JP7109670B2 - 電力変換装置および電力変換装置の駆動方法 - Google Patents

Description

本願は、直流を交流に変換する電力変換装置に関する。

直流を交流に変換する電力変換装置におけるＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式としては、一般的に、三角波比較ＰＷＭが用いられる。三角波比較ＰＷＭにおいて、出力電圧の高調波を低減するためにはＰＷＭキャリアの周波数を高くする必要がある。しかし、大容量のインバータで用いられる、ＧＴＯあるいはＩＥＧＴなどのスイッチング素子はスイッチング速度が遅いため、ＰＷＭキャリアの周波数を高くすることができない。その結果、出力電圧に低次の高調波が残存する問題がある。そこで、少ないスイッチング回数を有効利用し、特定の低次の高調波を低減するタイミングでスイッチングを行う、低次高調波消去ＰＷＭ制御方式が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

特許文献１には、いわゆるマルチレベルインバータでの低次高調波消去ＰＷＭのスイッチング方式が開示されている。特許文献１では、３レベルスイッチングを１段とする２段（２レグ）直列構成の５レベルインバータにおいて、線間電圧で２倍のスイッチング電圧の発生を防ぎ、かつ、高調波を低減するタイミングでスイッチングを行う低次高調波消去ＰＷＭの設計方法が開示されている。

特許文献１とは別に、マルチレベルインバータで１パルスのような非常に少ないスイッチング回数における低次高調波を最小にするＰＷＭのスイッチング方式を開示した文献として、例えば、特許文献２がある。特許文献２には、３レベルスイッチングを１段とする２段（２レグ）直列構成の５レベルインバータにおいて、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧に含まれる広い範囲の次数の高調波成分を最小にするタイミングでスイッチングを行う低次高調波低減ＰＷＭの設計方法が開示されている。

特開２０１０－２００５３７号公報 国際公開第２０１６／１０４３７０号

HASMUKI S. PATEL et al. " Generalized Techniques of Harmonic Elimination and Voltage Control in Thyristor Inverters: Part I－Harmonic Elimination" IEEE TRANSACTION OF INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. IA-9,NO. 3, MAY/JUNE 1973, pp310-317

インバータを構成する各スイッチング素子のスイッチング位相を特定するスイッチングパターンの如何によって、入力電圧に対する出力電圧の比率に相当する変調率が決定されると同時に、出力電圧に含まれる高調波成分も決まってしまう。目標の変調率を満たすスイッチングパターンが複数存在する場合、その複数のスイッチングパターンの中から所望の次数の高調波成分を低減できるスイッチングパターンを選択することができる。スイッチングパターンは、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、従って、比較的少ないパルス数であっても、出力電圧における広い範囲の次数の高調波成分を最小にするように設計することができる。

しかし、中性点クランプ式のマルチレベルインバータにおいては、低次高調波を低減するスイッチングパターンは、変調率によってスイッチング位相が決まる。このため、周波数あるいは電圧が変動するような負荷運転時の場合、スイッチングパターンと力率によっては、正極側と負極側のスイッチング時間がどちらかに偏り、直流入力側に備えられた正極側コンデンサ、負極側コンデンサの充放電量にアンバランスが生じ、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧差が大きく拡大して中性点の電位が変動し、結果的に負荷運転時に電流変動（トルクリプル）が大きくなる課題がある。

本願は、以上のような従来の課題を解決するためになされたもので、負荷運転時において、高調波を抑制しつつ、直流入力の正極側の電圧と負極側の電圧との差の拡大を抑制できる電力変換装置を得ることを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子を備え、直流電圧源の直流電圧を入力し可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷に出力するインバータと、出力電圧指令値と出力周波数指令値とに基づきスイッチング素子のオンオフ駆動をＰＷＭ制御する制御部と、インバータの入力側であって、直流電圧の正極と負極との間に接続された、正極側コンデンサと負極側コンデンサとの直列体とを備え、インバータは、出力電位として、少なくとも直流電圧源の正極の電位、負極の電位、および正極側コンデンサと負極側コンデンサとの接続点である中性点の電位、を有する電力変換装置において、制御部は、直流電圧源の直流電圧と出力電圧指令値とに基づきインバータの変調率を演算する変調率演算器と、出力周波数指令値に基づきＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数を決定するパルス数決定部と、スイッチング素子をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを、変調率およびパルス数に基づいて、変調率の確保と、インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、予め定めた隣り合うスイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧の平衡と、を条件として求めるスイッチングパターン決定部と、スイッチングパターン決定部で求めたスイッチングパターンに基づきスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部とを備えたものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、スイッチングパターンの算出の条件に、正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧の平衡を含ませたので、負荷運転時においても、高調波を抑制しつつ、直流入力の正極側の電圧と負極側の電圧との差の拡大を抑制できる効果がある。

実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置のインバータの一例を示す回路図である。 実施の形態１による電力変換装置のパルス数決定部の動作を説明する図である。 実施の形態１による電力変換装置のハードウエア構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置のインバータの各部の出力電圧波形の一例を模式的に示す図である。 図６Ａおよび図６Ｂは、比較例１による各スイッチングレグのスイッチングパターンの一例を示す図である。 図７Ａおよび図７Ｂは、比較例１による各相の各スイッチングレグの出力電圧波形の一例を示す図である。 図８Ａおよび図８Ｂは、比較例２による各相の各スイッチングレグの出力電圧波形の一例を示す図である。 図９Ａおよび図９Ｂは、比較例２による各スイッチングレグのスイッチングパターンの一例を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の中性点電流を説明するための模式図である。 実施の形態１による電力変換装置における、各スイッチングレグの出力電位と中性点電流の関係を表により説明する図である。 実施の形態１による電力変換装置における、各スイッチングレグの出力電位と中性点電流の関係を表により説明する別の図である。 実施の形態１による電力変換装置の動作の一例を示すタイムチャートである。 実施の形態２による電力変換装置のスイッチングパターン決定部の内部構成を示すブロック図である。 図１５Ａおよび図１５Ｂは、実施の形態２による各スイッチングレグのスイッチングパターンの一例を示す図である。 図１６Ａおよび図１６Ｂは、実施の形態２による、変調率0.72での各スイッチングレグの出力電圧波形の一例を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置の動作の一例を比較例２の電力変換装置の動作例とともに示す図である。 実施の形態２による電力変換装置の動作の一例を比較例２の電力変換装置の動作例とともに示す別の図である。 比較例２による電力変換装置の動作の一例を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置の動作の一例を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態３による電力変換装置の動作を説明するベクトル図である。 実施の形態３による電力変換装置の空間ベクトルと中性点電流の関係を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置の空間ベクトルとコンデンサ電圧差の増減の関係を説明する図である。 実施の形態４による電力変換装置のゲート信号生成部の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電力変換装置のスイッチング位相補正部の処理を示す第１のフローチャートである。 実施の形態４による電力変換装置のスイッチング位相補正部の処理を示す第２のフローチャートである。 実施の形態４による電力変換装置のスイッチング位相補正の一例を説明する図である。

図１は、実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。図２は図１に示すインバータの一例を示す回路図である。電力変換装置２は、インバータ４とインバータ４を制御する制御部１０とを備え、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各直流電圧源１ｕ、１ｖ、１ｗの直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷であるモータ３に出力する。

インバータ４は、Ｕ相を例に説明すると、図２に示すように、直流電圧源１ｕの直流電圧を分圧する２直列の正極側コンデンサ５ａ、負極側コンデンサ５ｂと、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る複数のスイッチング素子６と、クランプダイオード７とを備えた中性点クランプ式の３レベルインバータを成す２つのスイッチングレグ８ａ、およびスイッチングレグ８ｂを直列接続した、５レベルインバータを構成している。Ｖ相およびＷ相も同様の構成になっている。

なお、上述の通り、３レベルインバータを成す２つのスイッチングレグ８ａ、およびスイッチングレグ８ｂを、各相毎に直列接続した５レベルインバータを構成するものとして、以下、スイッチングパターン等について説明する。ただし、本願が開示する技術を適用できるインバータは、５レベルインバータに限らず、中性点クランプ方式の３レベルインバータ、あるいは２レベルインバータの複数段構成であってもよく、また、必ずしも、２レグ以上の直列体で構成するものに限らない。ただし、本願は、入力される直流電圧を分圧するために、直流入力側に、接続点を中性点とする正極側コンデンサと負極側コンデンサとの直列体を備え、出力電位として、少なくとも、直流電圧の正極電位、負極電位、および中性点電位を有するインバータに適用することができる。

そして、インバータ４は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による、スイッチング素子６のオンオフ駆動によって直流電圧源１ｕ、１ｖ、１ｗの各直流電圧を任意の大きさおよび周波数の交流電圧に変換して出力する。また、インバータ４は、モータ３との接続部分において、負荷電流であるモータ３の電流を検出する負荷電流検出部１９としての電流センサ、インバータ４の直流電圧源１ｕ、１ｖ、１ｗの各電圧を分圧する各相に備えられた正極側コンデンサ５ａおよび負極側コンデンサ５ｂの電圧を検出するとともに、両者の電圧の差を中性点電圧として検出する中性点電圧センサ２０ｕ、２０ｖ、２０ｗを備える。

制御部１０は、変調率演算器１１とパルス数決定部１３とスイッチングパターン決定部１２とパルス数切替部１４とゲート信号生成部１６とを備えている。以下、これら各構成部を説明する。変調率演算器１１は、直流電圧源１ｕ、１ｖ、１ｗの直流電圧Ｖｄｃとインバータ４の出力電圧指令値（相電圧振幅）Ｖｐとに基づき、式（１）により変調率ｍを演算する。

パルス数決定部１３は、インバータ４の出力周波数指令値Ｆｃに基づき、出力するＰＷＭの種類およびＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数Ｐｎｕｍを決定する。大容量インバータのようなスイッチング速度の遅い素子を持つインバータ４では、単位時間内でスイッチングできる回数が制限される。そのため、出力周波数が高くなると、電気角１周期内でのスイッチング回数は少なくなる。電気角１周期でのスイッチング回数が少ないと、低次高調波が増え、トルク変動も増える。このため、周波数が可変になるモータ駆動では、インバータ４の出力周波数に制限されるスイッチング回数に関係なく、高調波が少ないスイッチングを行う必要がある。

図３は本実施の形態１におけるパルス数決定部１３でのＰＷＭの種類、及び出力周波数の基本波半周期内でのパルス数（スイッチング回数）を決定する条件を示した説明図である。パルス数決定部１３では、出力周波数に対し、Ｆ１～Ｆ６の６つの閾値を用いて７つの領域に分け、それぞれの周波数領域において、最適なスイッチング方式、スイッチング回数（パルス数）を選択できるようにしている。

まず、出力周波数指令値Ｆｃが０から周波数Ｆ１までの間では固定の周波数で生成したキャリア（三角波）と指令値を比較してＰＷＭを生成する非同期ＰＷＭを選択する。出力周波数が低い時は、１周期の時間が長いため、スイッチング速度が遅い素子でも１周期の間に、より多い回数のスイッチングができるため、トルクリプルおよび高調波が少なくなる。

出力周波数指令値ＦｃがＦ１より高くなり、電気角１周期内のスイッチング回数が少なくなると、出力周波数の整数倍のキャリア（三角波）と指令値を比較することにより電気角１周期に同期したＰＷＭを生成する同期ＰＷＭ方式によるパルス生成を選択する。本実施の形態１では閾値Ｆ２までは、パルス数は、１３パルス以上になるようにキャリア周波数を設定する。

出力周波数指令値Ｆｃが閾値Ｆ２より高い領域では、出力周波数に同期ＰＷＭと同じく、出力周波数に同期し、かつ、低次高調波を低減する低次高調波低減ＰＷＭを出力する。Ｆ２＜Ｆｃ≦Ｆ３の領域では基本波半周期でのパルス数Ｐｎｕｍは９パルス、Ｆ３＜Ｆｃ≦Ｆ４では７パルス、と順番にパルス数を減らしていき、Ｆ６より高い領域では半周期内のパルス数Ｐｎｕｍが１になる。

パルス数切替部１４は、パルス数決定部１３で決まるパルス数Ｐｎｕｍが変化すると、切替移行期間を設けて、インバータ４の出力電圧位相（ｔｈ）が予め定めた位相になった時に、スイッチングパターン決定部１２から読み出すスイッチングパターンを切り替える切替指令１５をスイッチングパターン決定部１２に出力する。

スイッチングパターン決定部１２は、例えば図３で示す、予め定めたパルス数Ｐｎｕｍ別に、予め定めた変調率ｍの大きさ毎に、スイッチング素子６をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを予め演算により求め、変調率ｍおよびパルス数Ｐｎｕｍ毎に記憶している。この演算は、要求される変調率ｍを実現し、かつ、高調波成分を低減するスイッチングパターンを求めるものである。スイッチングパターンおよびその演算の方法は後段で詳細に説明する。

ゲート信号生成部１６は、変調率演算器１１からの変調率ｍとパルス数決定部１３からのパルス数Ｐｎｕｍとに対応するスイッチングパターンをスイッチングパターン決定部１２から読み出し当該スイッチングパターンと出力電圧位相（ｔｈ）とに基づきスイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号１７を生成する。

図４は、電力変換装置２のハードウェア構成を示すブロック図である。制御部１０はハードウエアとして、プロセッサ３０１、記憶装置３０２、スイッチングパターン記憶装置３０３を備えている。記憶装置３０２では制御部１０のプログラムが予め記憶される。プロセッサ３０１は記憶装置３０２で記憶される機能プログラムを実施するものである。このプロセッサ３０１により、制御部１０内の変調率演算器１１、スイッチングパターン決定部１２、パルス数決定部１３、パルス数切替部１４およびゲート信号生成部１６が実現される。スイッチングパターン記憶装置３０３は、プロセッサ３０１で実行するプログラムにより、スイッチングパターン決定部１２が決定したスイッチングパターンを記憶するものであり、機能プログラムの実行中に記憶しても良いし、起動時に記憶しても良い。

図４に示すように、インバータ４の各部の電圧、電流を検出するセンサ群（１９、２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ）である電圧・電流検出部１８からの情報に基づいて、プロセッサ３０１の演算処理により、インバータ４のスイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号１７が生成される。

次に動作について説明する。スイッチング素子６のオンオフ駆動に基づくインバータ４自体の動作は周知であるのでその説明は省略し、ここでは、制御部１０、特に、本願では重要な、スイッチングパターン、およびスイッチングパターン決定部１２でのスイッチングパターンの演算方法を中心に説明する。

図５は、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の場合における、５レベルインバータ４の単相分の出力電圧波形と、直列接続された２つのスイッチングレグ８ａ（以降レグＡと称する）、およびスイッチングレグ８ｂ（以降レグＢと称する）の出力電圧波形との関係を模式的に示したものである。図５は、１周期（２π）にわたるパルス電圧波形を示し、２つのレグＡ、およびレグＢの出力電圧を加算することで、図５の最上段に示す、総パルス数＝Ｐｎｕｍ（３）×レグ直列段数（２）＝６で動作する、５レベルインバータとしての単相分出力電圧波形となる。ただし、直流電圧源の電圧を２Ｅとして、各電圧を示している。

正負波形の対称性を補償する必要から、スイッチング素子６をオンまたはオフさせるタイミングであるスイッチング位相として、図に示すように、レグＡでは、th1a、th2aおよびth3a、レグＢでは、th1b、th2bおよびth3bを決めると、それぞれの出力波形、従って、５レベルインバータの出力電圧波形が決定される。即ち、スイッチングパターンは、これら６個のスイッチング位相th1a、th2a、th3a、th1b、th2b、th3bを特定するもので、このスイッチングパターンによりインバータ４の出力電圧波形が特定される。

ここで、本願のスイッチングパターンを得るスイッチングパターン決定部１２の構成および動作の理解を容易とするため、先ず、課題の欄で引用して紹介した特許文献１による方法を比較例１として説明する。なお、同特許文献１では、特に、制御の構成を示す図面に基づく説明はされていないが、ここでは、本願との対比を明確にして比較例とするため、敢えて、本願のスイッチングパターン決定部１２に相当する制御構成を想定し作成した図５に基づいて比較例を説明する。

ここで、特許文献１あるいは特許文献２に記載されている低次高調波を低減するスイッチングパターンを得るスイッチングパターン決定部１２では、パルス数と変調率、出力周波数で決まる時系列のスイッチングパターンを周波数変換し、フーリエ級数により出力電圧基本波の振幅とその整数倍の周波数成分の振幅とを三角関数とスイッチング位相（０～２π（rad））で表現する式を用いて、変調率振幅を確保し、かつ特定次数の高調波を消去するスイッチング位相群であるスイッチングパターンを求めている。

次に、フーリエ級数を用いてスイッチングにより出力される電圧波形の周波数と振幅を定義する方法について説明する。各スイッチングレグが出力する出力電圧波形はパルス数に関係なく、各相が１２０°対称で、１/４周期、１/２周期で対称性を持つ波形とするため、含有高調波電圧は整数次だけとなり、偶数次と３倍数次は理論上発生しない。そのため、基本波の次数を１とし、発生する高調波次数をｎとすると、ｎ＝６ｈ±１であらわされる（ｈは１以上の整数）。従って、次数ｎは、５、７、１１、１３、１７、１９、２３、２５、２９、３１、３５、３７・・・のような数値を取る。

例えば、図５で示したような、パルス数Ｐｎｕｍ＝３で、変調率ｍの確保と、５、７、１１、１３次の高調波成分の消去とを実現するスイッチングパターンを求める場合、式（２）のような連立方程式を用いる。この式は、特許文献１の式（４）同じ式である。

式（２）において、第１段目は、レグＡのスイッチング位相th1a、th2a、th3aと変調率ｍとの関係を規定する式、第２段目は、レグＢのスイッチング位相th1b、th2b、th3bと変調率ｍとの関係を規定する式である。

さらに、パルス数とインバータ４の１相当たりのスイッチングレグの段数から出力電圧の基本波半周期に与えるスイッチング位相の数を計算し、消去できる高調波次数の種別数を決定する。ここでは、スイッチング位相の数は、総パルス数＝パルス数Ｐｎｕｍ×２段＝６になり、連立方程式の自由度は６となる。

そして、式（２）の第１、第２段目の式では、レグＡ、およびレグＢで出力する電圧振幅の配分が均等となるようスイッチングレグの段数毎に変調率（基本波振幅）の配分を設定したため、消去できる高調波次数の種別数は６－２＝４となる。

これを受けて、低次から順次、５次、７次、１１次、１３次の４つの高調波成分を０とする、式（２）の第３～第６段目の式が設定される。変調率で表される基本波振幅をレグＡ、およびレグＢで均等に配分する式（２）の第１、第２段目の式、および高調波として低次から５、７、１１、１３次の４つの高調波成分を０とする、式（２）の第３～第６段目の式とからなる、６元の連立方程式を解くことで、スイッチングパターンを特定する６個の変数、即ち、スイッチング位相（ｔｈ１ａ～ｔｈ３ｂ）を算出する。

上記式（２）により求めたスイッチングパターンの例を、比較例１によるスイッチング位相として図６Ａおよび図６Ｂに示す。但し、変調率ｍについては０．０１刻みで算出し、その間は線形補完している。変調率０．７２の場合の各相のレグＡおよびレグＢの３レベルインバータの出力電圧波形をそれぞれ図７Ａおよび図７Ｂに示す。図７Ａにおいて、隣り合うスイッチング位相th1aとth2aの間隔、すなわちレグＡのパルス幅が0.082radと短いため、大容量インバータのスイッチング素子として用いられるＧＴＯなどはスイッチングに追従できずに出力電圧が大きく歪んでしまう。

そこで、次式（３）として示す、特許文献１の式（５）のように、変調率を確保するための、２つのレグＡ、およびレグＢの負担均一化の条件を緩和してスイッチングパターンを求めることにより、高調波を消去する次数種別数を維持したまま、位相差（th2a－th1a）＝thlimの条件を確保することができる。

式（３）中のthlimは、スイッチング素子の特性により予め決定するパルス幅であり、２倍のスイッチング電圧が発生することを防ぐために確保するパルス幅である。ここではthlim=0.116(rad)とした。なお、パターンの求め方はこの限りではないことは言うまでもない。比較例２として、式（３）により求めたスイッチングパターンによる変調率０．７２でのレグＡおよびレグＢの出力電圧波形を、それぞれ図８Ａおよび図８Ｂに示す。スイッチング位相の間隔であるパルス幅th2a- th1a = thlim = 0.116radが確保されており図７Ａに示したパルス幅th2a- th1aよりも大きいことが確認できる。th2a- th1aのパルス幅を確保するように式（３）で求めた、変調率毎のスイッチングパターンの例を比較例２によるスイッチングパターン例として図９Ａおよび図９Ｂに示す。

比較例２として以上のようにして求めたスイッチングパターンは、少ないスイッチング回数でも低次高調波を低減できるため、モータ駆動時のトルクリプルを低減する効果が高い。しかしながら、負荷運転時には、直流電圧を分圧する正極側コンデンサと負極側コンデンサを充電または放電する電流量にアンバランスが生じ、正極側と負極側の電圧差が拡大して中性点電位が変化することにより、出力電圧が正負非対称になり、結果としてトルクリプルが増える課題がある。

一般的に、中性点クランプ式の３レベル以上のインバータでモータを負荷運転した時に直流入力側の正極側コンデンサ５ａの電圧と負極側コンデンサ５ｂの電圧は、インバータ４と直流入力側の２つのコンデンサの接続点（Ｃ電位点、中性点）との間の電流である中性点電流により充放電されて増減する。中性点電流は、相電圧を出力する３レベルスイッチング回路のレグのどれか１つが正極（Ｐ電位）側と、負極（Ｎ電位）側の両方をＯＦＦして、正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂの接続点の電位である中性点電位（Ｃ電位）を出力し、他のレグの１つ以上が正極（Ｐ電位）側か負極（Ｎ電位）側のどちらかの回路をＯｎして、回路の出力がＰ電位（正極電位）、もしくはＮ電位（負極電位）になっている時に流れる。

この電流は、相電流の±１倍で、その符号は各スイッチング回路のＯｎ/Ｏｆｆの組合せによって決まる。電圧は正負対称でかつ、正極側、負極側それぞれにおいて左右対称（正極側では位相９０度に対して０度側と１８０度側が対称、負極側では位相２７０度に対して１８０度側と３６０度側が対称）な形であり、負荷電流が電圧に対して位相遅れが少ない高力率な状態であれば、中性点電流もほぼ正負対称になり、コンデンサ電圧差への影響は少ない。しかし、誘導機駆動時など力率が低い場合、負荷電流は出力電圧に対してずれてしまう。このため、電圧出力時のスイッチング状態で電流の正負とゼロが決まる中性点電流は左右対称で、正負対称な電流波形ではなくなり、２つのコンデンサを充電、もしくは放電する電流量の不平衡の影響でコンデンサ電圧差が拡大する。

図１０は実施の形態１の５レベルインバータの回路と、代表として、Ｕ相回路における正極側コンデンサ５ａ、および負極側コンデンサ５ｂから成る直流入力側における正極電位点（Ｐ）、負極電位点（Ｎ）、中性点（Ｃ）と、中性点電流icuの場所と向きを示した模式図である。それぞれのスイッチングレグは、Ｐ電位、Ｎ電位、Ｃ電位のいずれかを出力する。図１１は、インバータ４のうちＵ相回路における、２個のスイッチングレグ８ａ（レグＡ）、スイッチングレグ８ｂ（レグＢ）の出力電位の組み合わせと、Ｕ相回路が出力する相電圧、中性点電流icuの関係を示した表である。図１２の表は、図１１の表のうち、中性点電流icuが流れるレグＡ、レグＢの出力電位（Ｐ、Ｃ、Ｎ）の組み合わせと、その時の中性点電流icuとＵ相電流iuの関係、および正極側コンデンサ５ａの電圧Vpcと負極側コンデンサ５ｂの電圧Vcnの差Vdiffの増減関係について示した表である。

図１１、図１２の表に示すように、Ｕ相回路において、レグＡ、レグＢのどちらか片方がＣ電位で片方がＰ電位かＮ電位を出力し、単相出力電圧が直流電圧２Ｅの半分である±１Ｅの時、中性点電流icuが流れる。icuの向きは、レグＢがＣ電位を出力している時は、Ｕ相電流iuと同じ（＋１倍）、レグＡがＣ電位の時はＵ相電流iuの逆向き（－１倍）となる。

図１２に示すように、直流入力側の正極側コンデンサ５ａの電圧、すなわちＰ－Ｃ間電圧Vpcと、負極側コンデンサ５ｂの電圧、すなわちＣ－Ｎ間電圧Vcnの差Vdiff＝Vpc-Vcnは、中性点電流icuが正の時、正極側コンデンサ５ａを放電もしくは負極側コンデンサ５ｂを充電して減少し、中性点電流icuが負の時、正極側コンデンサ５ａを充電、もしくは負極側コンデンサ５ｂを放電して増加する。正極側コンデンサ５ａ、負極側コンデンサ５ｂのどちらが充電または放電されるかは、二つのスイッチングレグのうち１つがＰ電位、Ｎ電位どちらの電圧を出力するかによる。

図１３は、図１１、図１２の表の動作の一例を、基本波１周期（電圧位相０°～３６０°(０～２πrad)）にわたって示すタイムチャートである。図１３は、パルス数Ｐｎｕｍ＝３の時の低次高調波低減５レベルインバータのＵ相の動作の一例を示したものである。５レベルのＵ相ＰＷＭ電圧は、スイッチング位相th1a、th2a、th3aにより生成された３レベルのレグＡの出力電圧と、スイッチング位相th1b、th2b、th3bにより生成された３レベルのレグＢの出力電圧とを合成したものとなる。これに対し、電流センサ１９により検出した負荷電流（Ｕ相電流iu）は、力率１で制御されていて、電圧に対し位相遅れがないとすると、図１３に示すように、レグＡかレグＢどちらかのみがＯｎされている時に、他方のレグがＣ電位出力時に、中性点電流icuが流れ、その値は、レグＢの出力がＣ電位になると相電流の＋１倍、レグＡの出力がＣ電位になると相電流の－１倍となる。

まず、図１３に示すように、電圧位相０°～１８０°では単相出力電圧は正になり、レグＡの出力がＰ電位でレグＢの出力がＣ電位の組み合わせで中性点に流入する中性点電流はＵ相電流と同じ符号、すなわち正になる。逆に、レグＡの出力がＣ電位でレグＢの出力がＰ電位の時、中性点電流icuはＵ相電流の－１倍で負となる。レグＡの出力がＰ電位、レグＢの出力がＣ電位で中性点電流icu＞0の時は、正極側コンデンサ５ａが放電してコンデンサ電圧差Vdiffが減少し、逆にレグＡの出力がＣ電位、レグＢの出力がＰ電位で中性点電流icu＜0のときは、正極側コンデンサ５ａが充電してVdiffが増加する。スイッチング位相th1a～th3a、th1b～th3bでコンデンサ電圧の増減を説明すると、スイッチング位相区間th2a-th1a、およびth3b-th2bではコンデンサ電圧差Vdiffが減り、スイッチング位相区間th3a-th1bではVdiffが増える。９０°～１８０°については９０°に対して０°～９０°の対称となる。

電圧位相１８０°～３６０°では、Ｕ相出力電圧、Ｕ相電流は負になり、レグＡの出力がＮ電位でレグＢの出力がＣ電位の組み合わせで中性点電流はＵ相と同じく負になる。この時中性点電流icu＜0のため、負極側コンデンサ５ｂを放電してコンデンサ電圧差Vdiffが増える。同様に、レグＡの出力がＣ電位でレグＢの出力がＮ電位の場合、中性点電流icuはＵ相電流iuの－１倍でicu>0になるため、負極側コンデンサ５ｂを充電してコンデンサ電圧差Vdiffが減る。よって、電圧位相１８０°～２７０°ではスイッチング位相区間(π+ th2a)- (π+ th1a)、(π+ th3b)-(π+ th2b)ではコンデンサ電圧差Vdiffが増え、(π+ th3a)- (π+ th1b)ではVdiffが減る。２７０°～３６０°については、２７０°に対して１８０°～２７０°の対称となる。

力率が高くて電流が正側、負側で左右対称かつ正負対称であれば、電気角１周期でコンデンサ電圧差の増減はほぼなくなりコンデンサ電圧差は小さく保たれるが、力率が悪いと、電流位相が電圧に対し遅れて、電圧位相０°と１８０°前後で、電圧と負荷電流の正負が違ってしまうため、中性点電流も出力電圧の正側、負側でそれぞれ左右対称ではなくなる。また、制御周期が短く、周波数、変調率が電気角１周期内で変わると電流自体が正負非対称になり、１周期でコンデンサ電圧差が出てしまう。特にコンデンサ電圧差Vdiffの増加するスイッチング位相区間の位相幅と減少するスイッチング位相区間の位相幅の差が大きいと、正負非対称、左右非対称で力率の悪い電流の場合は、このVdiffの増加または減少するスイッチング位相区間の位相幅のアンバランスと電流の非対称の影響でコンデンサ電圧差Vdiffが拡大してしまう。

比較例２として示した、式（３）により導出した図９Ａおよび図９Ｂの３パルス×２のスイッチングパターンにおいて、変調率ごとに、上記のVdiffが増減するスイッチング位相区間の位相幅の差、すなわちスイッチング位相区間th1b-th1aとth3b-th2bの和とth3a-th1bとの差を求め、これを変調率0.1～1.2まで0.01刻みでグラフ化したものが図１７において点線で示すグラフである。図１７の点線で示すグラフのように、変調率0.6以上で、コンデンサ電圧差を減少させるスイッチング位相区間の位相幅と増加させるスイッチング位相区間の位相幅との差は大きく増えている。

また、この図１７において点線のグラフに示される比較例２におけるVdiffの増減スイッチング位相区間の位相幅の差は、変調率が少し変動するだけで大きく変動している。図１８における点線のグラフは、比較例２における３×２パルスでコンデンサ電圧差Vdiffの減少するスイッチング位相区間と増加するスイッチング位相区間の位相幅の差の、変調率0.01刻みでの変動を示したものである。中高変調率域で上記の増減区間の位相幅の差は変調率0.01刻みで大きく変動していることがわかる。この変調率域では、負荷運転時、力率が悪いと変調率が微小に変動する場合であっても、通常の制御では、コンデンサ電圧差が増減する影響を与えるスイッチング位相区間の位相幅の差が大きく変動して、アンバランスになりやすい状態であることがわかる。

このような問題を回避する、すなわち、正極側コンデンサ５ａの電圧と負極側コンデンサ５ｂの電圧が平衡となるためには、低次高調波低減ＰＷＭを高調波低減およびスイッチングに必要な最小パルス幅を確保するだけでなく、コンデンサ電圧差が増加する区間と減少する区間の位相幅の差が予め定めた閾値内に小さくなるスイッチング位相を設計する必要がある。以下、比較例２に対して、正極側コンデンサ５ａの電圧と負極側コンデンサ５ｂの電圧とを平衡させる、本願の実施の形態１による電力変換装置を説明する。ここでは、特許文献１に記載の方法を基にしてコンデンサ電圧を平衡させる方法を検討する。式（３）に対し、高調波の条件を１つ緩和して、スイッチング位相差条件 th2a-th1a=thlimと、上記のVdiff増減区間の位相幅の差を規定する条件 |th2a-th1a＋th3b-th2b-(th3a-th1b)|≦thlim_saを成立させる。

式（４）では、式（２）に対し、２つのスイッチングレグ、レグＡおよびレグＢの基本波振幅の負担均一化の条件と１３次高調波消去の条件を緩和している。よって、基本波振幅を定義する式は第１段のみとなり、第２段から第４段までの式は５、７、１１次の３種類の次数の高調波成分を０にする式、第５段はレグＡが出力するパルスについて、スイッチング素子の特性により予め定めたパルス幅thlimを確保する式、第６段は直流入力側のコンデンサ電圧差Vdiffを増加させるスイッチング位相区間と減少させるスイッチング位相区間の位相幅の差を予め定めた値thlim_sa以下にする式とし、この６元の連立方程式を解くことにより６つのスイッチング位相（th1a～th3b）を算出する。

スイッチングパターン決定部１２において式（４）の演算を行い、例えば変調率ｍごとにスイッチングパターンを求めて記憶する。電力変換装置を動作させるときは、例えば、変調率演算器１１において出力電圧指定Ｖｐと直流電圧源の電圧Ｖｄｃから求めた変調率ｍに基づいてスイッチングパターンを読み出し、読み出したスイッチングパターンを用いて、ゲート信号生成部１６において各スイッチング素子のゲート信号１７を生成する。生成したゲート信号１７をインバータ４に送って各スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧差が拡大せず、５次、７次、１１次の特定の３種類の高調波成分が低減された動作とすることができる。

上記では、Ｐｎｕｍ＝３パルスの場合を例に説明したが、スイッチングパターン決定部１２においては、その他の予め定めたパルス数についても、パルス数に対応してスイッチングパターンに含まれるスイッチング位相の数を決定してスイッチングパターンを求め、予め定めた範囲のパルス数Ｐｎｕｍ毎に予め定めた範囲の変調率ｍについてスイッチングパターンを記憶しておく。電力変換装置の動作時には、パルス数決定部１３において決定したパルス数Ｐｎｕｍおよび変調率演算器１１において求めた変調率ｍに対応したスイッチングパターンを、スイッチングパターン決定部１２から読み出して、ゲート信号生成部１６において各スイッチング素子６をオンオフ駆動するゲート信号を作成することができる。

以上のように、実施の形態１の電力変換装置では、スイッチングパターン決定部１２において、予め定めた範囲の変調率および予め定めた範囲のパルス数Ｐｎｕ毎に、変調率の確保と、インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、予め定めた隣り合う前記スイッチング位相の位相差の予め定めた値以上の確保と、基本波半周期における、インバータから中性点に電流が流れるスイッチング位相の区間について、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧差が増加する区間の位相幅と減少する区間の位相幅との差が予め定めた値以下となることと、を条件として演算することにより、スイッチングパターンを決定するようにした。このため、各次数の高調波を抑制しつつ、正極側コンデンサ５ａの電圧と負極側コンデンサ５ｂの電圧との差の拡大を抑え、両電圧を平衡させることができる。

実施の形態２．
特許文献１に記載の方法を基に、スイッチングパターンを式（４）により演算して求める場合、スイッチング位相の数で自由度が決まってしまう。このため、コンデンサ電圧差Vidffに影響を与えるスイッチング位相区間の位相幅の差などの条件が成立する式を加えるには、自由度の１つを追加する条件に与える必要がある。結果として元々の基本波振幅あるいは高調波成分を規定する式を緩和しなくてはならず、高調波を低減できる範囲が狭くなる問題がある。

そこで本実施の形態２では、正極側コンデンサ５ａの電圧と負極側コンデンサ５ｂの電圧とを平衡させるよう、コンデンサ電圧差Vdiffが増加するスイッチング位相区間と減少するスイッチング位相区間の位相幅の差が小さいスイッチングパターンを得るために、式（４）によるよりも高次の次数までの高調波全体が低減されるように連立方程式を設定する。その連立方程式を解くことにより、パルス数によって低減したい高調波の次数種別の数が直接制限されず、比較的少ないパルス数Ｐｎｕｍであっても、出力電圧における、次数の種別数が総パルス数以上の高調波成分を低減できるスイッチングパターンを求める方法を提案する。

具体的には、高調波成分をより高い次数の高調波までの２乗和を関数として定義し、この関数と、レグＡとレグＢで規定される基本波の振幅（＝変調率）の配分、スイッチング可能な最小パルス幅thlimの確保、コンデンサ電圧差Vdiffを増加させるスイッチング位相区間の位相幅と減少させる区間の位相幅の差を予め定めた値thlim_saにするなどの制約条件を定義した複数の関数と、合成した評価関数を作り、その最小解を解くことにより、複数の制約条件式があることで自由度が限られている場合でも高調波を低減するスイッチングパターンを算出することができる。

図１４に、上記の特徴を持つスイッチングパターン決定部１２の内部構成例を示す。図１４において、スイッチングパターン決定部１２は、変調率確保部１２１、高調波低減部１２２、関数合成部１２３、スイッチング位相算出部１２４、スイッチングパターン記憶部１２５、スイッチング位相差限定部１２６、コンデンサ電圧差限定部１２７、とを備えている。図４に示したように、スイッチングパターン決定部１２はプロセッサ３０１にて実現されるものであるが、スイッチングパターン決定部１２内のスイッチングパターン記憶部１２５についてはスイッチングパターン記憶装置３０３にて実現される。

先ず、変調率確保部１２１は、変調率を確保するための関数であって、変調率、パルス数およびスイッチングレグ段数に基づき、インバータ４の出力波形の基本波成分と変調率とを関係づける第１関数ｆを定義する。具体的には、式（５）、式（６）に示すように、レグＡ（スイッチングレグ８ａ）およびレグＢ（スイッチングレグ８ｂ）のそれぞれについて、スイッチング位相と変調率との関係を規定する第１関数のサブ関数である関数f1(th1a,th2a,th3a)および関数f2(th1b,th2b,th3b)を定義する。

次に、高調波低減部１２２は、式（７）に示すように、高調波を低減するため、各スイッチング位相thiと、各次高調波要素の加算値として、インバータ４の出力波形の各次高調波成分にそれぞれ重み付け係数ｗ（ｋ）（ｋ＝ｋ１～ｋｊ）を乗算した値の二乗和との関係を規定した、各スイッチング位相thiを変数とする第２関数Y(thi)を定義する。式（７）において、ｋは低減対象の高調波次数を表し、ここでは、５次、・・・、２５次の、合計８個の種別の次数を対象としているが、これらに限られることはない。どの高調波も一律に低減する場合は、重み付け係数ｗ（ｋ）は全て１になるが、特定の次数をより低減したい場合にこの重み付けｗ（ｋ）を次数に応じて変えるとよい。

これに加えて、スイッチング位相差限定部１２６は、スイッチング位相差の下限値（thlim）を設定するため、式（８）に示すように、隣り合うスイッチング位相th1aとth2aとの位相差を規定する第３関数Ｐを設定する。

更に、コンデンサ電圧差限定部１２７では、式（９）に示すように、正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂの電圧差Vdiffが増加するスイッチング位相区間の位相幅と減少するスイッチング位相区間の位相幅との差、、すなわち位相幅th2a-th1aとth3b-th2bの和とth3a-th1bとの差を規定する第４関数Ｑを設定する。

更に、関数合成部１２３は、式（１０）に示すように、変調率及び、スイッチング位相差の下限値（thlim）の確保と、更にコンデンサ電圧差Vdiffを増加させるスイッチング区間の位相幅と減少させるスイッチング区間の位相幅の差を上限値（thlim_sa）内に抑えて、かつ各次高調波成分に係る上述した二乗和を低減する条件を同時に成立させるスイッチング位相を求めるために、第１関数ｆと第２関数Ｙの自由度（変数としてのスイッチング位相thiの数が相当し、ここでは６個の変数）に更に１以上の追加変数を付加して自由度を増やして第３関数Ｐ、第４関数Ｑの自由度を確保した評価関数Ｘを定義する。具体的には、式（７）に示す関数Y(thi)に対し、式（５）、式（６）に示す関数f１(th1a,th2a,th3a)および関数f2(th1b,th2b,th3b)、式（８）に示すスイッチング位相差を示す関数P(th1a,th2a)、Vdiffの増加するスイッチング区間の位相幅と減少するスイッチング区間の位相幅の差を規定する関数Q(th1a,th1b,th2b)に、それぞれ未知の重み付け変数α１、α２、β、γを追加変数として乗算した値との和である、各スイッチング位相thiおよび重み付け変数α１、α２、β、γを変数とする評価関数X(thi,α1,α2,β,γ)を定義している。なお、評価関数Ｘは、高調波電圧成分をあらわす関数Ｙにもさらなる追加変数を乗算した形にしてもよい。

この評価関数X(thi,α1,α2,β,γ)に対して、１０個の変数α1、α2、β、γ、th1a～th3bの偏微分を取り、γの偏微分以外は全て０と置き、γの偏微分は０以下とする、式（１１）に示す１０元連立方程式を、例えば、Ｎｅｗｔｏｎ法を用いて解く。すなわち、評価関数Ｘを最小化する演算を行う。この演算により、要求された変調率ｍを確保するとともに、多くの次数の高調波電圧成分の総合的な値を最小としつつ、正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧がバランスするスイッチングパターンを得ることができる。

そして、この式（１１）を解くことにより、要求された変調率ｍを２つのスイッチングレグ８ａおよびスイッチングレグ８ｂで均一に負担し、隣り合う２つのスイッチング位相間の必要な位相差thlimを確保しつつ、負荷運転時に正極側コンデンサ５ａ、負極側コンデンサ５ｂの電圧差Vdiffが増減するスイッチング区間の位相幅の差がthlim_sa以下になるとともに、多くの次数（本実施の形態ではパルス数３パルス×２で最高次数は２５次）の高調波電圧成分の総合的な値を最小とするスイッチングパターンを求めることができる。

このようにして変調率毎に求めたスイッチング位相（スイッチングパターン）をグラフ化したものが図１５Ａおよび図１５Ｂである。変調率によるスイッチング位相の変動は、従来の式（３）により算出された比較例２による図９Ａ、図９Ｂに示すスイッチングパターンに比べてより少なく、滑らかになっている。

図１６Ａ、図１６Ｂに、式（１１）を解くことにより導出した図１５Ａ、図１５Ｂのスイッチングパターンのうち、スイッチング位相の最小幅を確保した変調率０．７２での５レベルインバータの２つのスイッチングレグ８ａ（レグＡ）、スイッチングレグ８ｂ（レグＢ）の出力電圧波形を示している。図１６Ａに示すように、図８Ａと同様、レグＡのスイッチング位相th1aとth2aの間はthlim=0.116radが確保された波形となっている。

式（１１）で求めた図１５Ａおよび図１５Ｂに示す３パルス×２のパルスパターンにおいて、変調率ごとに、上記のVdiffが増減するスイッチング位相区間の位相幅の差、すなわちスイッチング位相区間th1b-th1aとth3b-th2bの和とth3a-th1bとの差を求め、これを変調率0.1～1.2まで0.01刻みでグラフ化したものが図１７および図１８において実線で示すグラフである。比較例２よる点線で示すグラフとは異なり、図１７の実線で示すように、Vdiffが増減するスイッチング位相区間の位相幅の差、すなわち増減区間幅の差はどの変調率でも±0.05rad以内に収まっており、図１８の実線で示すように、変調率0.01ごとの増減区間幅の差の変動も±0.02rad未満と、比較例２のスイッチングパターンの1/6未満に低減されている。

図１９および図２０は、それぞれ、５ベルインバータに図９Ａおよび図９Ｂに示す比較例２によるパルスパターン、図１５Ａおよび図１５Ｂに示す実施の形態２によるパルスパターン、を記憶させて、誘導モータを同じ負荷、速度で駆動したときの、速度（インバータ、誘導モータ）、モータ出力トルク、各相の正極側と負極側のコンデンサ電圧差ＰＣ－ＣＮ、Ｕ相の正極側と負極側のコンデンサ電圧和ＰＣ＋ＣＮ（Ｖｄｃ）、正極側コンデンサ電圧（ＰＣvoltage）と負極側コンデンサの電圧（ＣＮvoltage）の各相平均値の波形を示したものである。誘導モータの速度は57.7Hz、変調率は0.72で、負荷を9400N.mまで上げている。インバータはＶ/ｆ制御を行っており、インバータの出力電圧指令値（Ｖｐ）は、式（１２）のように決まる。

出力周波数指令値Fcに固定ゲインKvfを乗じたものを出力電圧指令値（相電圧振幅）Ｖｐとしている。Ｖｐは、式（１）に示した変調率ｍの指令として、インバータ４に与えている。制御部１０では、モータのトルク振動を抑えるため、電流の時系列での変動分を用いて出力周波数指令値Fcの補正を行っており、時系列で周波数Fc、変調率0.72前後で微小に変動する。負荷が上がると図９Ａおよび図９Ｂに示す比較例のパルスパターンを用いた場合、図１９の３段目のチャートに示すように、中性点電圧センサ２０ｕ、２０ｖ、２０ｗで検出した各相の正極側と負極側のコンデンサ電圧差Vdiff（＝ＰＣ－ＣＮ）が大きく増加／減少する。定格のコンデンサ電圧は正極側、負極側それぞれ2500Vであるが、コンデンサ電圧差Vdiffはこの定格の電圧以上まで大きく拡大し、図１９の２段目のチャートに示すようにモータ出力トルクのリプルも大きくなる。一方、本実施の形態２で開示した方法により算出した図１５Ａおよび図１５Ｂで示すパルスパターンを用いた場合の動作を示す図２０では、例えば３段目のチャートに示すように、正極側、負極側のコンデンサ電圧差ＰＣ－ＣＮは図１９の３段目のチャートに比較して大幅に低減され、両電圧が平衡しており、２段目のチャートに示すように、モータ出力トルク変動も図１９に比べて大幅に低減されていることがわかる。

以上のように、低次高調波低減ＰＷＭの設計において、直流入力側の正極側コンデンサ電圧と負極側コンデンサ電圧の差に影響を与えるスイッチング位相区間の位相幅に着目し、電圧差Vdiffが増加するスイッチング位相区間の位相幅と減少するスイッチング位相区間の位相幅の差が小さくなるように設計することにより、高負荷で力率が悪く電流が正負非対称になる場合においても、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧が不平衡になりにくく、直流側回路に起因するトルクリプルを低減できるＰＷＭを得ることができる。

非同期ＰＷＭ、同期ＰＷＭなど指令値との比較によってスイッチング位相が決まるＰＷＭの場合、上述したようなコンデンサ電圧差を考慮した位相補正は難しい。一般に、三角波比較のＰＷＭで正極側と負極側のコンデンサ電圧差を低減する方法としては、三相の電圧指令値に対し、電圧差を低減する方向へ直流成分の補正をするのが一般的で、この方法によれば、低次高調波の変動が大きくなることは否めない。これに対し、本実施の形態２で開示する方法によれば、少ないスイッチング回数による低次高調波を低減でき、低次高調波低減ＰＷＭの利点を損なうことなく、正極側と負極側のコンデンサ電圧差を低減できる。

実施の形態３．
本実施の形態１および実施の形態２では、３レベルのスイッチングレグを各相２つずつ直列に接続して５レベルのＰＷＭを出力する５レベルインバータでの低次高調波低減ＰＷＭについて、直流入力側のコンデンサ電圧差が負荷運転時に拡大しにくいスイッチング位相を決定する方法について述べたが、３レベルインバータあるいは２レベルスイッチング回路を複数段組み合わせて多段電圧を出力するマルチレベルインバータにおいても同様の方法が適用できる。

図２１は実施の形態３による電力変換装置として、３レベルインバータの回路構成を示したものである。５レベルインバータと異なり、直流電源１が１つで、１つの直流入力に、各相の３レベルスイッチングレグがそれぞれ各相１つずつ接続されている。５レベルインバータと同様に３相のスイッチング回路のいずれかがＣ電位を出力してからＣ電位に中性点電流icが流れる時に、正極側コンデンサ５ａもしくは負極側コンデンサ５ｂが充放電され、正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂの電圧差が増減する。

インバータ４からモータ３へのｕ、ｖ、ｗ三相の出力はスイッチング状態に応じてそれぞれＰ電位、Ｃ電位、Ｎ電位の何れかになる。（ｕ相電位、ｖ相電位、ｗ相電位）のように空間ベクトルを表記すると、図２２のようになる。今、三相平衡であるとすれば、図２２の網掛け部分について検討すればよい。図２３に、空間ベクトルとそのとき中性点電流icに流れる電流との対応表を示す。ただし表記内の電流iu、iv、iwは、iu + iv + iw = 0 の関係が成り立っている。ＰＣ間とＣＮ間の電圧の差をVdiff と表すとき，Vdiff = 0 になることが望ましい。図２２のベクトル図と図２３の表 から，ic > 0 の場合，Vdiff が減少し，ic < 0 の場合，Vdiff が増加する。例えばベクトルＣＮＮではic = -iu > 0 のとき負極側コンデンサ５ｂを充電してVdiff が減少し，ic = -iu < 0 のとき負極側コンデンサ５ｂを放電してVdiff が増加する。

各ベクトルをとるときに流れる中性点電流icは図２２に示したとおりである。図２２の網掛け部分のベクトルのうち、Vdiff を変化させるものを図２４の表に示す。ここで、ＣＮＮとＰＣＣは同じ線間電圧を出力するが、Vdiff の増減は逆である。ＣＮＣとＰＣＰについても同様である。

Vdiffが大きく拡大しないようにするには、Vdiffに影響するスイッチング位相区間の位相幅が、Vdiffが増加する区間と減少する区間とで差がないようにする必要があり、パルスパターン決定部１２のコンデンサ電圧差限定部１２７において、図２４の空間ベクトルにおける、各相のスイッチング位相の関係を考慮して、増減のスイッチング位相区間の位相幅の差が上限値thlim_sa内となるような条件の第４の関数Ｑを設定し、５レベルのスイッチングパターンと同様にスイッチングパターンを決定すればよい。この具体的な方法については、先に説明した５レベルインバータでの方法と重なるため、割愛するが、上記のようにして、３レベルインバータについても、低次高調波低減ＰＷＭの設計において、直流入力側の正極側コンデンサ電圧と負極側コンデンサ電圧の差に影響を与えるスイッチング位相区間に着目し、電圧差Vdiffが増加するスイッチング位相区間の位相幅と減少するスイッチング位相区間の位相幅との差が小さくなるように設計することにより、高負荷で力率が悪く電流が正負非対称になる場合においても、正極側と負極側の電圧が不平衡になりにくく、直流入力側の中性点電位に起因するトルクリプルを低減できるＰＷＭ制御の電力変換装置を得ることができる。

実施の形態４．
本願における低次高調波を低減し、正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧とを平衡させるようにスイッチング位相区間を調整するＰＷＭの生成方法は、実施の形態１あるいは実施の形態２で説明した方法を使わずに算出した低次高調波低減ＰＷＭのスイッチングパターン、例えば式（３）によるスイッチングパターンを補正することによっても可能である。正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧とを平衡させる、コンデンサ電圧差補正制御において、従来のような正極側と負極側のコンデンサ電圧のアンバランスの直流分を考慮した位相補正を行うのではなく、コンデンサ電圧差が増減するスイッチング位相区間の位相幅の差、および高調波、電流の力率から、補正を行うスイッチング位相を選定して、選定したスイッチング位相に対して補正を行う。これにより、高調波および電流リプル発生の少ない、コンデンサ電圧を平衡させる制御を行うことができる。本実施の形態４では、その方法について説明する。

実施の形態４による電力変換装置２の全体構成を示す回路図は、図１であり、実施の形態１および実施の形態２と同じである。正極側コンデンサ５ａと負極側コンデンサ５ｂの電圧差をなくすためのスイッチング位相補正は、スイッチングパターン決定部１２において行う。図２５は実施の形態４におけるスイッチングパターン決定部１２のうち、Ｕ相のスイッチングパターン決定部１２ｕの内部構成を示す図である。Ｕ相のスイッチングパターン決定部１２ｕは、予め定めた範囲のパルス数毎に予め定めた範囲の変調率について基礎スイッチングパターンを演算する基礎スイッチングパターン演算部１２４０、演算した基礎スイッチングパターンを記憶する基礎スイッチングパターン記憶部１２５０、パルス数決定部１３で決定したパルス数Ｐｎｕｍと変調率演算器１１によって求めた変調率ｍに対応する基礎スイッチングパターンを基礎スイッチングパターン記憶部１２５０から読み出し、読み出した基礎スイッチングパターンのスイッチング位相の補正を行うスイッチング位相補正部１２８と、スイッチング位相を補正するための位相シフト量を記憶する位相シフト量記憶部１２９を備えている。ゲート信号生成部１６では、スイッチング位相補正部１２８で基礎スイッチングパターンを補正したスイッチングパターンを用いて各スイッチング素子６をオンオフ駆動するためのゲート信号を生成する。

本実施の形態４では、実施の形態１および実施の形態２と同様にパルス数決定部１３により決定したパルス数Ｐｎｕｍが３のときの例で説明する。基礎スイッチングパターン演算部１２４０では、予め定めた範囲のパルス数毎に予め定めた範囲の変調率について、変調率の確保と、インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、予め定めた隣り合うスイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、を条件としてスイッチング位相を算出することにより基礎スイッチングパターンを求める。例えば、基礎スイッチングパターン演算部１２４０では、基礎となる基礎スイッチングパターンを、式（３）によって演算によって求め、求めた基礎スイッチングパターンを変調率毎に基礎スイッチングパターン記憶部１２５０に記憶しておく。スイッチング位相補正部１２８によるスイッチング位相の補正は、基礎スイッチングパターン記憶部１２５０に記憶されている基礎スイッチングパターンから変調率ｍに合わせてスイッチングパターンを読み出し、読み出した基礎スイッチングパターンの各スイッチング位相th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3bに対し、正極側コンデンサ５ａの電圧vcu_aおよび負極側コンデンサ５ｂの電圧vcu_bが平衡になり、かつ低次高調波の変動が最小になるようなスイッチング位相を選んで補正を行う。

スイッチング位相補正部１２８には、モータとの接続線に流れる電流を検出する電流センサ１９から検出したＵ相の電流iuと、電圧センサ２０ｕで検出した正極側コンデンサ５ａの電圧vcu_aと負極側コンデンサ５ｂの電圧vcu_b、基礎スイッチングパターン記憶部１２５０に記憶されているスイッチングパターンテーブルから変調率指令ｍに合わせて読み出されたスイッチングパターンth1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3bが入力される。図２６はスイッチング位相補正部１２８におけるスイッチング位相補正の処理手順を示したフローチャートである。まず、ステップＳ２０１において、正極側コンデンサ電圧Vpcと負極側コンデンサ電圧Vcnの差が増減するスイッチング位相区間の電流量を算出する。この電流量計算の詳細の処理フローを示したフローチャートが図２７である。

Ｕ相を例に説明すると、まずステップＳ２１１でＵ相の出力電圧位相θuとスイッチング位相th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3bから、スイッチングレグ８ａ（レグＡ）、スイッチングレグ８ｂ（レグＢ）の出力電位がＰ、Ｎ、Ｃのどれになる区間か、θuがレグＡ、レグＢのどちらかが電位Ｃを出力する区間にあるか、で中性点電流icuがＵ相電流iuと同じか－１倍になるかを判定する。すなわち、レグＡがＣ電位出力でレグＢがＰ電位、またはＮ電位となる区間ならばＵ相電流iuの－１倍の電流が中性点電流icuとなるため、係数mul=-1となる。レグＢがＣ電位出力でレグＡがＰ電位、またはＮ電位となる区間ならば、Ｕ相電流iu＝中性点電流icuであるため、係数mul=1となる。一方ステップＳ２１２において、Ｕ相電流iuの正負を判定し、中性点電流icu＝Ｕ相電流iu×mulとして中性点電流icuと符号を判定する。中性点電流icuが正であれば、コンデンサ電圧差Vdiffは減る方向となり、減少する電流積分値i_minusに当該区間におけるicuの積分値を加算する。icuが負の場合は、コンデンサ電圧差Vdiffは増える方向となり、増加する電流積分値i_plusに当該区間におけるicuの積分値を加算する。このように、中性点電流icuを、コンデンサ電圧差Vdiffが増加する区間と減少する区間でそれぞれ別々に積分して、それぞれの電流積分値i_plusおよびi_minusを求める。

図２６に戻って、ステップＳ２０２で増加する区間の電流積分値i_plusと減少する区間の電流積分値i_minusの和の絶対値が閾値Thiより大きい時は、ステップＳ２０３に遷移する。ステップＳ２０３では電圧センサ２０ｕで検出した正極側コンデンサ５ａの電圧vcu_aと負極側コンデンサ５ｂの電圧vcu_bの差の絶対値を算出し、この絶対値が予め定めたThvより大きいと次のステップＳ２０４に移り、コンデンサ電圧差Vdiffが増加する電流積分値i_plusと減少する電流積分値i_minusの和がゼロになるように位相を補正するための位相シフト量shiftを算出する。次に、ステップＳ２０５でスイッチング位相をシフトして補正を行うスイッチング位相の対象を選定する。

図２８はコンデンサ電圧差Vdiff=vcu_a-vcu_b＜-Thvである時のスイッチング位相とシフト方向を示した図である。例えば、２つのレグＡおよびレグＢで出力されるパルス波形が図１３で示した波形である場合、パルス区間th2a-th1aとth3b-th2bの和と、th3a-th1bとを比較し、区間幅が広い方を狭め、区間幅が狭い方を広げるようスイッチング位相をシフトして補正する。この時、レグＡのパルスとレグＢのパルスを均等に補正し、かつ、高調波、基本波について、補正前と差が生じないようにするために、６つのスイッチング位相のうち、最も０度に近いスイッチング位相th1aと最も９０度に近いスイッチング位相th3bは、補正対象からはずす。また、図２８のパルス波形では、スイッチング位相区間幅th2a-th1aとth3b-th2bの和のほうが、スイッチング位相区間幅th3a-th1bに比べて長い。そこで、０～９０°の電圧位相において、Vdiffの減るスイッチング位相区間、th1a～th2a、th2b～th3bで、位相th2aとth2bを選んで、上記のスイッチング位相区間幅が減る方向にステップＳ２０４で求めた位相シフト量shift分スイッチング位相を補正する。更に、Vdiffが増える区間th3a-th1bにおいてこの幅を増やす方向に、それぞれth3aとth1bを位相シフト量shift分補正する。こうすると、結果として、位相補正するスイッチング位相は、レグＡおよびレグＢで、それぞれパルス立上がりと立下りの位相が１つずつとなっており、基本波振幅の変動が小さくなることが予想される。

図２８では、各スイッチング位相での位相シフト量shiftは、すべて同じにしたが、高調波低減を考慮して、選んだスイッチング位相th1b,th2b,th2a,th3aにおいて、式（１０）に示した高調波の各次数の２乗和である関数Y(th1a,th2a,th3a,th1b,th2b,th3b)の値の変動が小さくなるようにそれぞれの位相シフト量を変えてもよい。

以上のようにして、スイッチング位相をシフトして補正することにより、実施の形態１および実施の形態２のように、予め演算によって正極側と負極側のコンデンサ電圧差が拡大しないようなスイッチングパターンを求めることなく、コンデンサ電圧の差が抑制されることにより、インバータ出力電圧の正負の差の拡大が抑制され、かつ低次高調波を低減できる低次高調波低減ＰＷＭの位相補正を行うことができる。

なお、補正に用いた位相シフト量は位相シフト量記憶部１２９に記憶しておき、補正後の負荷変動などにより、さらに補正の必要が生じた場合は、位相シフト量記憶部１２９に記憶されている位相シフト量をさらに補正して位相シフト量を求めることにより、負荷が変動しても、インバータ出力電圧の正負の差の拡大を抑制し、かつ低次高調波を低減できる低次高調波低減ＰＷＭの位相補正を行うことができる。

以上、実施の形態１から実施の形態４で説明した本願で開示するスイッチングパターンの決定の方法をまとめると、変調率の確保と、インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、予め定めた隣り合う前記スイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、正極側コンデンサの電圧と負極側コンデンサの電圧の平衡と、を条件として、スイッチング位相群であるスイッチングパターンを求める、ということになる。

本願には、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ｕ、１ｖ、１ｗ 直流電圧源、２ 電力変換装置、３ モータ（負荷）、４ インバータ、５ａ 正極側コンデンサ、５ｂ 負極側コンデンサ、６ スイッチング素子、１０ 制御部、１１ 変調率演算器、１２ スイッチングパターン決定部、１３ パルス数決定部、１６ ゲート信号生成部、１９ 負荷電流検出部、２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ 中性点電圧センサ、１２１ 変調率確保部、１２２ 高調波低減部、１２３ 関数合成部、１２４ スイッチング位相算出部、１２５ スイッチングパターン記憶部、１２６ スイッチング位相差限定部、１２７ コンデンサ電圧差限定部、１２８ スイッチング位相補正部、１２４０ 基礎スイッチングパターン演算部、１２５０ 基礎スイッチングパターン記憶部

Claims (7)

1. スイッチング素子を備え、直流電圧源の直流電圧を入力し可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷に出力するインバータと、
   出力電圧指令値と出力周波数指令値とに基づき前記スイッチング素子のオンオフ駆動をＰＷＭ制御する制御部と、
   前記インバータの入力側であって、前記直流電圧の正極と負極との間に接続された、正極側コンデンサと負極側コンデンサとの直列体とを備え、
   前記インバータは、出力電位として、少なくとも前記直流電圧源の正極の電位、負極の電位、および前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの接続点である中性点の電位、を有する電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記直流電圧源の直流電圧と前記出力電圧指令値とに基づき前記インバータの変調率を演算する変調率演算器と、
   前記出力周波数指令値に基づき前記ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数を決定するパルス数決定部と、
   前記スイッチング素子をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを、前記変調率および前記パルス数に基づいて、
   前記変調率の確保と、
   前記インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、
   予め定めた隣り合う２つのスイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、
   前記正極側コンデンサの電圧と前記負極側コンデンサの電圧の平衡と、
   を条件として求めるスイッチングパターン決定部と、
   前記スイッチングパターン決定部で求めたスイッチングパターンに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチングパターン決定部は、
   予め定めた範囲のパルス数毎に予め定めた範囲の変調率について、
   変調率の確保と、
   前記インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、
   予め定めた隣り合う２つのスイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、
   前記基本波半周期における、前記インバータから前記中性点に電流が流れるスイッチング位相の区間について、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサの電圧差が増加する区間の位相幅と減少する区間の位相幅との差が予め定めた値以下となることと、を条件として演算することにより、前記スイッチングパターンを予め求めて、求めたスイッチングパターンを前記予め定めた範囲のパルス数毎に前記予め定めた範囲の変調率について記憶し、
   前記ゲート信号生成部は、
   前記変調率演算器からの前記変調率と前記パルス数決定部からの前記パルス数とに対応するスイッチングパターンを前記スイッチングパターン決定部から読み出し、読み出したスイッチングパターンに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチングパターン決定部は、
   前記変調率を確保するための関数であって、前記インバータの出力波形の基本波成分と前記変調率とを関係づける、前記スイッチング位相を変数とする第１関数を生成する変調率確保部と、
   前記インバータの出力波形の各次高調波成分で決まる各次高調波要素の加算値である、前記スイッチング位相を変数とする第２関数を生成する高調波低減部と、
   予め定めた隣り合う２つの前記スイッチング位相の位相差を規定する、２つの前記スイッチング位相を変数とする第３関数を生成するスイッチング位相差限定部と、
   前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサの電圧差が増加するスイッチング位相区間の位相幅と、前記電圧差が減少するスイッチング位相区間の位相幅との差を規定する、前記スイッチング位相を変数とする第４関数を生成するコンデンサ電圧差限定部と、
   前記第１関数と前記第２関数と前記第３関数と前記第４関数と１以上の追加変数とからなり、前記スイッチング位相および前記追加変数を変数とする評価関数を設定する関数合成部と、
   前記評価関数を前記スイッチング位相および前記追加変数について最小化することにより前記スイッチングパターンを算出するスイッチング位相算出部と、
   を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記追加変数は、前記第１関数に含まれるサブ関数、前記第２関数、前記第３関数、および前記第４関数のうちの１以上の関数に重み付けをする重み付け変数であることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチングパターン決定部は、
   基礎スイッチングパターン演算部と基礎スイッチングパターン記憶部とスイッチング位相補正部とを備え、
   前記基礎スイッチングパターン演算部は、
   前記予め定めた範囲のパルス数毎に前記予め定めた範囲の変調率について、
   変調率の確保と、
   前記インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、
   予め定めた隣り合う２つのスイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、を条件として前記スイッチング位相を算出することにより基礎スイッチングパターンを求め、
   前記基礎スイッチングパターン記憶部は、前記基礎スイッチングパターン演算部で求めた前記基礎スイッチングパターンを前記予め定めた範囲のパルス数毎に前記予め定めた範囲の変調率について記憶し、
   前記スイッチング位相補正部は、
   前記変調率演算器からの変調率と前記パルス数決定部からのパルス数とに対応する前記基礎スイッチングパターンを、前記基礎スイッチングパターン記憶部から読み出し、読み出した前記基礎スイッチングパターンに含まれるスイッチング位相を、前記中性点に電流が流れる区間であって、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサの電圧差が増加する区間の中性点の電流積分値と減少する区間の中性点の電流の積分値との和の絶対値が予め定めた値以下になるように補正して前記スイッチングパターンを求めることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. スイッチング素子を備え、出力電圧指令値と出力周波数指令値とに基づき前記スイッチング素子のオンオフ駆動をＰＷＭ制御することにより、入力された直流電圧源の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して負荷に出力するインバータと、
   前記インバータの入力側であって、前記直流電圧の正極と負極との間に接続された、正極側コンデンサと負極側コンデンサとの直列体とを備え、
   前記インバータは、出力電位として、少なくとも前記直流電圧源の正極の電位、負極の電位、および前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの接続点である中性点の電位、を有する電力変換装置の駆動方法であって、
   前記直流電圧源の直流電圧と前記出力電圧指令値とに基づいて前記インバータの変調率を求め、
   前記出力周波数指令値に基づいて前記ＰＷＭ制御における基本波半周期当たりのパルス数を求めて、
   前記スイッチング素子をオンオフ駆動するタイミングであるスイッチング位相を特定するスイッチングパターンを、求めた前記パルス数に対応して、
   求めた前記変調率の確保と、
   前記インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、
   予め定めた隣り合う前記スイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、
   前記正極側コンデンサの電圧と前記負極側コンデンサの電圧の平衡と、を条件として求めることにより決定し、
   決定した前記スイッチングパターンにより前記スイッチング素子を駆動することを特徴とする電力変換装置の駆動方法。
7. 求めた前記変調率の確保と、
   前記インバータの出力電圧の各次高調波成分の消去と、
   予め定めた隣り合う前記スイッチング位相の位相差の予め定めた値の確保と、
   を条件として基礎スイッチングパターンを求め、
   求めた基礎スイッチングパターンに含まれるスイッチング位相を、前記中性点に電流が流れる区間であって、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサの電圧差が増加する区間の中性点の電流積分値と減少する区間の中性点の電流の積分値との和の絶対値が予め定めた値以下になるように補正して、前記スイッチングパターンを決定することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の駆動方法。
   、

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