicherung des Schaltmusters, das durch die berechneten Schaltphasen spezifiziert wird, für jede Modulationsrate (m) und für jede Impulsanzahl (Pnum).
2. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 1, wobei die Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen oder Strom-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen sind, und wobei eine Summe von Quadraten der Komponenten jeweiliger Ordnungen als die zweite Funktion (Y) verwendet wird.
3. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 1, wobei die Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen Multiplikationswerte von Spannungs-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen und Strom-Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen sind, und wobei eine Summe der Multiplikationswerte jeweiliger Ordnungen als die zweite Funktion (Y) verwendet wird.
4. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei eine Ordnung jeder der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen, basierend auf einer Grundwellenfrequenz in der PWM-Steuerung als Referenz, 6n ± 1 ist, wobei n eine natürliche Zahl ist.
5. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Wechselrichter (4) derart konfiguriert ist, dass zwei oder mehr zweistufige oder dreistufige Schaltarme (8a, 8b) für jede Phase in Reihe geschaltet sind, um Spannung mit der Modulationsrate (m) auszugeben.
6. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Modulationsraten-Erhaltungseinheit (121A) als die erste Funktion (f) eine erste Grundfunktion (f) erzeugt, die eine Grundwellenkomponente in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) mit der Modulationsrate (m) assoziiert, und eine erste Hilfsfunktion (fc) erzeugt, die eine Teilgrundwellenkomponente in einem Teilintervall in der halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) mit der Modulationsrate (m) assoziiert.
7. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Oberwellen-Reduzierungseinheit (122A) als die zweite Funktion (Y) eine zweite Grundfunktion (Y) erzeugt, die eine Summe aus den Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ist, und eine zweite Hilfsfunktion (Yc) erzeugt, die eine Summe der Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in einem Teilintervall in der halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) mit einem Grenzwert für eine Oberwellenamplitude assoziiert.
8. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 5, wobei die Modulationsraten-Erhaltungseinheit (121B) als die erste Funktion (f) eine Vielzahl von ersten Grundfunktionen (fa, fb) erzeugt, die für die jeweilige Vielzahl von Schaltarmen (8a, 8b) jeweils eine Grundwellenkomponente in einer halben Periode der Ausgangsspannung mit der Modulationsrate (m) assoziieren, und eine Ausgleichsfunktion (fd) erzeugt, die eine Amplitudendifferenz zwischen Teil-Grundwellenkomponenten in Teilintervallen in halben Perioden von Ausgangsspannungen der Vielzahl von Schaltarmen (8a, 8b) mit einem oberen Grenzwert für die Amplitudendifferenz assoziiert.
9. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 5 oder 8, wobei die Oberwellen-Reduzierungseinheit (122B) als die zweite Funktion (Y) eine zweite Grundfunktion (Y) erzeugt, die eine Summe aus den Oberwellenelementen jeweiliger Ordnungen in einer halben Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ist, und eine Vielzahl von zweiten Hilfsfunktionen (Yca, Ycb) erzeugt, die für die jeweilige Vielzahl von Schaltarmen (8a, 8b) jeweils eine Summe aus den Oberwellenkomponenten jeweiliger Ordnungen in einem Teilintervall in einer halben Periode der Ausgangsspannung mit einem Grenzwert für eine Oberwellenamplitude assoziiert.
10. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, wobei das Teilintervall in einer halbem Periode der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ein Mittelintervall in der halben Periode der Ausgangsspannung ist, das mindestens einen Mittelimpuls (211) enthält.
11. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 5, 8 und 9, wobei die Impulsanzahl-Bestimmungseinheit (13) Impulsanzahlen für die jeweilige Vielzahl von Schaltarmen (8a, 8b) bestimmt und eine Kombination der Impulsanzahlen ausgibt.
12. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 5, 8, 9 und 11, wobei die Gatesignal-Erzeugungseinheit (16A) eine Schaltmuster-Austauscheinheit (161) zum Austausch von Schaltmustern für die jeweiligen Schaltarme (8a, 8b) mit einer vorgegebenen Periode (NN) aufweist, um die Last an den in Reihe geschalteten Schaltarmen (8a, 8b) auszugleichen.
13. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 12, wobei die Schaltmuster-Austauscheinheit (161) die Periode (NN) zum Austauschen der Schaltmuster entsprechend einem an die Last (3) ausgegebenen Strom umschaltet.
14. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 12 oder 13, die ferner eine Einrichtungsstrom-Detektionseinheit (18) zur Detektion von Strom aufweist, der durch die Schalteinrichtung (6) fließt, wobei die Schaltmuster-Austauscheinheit (161) die Periode (NN) zum Austauschen der Schaltmuster entsprechend der Ausgabe der Einrichtungsstrom-Detektionseinheit (18) umschaltet.
15. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 12 bis 14, die ferner eine Einrichtungstemperatur-Detektionseinheit (18) zur Detektion einer Temperatur der Schalteinrichtung (6) aufweist, wobei die Schaltmuster-Austauscheinheit (161) die Periode (NN) zum Austauschen der Schaltmuster entsprechend der Ausgabe der Einrichtungstemperatur-Detektionseinheit (18) umschaltet.
16. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei die Gleichspannungsquelle (1a-1c) mit einer Serienschaltungseinheit verbunden ist, die durch einen Kondensator (5a) auf der positiven Seite und einen Kondensator (5b) auf der negativen Seite gebildet ist, wobei die Steuereinheit (10) eine PWM-Steuerung für den Wechselrichter (4) ausführt, so dass der Wechselrichter (4) eine Komponente der Wechselspannung auf der positiven Seite basierend auf der Spannung des Kondensators (5a) auf der positiven Seite ausgibt, und eine Komponente der Wechselspannung auf der negativen Seite basierend auf der Spannung des Kondensators (5b) auf der negativen Seite ausgibt, und wobei die Gatesignal-Erzeugungseinheit (16B) eine Impulskorrektureinheit (163) zur Korrektur der durch das Schaltmuster spezifizierten Schaltphasen aufweist, um die Spannung des Kondensators (5a) auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators (5b) auf der negativen Seite auszugleichen.
17. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 16, die ferner eine Neutralpunkt-Spannungsdetektionseinheit (22a-22c) aufweist zur Detektion einer Differenz zwischen der Spannung des Kondensators (5a) auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators (5b) auf der negativen Seite als Neutralpunktspannung, wobei die Impulskorrektureinheit (163) die Schaltphasen basierend auf der Ausgabe der Neutralpunkt-Spannungsdetektionseinheit (22a-22c) korrigiert.
18. Leistungsumwandlungsvorrichtung (2) nach Anspruch 16, die ferner eine Neutralpunkt-Stromdetektionseinheit (21a-21c) aufweist zur Detektion eines Stroms, der in einen Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator (5a) auf der positiven Seite und dem Kondensator (5b) auf der negativen Seite fließt, als Neutralpunktstrom, wobei die Impulskorrektureinheit (163) die Schaltphasen basierend auf der Ausgabe der Neutralpunkt-Stromdetektionseinheit (21a-21c) korrigiert.

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