WO2009084097A1 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

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WO2009084097A1
WO2009084097A1 PCT/JP2007/075206 JP2007075206W WO2009084097A1 WO 2009084097 A1 WO2009084097 A1 WO 2009084097A1 JP 2007075206 W JP2007075206 W JP 2007075206W WO 2009084097 A1 WO2009084097 A1 WO 2009084097A1
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WO
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voltage command
phase
switching
power converter
voltage
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Application number
PCT/JP2007/075206
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English (en)
French (fr)
Inventor
Shinichi Furutani
Akira Satake
Jun Sawaki
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corporation
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Publication date
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Priority to PCT/JP2007/075206 priority patent/WO2009084097A1/ja
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Priority to JP2009547841A priority patent/JP5220031B2/ja
Priority to TW097127751A priority patent/TWI366975B/zh
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a power converter composed of a plurality of semiconductor switching elements, and in particular, voltage command and switching for a PWM inverter controlled using pulse width modulation (hereinafter referred to as “PWM”).
  • PWM pulse width modulation
  • the present invention relates to synchronous PWM control for synchronizing with a pattern.
  • a switching pattern for controlling the PWM inverter is calculated.
  • a method of calculating the switching pattern for example, a method of synchronizing a carrier wave such as a triangular wave with the phase angle of the voltage command (hereinafter referred to as “carrier wave comparison method”), or a method of directly referring to the phase of the voltage command ( (Hereinafter referred to as “phase reference method”) and the like.
  • the carrier wave comparison method has a feature that the control system can be simply configured and has excellent responsiveness to the voltage command, whereas the phase reference method is included in the inverter output voltage. It has the characteristic that a harmonic component can be suppressed effectively.
  • the phase reference method the following Non-Patent Documents 1 and 2 and Patent Document 1 exist as typical technical documents.
  • the rough shape of the switching pattern can be grasped.
  • the shape of the inverter output voltage can be grasped in advance. Therefore, in the synchronous PWM control, it is possible to obtain in advance a switching phase that provides desired characteristics for the inverter output voltage waveform for one period of the voltage command.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 disclose a switching phase setting technique that enables suppression of harmonic components included in the inverter output voltage and designation of an arbitrary fundamental component.
  • Patent Document 1 discloses a switching phase setting method in which a fundamental wave component included in an inverter output voltage waveform matches a voltage command.
  • the carrier wave comparison method when focusing on the amplitude and phase of the fundamental component of the inverter output voltage, the phase matches the phase of the voltage command, but the amplitude is relatively large between the voltage command and the voltage command. There was a problem that an error occurred. In this error problem, the following effects were concerned. (1) For example, when controlling a motor, which is a load, by applying an open loop control method such as V / f control, the motor torque accuracy decreases due to excessive or insufficient inverter voltage output. (2) For example, when current control of a motor that is a load is performed, the current control gain fluctuates equivalently. (3) When performing control that substitutes the inverter output voltage using a voltage command, for example, the voltage limiter process is affected, and the current control system becomes unstable. For this reason, in the carrier wave comparison method, measures such as gain compensation for the voltage command have been taken.
  • the phase reference methods shown in Non-Patent Documents 1 and 2 and Patent Document 1 have a problem that the response to a voltage command is lowered.
  • the voltage command fluctuates finely so that a predetermined current flows.
  • the switching phase of the switching pattern for obtaining desired characteristics is calculated using Fourier analysis or the like. Therefore, the switching phase of the switching pattern in the control system is generally a function or a table with respect to the voltage command amplitude.
  • the above switching phase also changes finely, and the switching phase set so as to obtain the desired characteristics is not reproduced, and it is necessary to perform priority control regarding the switching phase. Sex occurs.
  • priority is given to the preset switching phase, the reflection of the voltage command amplitude change to the switching phase is limited to one cycle or half cycle of the voltage command at a time. This causes the problem of lowering.
  • the carrier wave comparison method has a problem that a relatively large error occurs between the voltage command and the fundamental component of the inverter output voltage, although it follows the change of the voltage command relatively quickly. there were.
  • the phase reference method has a problem that the responsiveness to the voltage command is deteriorated particularly when a desired characteristic is obtained by the switching phase set by using Fourier analysis.
  • the present invention has been made in view of the above, and suppresses an error between the voltage command and the inverter output voltage and responds to the voltage command at high speed even when the phase reference method is applied.
  • An object of the present invention is to provide a control device for a power converter that can be used.
  • a control device for a power converter is applied to a power converter including an inverter unit composed of a plurality of semiconductor switching elements, and performs pulse width modulation.
  • a control device for a power converter that controls a switching element of the inverter unit, a voltage command generation unit that generates a voltage command signal and switching for controlling the switching element of the inverter unit based on the voltage command signal
  • a switching pattern calculation unit that calculates a pattern, and the switching pattern calculation unit performs a switching pattern calculation of a synchronous PWM method, and an average value of output voltages (output voltage average value) output from the inverter unit is A switching pattern that matches the voltage command is output.
  • the switching pattern calculation unit performs the switching pattern calculation of the synchronous PWM method, and outputs a switching pattern in which the average value of the inverter output voltage matches the voltage command. Even when the phase reference method is applied, it is possible to suppress the error between the voltage command and the inverter output voltage and to respond to the voltage command at high speed.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic configuration of a power converter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a functional configuration of the control device for the power converter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship in the dq coordinate system of the voltage command vector input to the switching pattern calculation unit and each signal processed by the switching pattern calculation unit.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the control device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a chart in which switching operations of the inverter unit controlled by the control device according to the first embodiment are classified by phase timing.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the control device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is an enlarged view of sections A to G shown in FIG.
  • FIG. 8 is a chart in which switching operations in the synchronous 5-pulse mode are classified by phase timing.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the control device according to the fourth
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic configuration of a power converter according to a first embodiment of the present invention.
  • a DC power supply unit 21, an inverter unit 22, and a control unit 50 that controls the semiconductor switching elements 221 to 226 of the inverter unit 22 using the PWM, and the power converter 10 connected to the load 23 is provided. It is configured.
  • the DC power supply unit 21 supplies DC power to the inverter unit 22.
  • the inverter unit 22 includes semiconductor switching elements 221 to 223 which are P-side semiconductor switching elements and semiconductor switching elements 224 to 226 which are N-side semiconductor switching elements.
  • a series circuit in which a certain semiconductor switching element 221 and a semiconductor switching element 224 which is an N-side semiconductor switching element are connected in series is configured, and both ends of this series circuit are connected to positive and negative power supply terminals of the DC power supply unit 21.
  • FIG. 1 the configuration of the two-level / three-phase inverter is shown as an example, but the configuration is not limited to this configuration, and a power converter other than the two-level / three-phase inverter may be used.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a functional configuration of the control device for the power converter according to the first embodiment of the present invention, and is a diagram illustrating the configuration of the control unit 50 illustrated in FIG. 1.
  • the control unit 50 includes a voltage command generation unit 51 and a switching pattern calculation unit 54.
  • the switching pattern calculation unit 54 includes a phase calculation unit 541, an addition unit 543, a norm calculation unit 545, a sample hold unit (hereinafter referred to as “S / H unit”) 547, a switching phase calculation unit 549, and a phase comparison unit 551. It has.
  • FIG. 3 shows the relationship between the voltage command vector input to the switching pattern calculation unit 54 and each signal processed by the switching pattern calculation unit 54 in a two-axis orthogonal rotation coordinate system (hereinafter referred to as “dq coordinate system”).
  • dq coordinate system two-axis orthogonal rotation coordinate system
  • the voltage command generator 51 outputs voltage command signals 52 and 53 in the dq coordinate system to the switching pattern calculator 54.
  • the voltage command signal 52 is a voltage command component in the d-axis direction
  • the voltage command signal 53 is a voltage command component in the q-axis direction.
  • the input voltage command signals 52 and 53 are input to the phase calculator 541, and the phase signal 542 is calculated.
  • the phase calculation unit 541 is a functional unit that performs an arctangent calculation.
  • the phase signal 542 calculated by the phase calculation unit 541 and the input voltage command signals 52 and 53 have the relationship shown in FIG. is there.
  • phase calculation unit 541 may directly calculate this mathematical formula, or may obtain the phase signal 542 with reference to a table created in advance.
  • the phase signal 542 is added to the coordinate conversion phase signal 55 by the adder 543 to obtain a voltage command phase signal 544 on a two-phase stationary coordinate system (hereinafter referred to as “ ⁇ coordinate system”).
  • ⁇ coordinate system a two-phase stationary coordinate system
  • the norm calculation unit 545 calculates a voltage command norm signal 546 from the voltage command signals 52 and 53. The relationship between the voltage command norm signal 546 and other signals is also shown in FIG.
  • the voltage command norm signal 546 is Vn *, the following relationship is established. Note that the voltage command norm signal 546 may use either direct calculation or table reference as in the case of the phase signal 542.
  • the voltage command norm signal 546 obtained by the norm calculation unit 545 is sampled and held by the S / H unit 547 and then input to the switching phase calculation unit 549.
  • the switching phase calculation unit 549 calculates the switching phase signal 550.
  • the phase comparison unit 551 outputs the switching pattern signal 56 with reference to the voltage command phase signal 544 and the switching phase signal 550.
  • the switching pattern signal 56 is output to the inverter unit 22. That is, each semiconductor switching element of the inverter unit 22 is controlled according to the switching pattern signal 56.
  • the switching phase signal 550 and the switching pattern signal 56 are indicated by a plurality of arrows, but correspond to control signals for the respective semiconductor switching elements of the inverter unit 22. That is, the number of outputs of the switching phase signal 550 and the switching pattern signal 56 varies depending on the number of phases and the number of levels of the power converter.
  • the switching phase signal 550 is calculated from the voltage command norm signal 546.
  • the average value of the output voltage output from the inverter unit 22 (hereinafter simply referred to as “output voltage average value”). ) Is introduced.
  • the output voltage average value and the voltage command are preferably values in the dq coordinate system. This is because the dq coordinate system is a rotational coordinate, and therefore it is possible to incorporate a phase change with the progress of time when considering the output voltage average value. By this control, an error when compared with the average value in the ⁇ coordinate system is suppressed, and the phase delay of the inverter output voltage can be suppressed as a result of the control.
  • the switching pattern calculation can be simplified by using the output voltage average value as a component in the voltage command vector direction of the dq coordinate system.
  • the voltage command vector direction component is not used, it is necessary to consider the average values of the d-axis component and the q-axis component. However, there are cases where both cannot be satisfied at the same time in the switching pattern calculation. In this case, it is necessary to set the priority of both.
  • this type of calculation can be omitted by using the voltage command vector direction component.
  • the output voltage average value is preferably calculated based on the phase of the ⁇ coordinate system.
  • FIGS. 4 is a diagram for explaining the operation of the control device according to the first embodiment
  • FIG. 5 is a timing diagram illustrating the switching operation of the inverter unit controlled by the control device according to the first embodiment. It is the chart classified by.
  • a two-level / three-phase inverter is taken as an example, and a case where this inverter is controlled in a synchronous three-pulse mode will be described.
  • FIGS. 4A is a diagram in which the horizontal axis represents time and the vertical axis represents the phase of the U-phase voltage command (U-phase voltage command phase).
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the P-side switching pattern of each phase and each inverter output voltage at that time.
  • the relationship between time and the U-phase voltage command is proportional, so each diagram in FIGS. 5B to 5D is regarded as a relationship to the U-phase voltage command phase. be able to.
  • 4C and 4D show waveforms obtained by observing the output voltage of the inverter on the dq coordinate system.
  • 4C shows a waveform of a component in the voltage command vector direction (hereinafter referred to as “voltage command vector direction component”)
  • FIG. 4D shows a component in the direction orthogonal to the voltage command vector direction (hereinafter referred to as “voltage”). This is a waveform of “command vector orthogonal direction component”.
  • the U-phase voltage command waveform can be obtained by cosine calculation with respect to the phase of FIG.
  • these sections are the minimum sections in which the output voltage average value can be controlled. This is because, in each section defined as above, the operating point of group ii is a fixed point that determines the start or end of each section, whereas the operating point of group i is an operation that can be changed within each section. Because it becomes a point.
  • ⁇ is introduced as a parameter for determining the switching timing in the section A.
  • the phase timing of each switching takes a value as shown in FIG.
  • These values correspond to the switching phase signal 550 output from the switching phase calculation unit 549 (see FIG. 2).
  • the switching timing (phase: ⁇ ) in section A is controlled so that the voltage command vector direction component of the inverter output shown in FIG. 4C matches the voltage command.
  • the timing control by the operating point (3) can be performed by the operation of ⁇ .
  • ⁇ Convert this to a value on the rotating coordinate.
  • a voltage command vector direction component hereinafter referred to as “dv axis”
  • qv axis voltage command vector orthogonal direction component
  • each voltage is expressed by the following equation. Note that ⁇ vu corresponds to the voltage command phase signal 544 output from the adder 543 (see FIG. 2).
  • control is performed so that the following expression is established.
  • this equation it is considered that the voltage is zero in the phase after the operating point (3).
  • ⁇ becomes the following equation. This ⁇ may be calculated each time, or may be prepared as a table for the voltage command norm Vn *.
  • the switching phase calculation unit 549 calculates ⁇ from the voltage command norm signal 548 (Vn *) according to the equation (1-11), and outputs a switching phase signal 550 as shown in FIG. To do. Further, the phase comparison unit 551 refers to the switching phase signal 550 and the voltage command phase signal 544, as shown in FIGS. 4A, 4B, and 5, and supplies the switching pattern signal 56 to be applied to each phase. calculate.
  • the S / H unit 547 is not necessarily a necessary component.
  • the voltage command fluctuates finely, such as when the voltage command generation unit 51 performs current control, a phenomenon called chattering may occur, and a plurality of switching operations may occur.
  • the S / H unit 547 is effective for preventing such chattering, and can contribute to stable operation of the power converter.
  • the timing of the sample hold in the S / H unit 547 is convenient, for example, when the output voltage average value shown in FIG. It is.
  • an appropriate setting may be performed in accordance with the control mode in the load or voltage command generation unit 51. For example, if the sample hold is performed more finely than the above timing, the dead time is suppressed and the responsiveness is improved.
  • the control device for the power converter since the switching pattern in which the output voltage average value coincides with the voltage command is calculated and output, even when the synchronous PWM control is applied. An error between the voltage command and the inverter output voltage is suppressed, and a highly accurate voltage can be obtained.
  • the output voltage average value used as the evaluation index in the switching pattern calculation is calculated using the value on the dq coordinate system. Voltage phase delay can be suppressed.
  • the component in the direction of the voltage command vector is used as the output voltage average value, so that the calculation of the switching pattern can be simplified.
  • the average value in the section obtained by dividing the phase of the voltage command into a plurality of sections is used as the output voltage average value. Response can be speeded up.
  • control apparatus for the power converter according to the first embodiment it is possible to effectively realize both voltage command accuracy and responsiveness which are not found in the conventional synchronous PWM control system.
  • Embodiment 2 the case where the two-level / three-phase inverter is controlled in the synchronous three-pulse mode has been described as an example. However, in the case where the control is performed in other pulse modes, the switching is performed using the same guidelines as in the first embodiment. Pattern calculations can be performed.
  • FIG. 6 (a) is a diagram showing the U-phase voltage command phase as in FIG. 4 (a).
  • FIGS. 6B to 6D show the P-side switching pattern in each phase and the inverter output voltage at that time when the two-level / three-phase inverter is controlled in the synchronous 5-pulse mode. Yes.
  • the switching operation occurs 30 times for one period of the voltage command, and the voltage command phase is divided into 24.
  • numbers (1) to (30) are given to the respective operating points, and symbols A to X are given to the respective sections.
  • FIG. 7 is an enlarged view of sections A to G shown in FIG. 6, and FIG. 8 is a chart in which switching operations in the synchronous 5-pulse mode are classified by phase timing. Note that the description of the operation here will be made focusing on the section C and the section D.
  • the inverter output voltage waveform in the voltage command vector direction component is different from that in the synchronous three-pulse mode (see FIG. 4) of the first embodiment.
  • the synchronous 5-pulse mode of the second embodiment two types of ⁇ for determining timing are required, ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • the phase timing of each switching takes a value as shown in FIG. 8, and each of these values corresponds to the switching phase signal 550 output from the switching phase calculation unit 549. (See FIG. 2).
  • the P-side switch state of each UVW phase is “ON”, “ON”, “ON”. It has become.
  • the N-side switch state of each UVW phase is “off”, “off”, and “off”, and thus is a zero voltage interval.
  • the P-side switch state of each UVW phase is “ON”, “ON”, and “OFF”, which is the same as the interval B described in the first embodiment. Therefore, the inverter output voltage waveform excluding the zero voltage section can be expressed by the above-described equations (1-8) and (1-9) in the dv-axis direction and the qv-axis direction, respectively. Therefore, in the section C, in order to make the average value in the dv-axis direction coincide with the voltage command norm Vn *, the following equation may be calculated in consideration of the zero voltage section.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 become the following equations, respectively.
  • these ⁇ 1 and ⁇ 2 may be calculated each time or may be prepared as a table for the voltage command norm Vn *.
  • section C and section D have been described, but the same applies to other sections. Specifically, by performing switching control as shown in FIG. 6B at the switching phase shown in FIG. 8, the output voltage average value can be matched with the voltage command.
  • the output voltage average value is calculated in the two-level / three-phase inverter described in the first embodiment, when the number of synchronization pulses is n, the voltage command phase is divided by “6n-6”. Become. That is, the number of switching of the semiconductor switching element is increased by increasing the number of synchronization pulses, and an operable amount (degree of freedom) other than the amplitude / phase of the output voltage appears.
  • a freedom degree is utilized for harmonic reduction. This embodiment is greatly different from Non-Patent Documents 1 and 2 in that the degree of freedom is used to increase the number of inverter output voltage updates.
  • Embodiment 3 In the first embodiment described above, the embodiment in which the voltage command phase section for calculating the output voltage average value is divided into twelve when the two-level / three-phase inverter is controlled in the synchronous three-pulse mode is shown as an example.
  • the second embodiment an example in which the voltage command phase interval for calculating the output voltage average value is divided into 24 when the two-level / three-phase inverter is controlled in the synchronous five-pulse mode is shown as an example.
  • the number of divisions is set to half, that is, by setting two adjacent sections as one new section, the number of sections is reduced, and calculation time and processing time are reduced. The embodiment to shorten is shown.
  • Section setting that satisfies the two conditions that the waveforms of adjacent sections are point-symmetric when the point where the output voltage becomes zero is used as the boundary point of the section may be performed.
  • the boundary point between the section B and the section C satisfies the above two conditions as shown in FIG. Therefore, the sections A and B are set as one section, and the sections C and D are set as one section.
  • the response performance decreases because the number of times the output voltage average value is updated decreases.
  • the voltage command vector orthogonal component (qv axis in the output voltage average value). Since the average value of the component) can be set to 0, the accuracy of the output voltage can be improved. This can be explained as follows.
  • the case where the power converter is controlled by the two-level / three-phase inverter in the synchronous three-pulse mode is used as an example.
  • qv-axis voltage calculation is performed in a section AB that is a combination of the sections A and B. Since the calculation procedure is the same as the procedure shown in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the section (original section A) before the operating point (2) can be expressed by the following equation (3-1). However, this expression is a value in the phase after the operating point (1), and the qv-axis voltage is 0 in the phase before the operating point (1).
  • the section (original section B) after the operating point (2) can be expressed by the following equation (3-2). In this case, the qv-axis voltage is zero at the phase after the operating point (3).
  • the average value is calculated from the above equations (3-1) and (3-2).
  • the output voltage average value (Vqv_AV) in the qv-axis direction is represented by the expression (3-3) in the section A and is represented by the expression (3-4) in the section B.
  • the inverter output voltage average value in the qv-axis direction in the sections A and B is the same except for the polarity. For this reason, if ⁇ in both equations is the same, the inverter output voltage average value in the section AB becomes zero.
  • the average of the voltage command vector orthogonal component (qv axis component) in the output voltage average value is changed by changing the section of the output voltage average value. Since the value can be set to 0, the accuracy of the output voltage of the power converter can be improved.
  • Embodiment 4 In the synchronous PWM control described in the first to third embodiments, the embodiment in the same pulse mode such as the synchronous three-pulse mode or the synchronous five-pulse mode is shown as an example, but in this embodiment, different pulses are used.
  • the embodiment shows a combination of modes, that is, pulse modes having different numbers of synchronization pulses.
  • the switch state of each phase does not change before and after switching of the synchronization pulse mode, and This is based on the idea that if the switching is performed freely as long as it is a boundary point of the section for calculating the voltage average value described in 3, there is no adverse effect.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the control device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9B shows each phase switching pattern in the synchronous 3-pulse mode shown in FIG. 4
  • FIG. 9C shows each phase switching pattern in the synchronous 5-pulse mode shown in FIG. Is shown.
  • subscripts “3” and “5” are added for distinguishing between the section of the synchronous 3-pulse mode and the section of the synchronous 5-pulse mode.
  • the boundary point between the section A3 and the section B3 is the boundary point (the operating point of the ii group) of the section for calculating the voltage average value described in the first to third embodiments.
  • the switch state of each phase does not change between the pulse modes before and after the boundary point. Therefore, this boundary point can be used as the switching timing of both pulse modes.
  • the boundary points of “section C3 and section D3”, “section E3 and section F3”, “section G3 and section H3”, “section I3 and section J3”, and “section K3 and section L3” are also used as switching timings. Can be used. That is, there are a plurality of switchable timings in one cycle of the voltage command.
  • the power converter is a two-level / three-phase inverter and is controlled using the synchronous three-pulse mode and the synchronous five-pulse mode
  • these pulse modes are selected at arbitrary boundary points indicated by the broken line portion in FIG. It is possible to suitably perform switching between them.
  • a pulse mode operation in which the number of synchronization pulses is equivalently changed can be realized by continuously using pulse modes having different numbers of synchronization pulses at an appropriate ratio. More specifically, for example, when the synchronous 3-pulse mode and the synchronous 5-pulse mode are used at a ratio of 1: 1, the 4-pulse mode can be equivalently realized from the viewpoint of the number of times of switching per unit time. In this case, by using the synchronous 3 pulse mode and the synchronous 5 pulse mode alternately for each section, the reproduction accuracy can be improved as compared with switching for each cycle of the voltage command phase.
  • the use ratio of the synchronous pulse mode may not be the 1: 1 ratio shown above, and any ratio can be applied.
  • the synchronous 3-pulse mode and the 5-pulse mode there are 6 sections that can be selected in one cycle of the voltage command phase (see FIG. 9). Now, focusing on the number of times of use of the synchronous three-pulse mode, seven ratios from 0 to 6 can be selected.
  • the selection pattern of both pulse modes may be, for example, a fixed pattern in which the synchronous 3-pulse mode is first selected twice, then the synchronous 5-pulse mode is selected once, and this is repeated. You may make it select at random, maintaining the used ratio.
  • the switching of the synchronous pulse mode is in principle performed every voltage command phase.
  • control device for the power converter when a combination of pulse modes having different numbers of synchronization pulses is used, a plurality of switchable timings in one cycle of the voltage command. Therefore, other pulse modes can be executed with high accuracy by combining a plurality of sync pulse modes, and the dead time for switching the sync pulse mode itself can be suppressed.
  • the switching pattern calculation has been described in the case where the two-level / three-phase inverter is controlled in the synchronous three-pulse mode or in the synchronous five-pulse mode.
  • the present invention can also be applied to multilevel inverters, multiphase inverters other than three phases, and inverters having a larger number of synchronization pulses. That is, according to the control device for a power converter according to the above-described embodiment, any type of power converter that can supply an AC voltage to a load using synchronous PWM control can be applied. Become.
  • control device for the power converter according to the present invention is useful as an invention capable of suppressing an error between the voltage command and the inverter output voltage and responding to the voltage command at a high speed. .

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Abstract

　複数の半導体スイッチング素子で構成されたインバータ部を具備する電力変換器の制御装置において、電圧指令とインバータ出力電圧との間の誤差を抑制するとともに、電圧指令に対して高速に応答すること。電圧指令信号５２，５３を生成する電圧指令発生部５１と、電圧指令信号５２，５３に基づき、インバータ出力電圧の平均値が電圧指令信号と一致するような、同期ＰＷＭ方式のスイッチングパターンを計算して出力するスイッチングパターン計算部５４と、を備える。

Description

電力変換器の制御装置
　本発明は、複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器の制御装置に関するものであり、特に、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」と称する）を用いて制御されるＰＷＭインバータに対する電圧指令とスイッチングパターンとの間の同期をとる同期ＰＷＭ制御に関するものである。
　同期ＰＷＭ制御では、ＰＷＭインバータを制御するためのスイッチングパターンを計算する。ここで、スイッチングパターンを計算する方式として、例えば三角波などのキャリア波を電圧指令の位相角に同期させる方式（以下「キャリア波比較方式」と称する）や、電圧指令の位相を直接参照する方式（以下「位相参照方式」と称する）などが代表的なものとして挙げられる。これらの方式の中で、キャリア波比較方式は、制御系を簡易に構成でき、電圧指令に対する応答性に優れるという特徴を有しているのに対し、位相参照方式は、インバータ出力電圧に含まれる高調波成分を効果的に抑制することができるという特徴を有している。なお、キャリア波比較方式については、従来から数多くの技術文献が存在する。また、位相参照方式については、下記非特許文献１，２および特許文献１などが代表的な技術文献として存在する。
　ところで、同期ＰＷＭ制御を行う際、多くの場合では、スイッチングパターンの大まかな形状を把握することができる。このことは、同期ＰＷＭ制御では、インバータ出力電圧の形状を予め把握できるということを意味している。それゆえ、同期ＰＷＭ制御では、電圧指令一周期分のインバータ出力電圧波形に対し、所望の特性が得られるような切替位相を予め得ることが可能となる。
　なお、非特許文献１，２では、インバータ出力電圧に含まれる高調波成分の抑制、および任意の基本波成分の指定を可能とする切替位相の設定手法について開示されている。また、特許文献１では、インバータ出力電圧波形に含まれる基本波成分が電圧指令と一致するような切替位相の設定手法について開示されている。
特開平６－２５３５４６号公報 ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　Ｏｎ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　（１９７３，Ｖｏｌ．ＩＡ－９，Ｎｏ．３），Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｏｆ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｉｎ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ　Ｐａｒｔ　Ｉ－Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　Ｏｎ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　（１９７４，Ｖｏｌ，１０，Ｎｏ．５），Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｏｆ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｉｎ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ　ＰａｒｔＩＩ－Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ
　以上、代表的な同期ＰＷＭ制御方式であるキャリア波比較方式および位相参照方式の特徴について簡単に説明したが、これらの制御方式には、つぎに示すような技術的課題が存在していた。
　まず、キャリア波比較方式では、インバータ出力電圧の基本波成分における振幅と位相とに着目した場合、位相に関しては電圧指令の位相と一致するものの、振幅に関しては電圧指令との間に、比較的大きな誤差が発生するという問題点があった。なお、この誤差の問題では、次のような影響が懸念されていた。
　（１）例えば負荷であるモータをＶ／ｆ制御などのオープンループ制御方式を適用して制御する場合には、インバータ電圧出力の過不足によりモータトルク精度が低下する。
　（２）例えば負荷であるモータの電流制御を行う場合には、電流制御ゲインが等価的に変動する。
　（３）インバータ出力電圧を電圧指令で代用する制御を行う場合には、例えば電圧リミッタ処理等が影響を受け、電流制御系が不安定化する。
　このため、キャリア波比較方式では、電圧指令に対してゲイン補償を行なう等の対策が取られてきた。
　これに対し、上記非特許文献１，２および特許文献１などに示される位相参照方式では、電圧指令に対する応答性が低下するという問題点があった。例えば負荷であるモータの電流制御を行う場合、電圧指令は所定の電流を流すべく細かく変動する。一方、非特許文献１，２および特許文献１などの位相参照方式では、所望の特性を得るためのスイッチングパターンの切替位相は、フーリエ解析等を用いて計算される。このため、制御系におけるスイッチングパターンの切替位相は、電圧指令振幅に対する関数またはテーブル化されることが一般的である。他方、電圧指令の変動に伴い、上記の切替位相も細かく変動することになり、所望の特性が得られるように設定された切替位相が再現されないこととなって、切替位相に関する優先制御を行う必要性が生ずる。しかしながら、予め設定した切替位相を優先する制御を行うと、電圧指令振幅変化の切替位相に対する反映は、電圧指令一周期または半周期に一度に制限されるという制約を受けるので、電圧指令に対する応答性が低下するという問題点が生ずる。
　以上を纏めると、キャリア波比較方式では、電圧指令の変化に対しては比較的早く追従するものの、電圧指令とインバータ出力電圧の基本波成分との間に比較的大きな誤差が発生するという問題があった。一方、位相参照方式では、特にフーリエ解析を用いて設定された切替位相によって、所望の特性を得るものでは、電圧指令に対する応答性が低下するという問題点があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、位相参照方式を適用した場合であっても、電圧指令とインバータ出力電圧との間の誤差を抑制するとともに、電圧指令に対して高速に応答できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換器の制御装置は、複数の半導体スイッチング素子で構成されたインバータ部を具備する電力変換器に適用され、パルス幅変調を用いて該インバータ部のスイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、電圧指令信号を生成する電圧指令発生部と、前記電圧指令信号に基づいて前記インバータ部のスイッチング素子を制御するためのスイッチングパターンを計算するスイッチングパターン計算部と、を備え、前記スイッチングパターン計算部は、同期ＰＷＭ方式のスイッチングパターン計算を行い、前記インバータ部から出力される出力電圧の平均値（出力電圧平均値）が前記電圧指令と一致するようなスイッチングパターンを出力することを特徴とする。
　本発明にかかる電力変換器の制御装置によれば、スイッチングパターン計算部は、同期ＰＷＭ方式のスイッチングパターン計算を行い、インバータ出力電圧の平均値が電圧指令と一致するようなスイッチングパターンを出力するので、位相参照方式を適用した場合であっても、電圧指令とインバータ出力電圧との間の誤差を抑制するとともに、電圧指令に対して高速に応答させることができるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の基本的構成を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の制御装置の機能構成を示すブロック図である。 図３は、スイッチングパターン計算部に入力される電圧指令ベクトルおよびスイッチングパターン計算部で処理される各信号のｄｑ座標系における関係を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる制御装置の動作を説明するための図である。 図５は、実施の形態１にかかる制御装置によって制御されるインバータ部のスイッチング動作を位相タイミングで分類した図表である。 図６は、実施の形態２にかかる制御装置の動作を説明するための図である。 図７は、図６に示す区間Ａ～Ｇを拡大して示した図である。 図８は、同期５パルスモードにおけるスイッチング動作を位相タイミングで分類した図表である。 図９は、実施の形態４にかかる制御装置の動作を説明するための図である。
符号の説明
　１０　電力変換器
　２１　直流電源部
　２２　インバータ部
　２２１　半導体スイッチング素子（Ｕ相Ｐ側）
　２２２　半導体スイッチング素子（Ｖ相Ｐ側）
　２２３　半導体スイッチング素子（Ｗ相Ｐ側）
　２２４　半導体スイッチング素子（Ｕ相Ｎ側）
　２２５　半導体スイッチング素子（Ｖ相Ｎ側）
　２２６　半導体スイッチング素子（Ｗ相Ｎ側）
　２３　負荷
　５０　制御部
　５１　電圧指令発生部
　５２　電圧指令信号（２軸直交回転座標上におけるｄ軸）
　５３　電圧指令信号（２軸直交回転座標上におけるｑ軸）
　５４　スイッチングパターン計算部
　５４１　位相計算部
　５４２　位相信号（ｄｑ座標系上）
　５４４　電圧指令位相信号（Ｕ相）
　５４６　電圧指令ノルム信号
　５４８　サンプルホールドされた電圧指令ノルム信号
　５４３　加算部
　５４５　ノルム計算部
　５４７　サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）部
　５４９　切替位相計算部
　５５　座標変換用位相信号
　５５０　切替位相信号
　５５１　位相比較部
　５６　スイッチングパターン信号
　以下添付図面を参照し、本発明にかかる電力変換器の制御装置の実施の形態について詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の基本的構成を示す図である。同図に示すように、直流電源部２１、インバータ部２２およびＰＷＭを用いてインバータ部２２の半導体スイッチング素子２２１～２２６を制御する制御部５０を備え、負荷２３に接続される電力変換器１０が構成されている。直流電源部２１は、インバータ部２２に直流電力を供給する。また、インバータ部２２は、Ｐ側の半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子２２１～２２３と、Ｎ側の半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子２２４～２２６を備えて成るとともに、Ｐ側の半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子２２１とＮ側の半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子２２４とが直列に接続された直列回路を構成し、この直列回路の両端が直流電源部２１の正負電源端子に接続されている。なお、半導体スイッチング素子２２２と半導体スイッチング素子２２５、および半導体スイッチング素子２２３と半導体スイッチング素子２２６の関係についても同様であり、それぞれの直列回路の両端が直流電源部２１の正負電源端子に接続されている。なお、図１では、２レベル・３相インバータの構成を一例として示しているが、この構成に限定されるものではなく、２レベル・３相インバータ以外の電力変換器であっても構わない。
　図２は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の制御装置の機能構成を示すブロック図であり、図１に示す制御部５０の構成を具現化して示した図である。図２において、制御部５０は、電圧指令発生部５１およびスイッチングパターン計算部５４を備えている。また、スイッチングパターン計算部５４は、位相計算部５４１、加算部５４３、ノルム計算部５４５、サンプルホールド部（以下「Ｓ／Ｈ部」と表記）５４７、切替位相計算部５４９、および位相比較部５５１を備えている。
　つぎに、実施の形態１にかかる制御装置の動作について図２および図３を参照して説明する。なお、図３は、スイッチングパターン計算部５４に入力される電圧指令ベクトルおよびスイッチングパターン計算部５４で処理される各信号の２軸直交回転座標系（以下「ｄｑ座標系」と表記）における関係を示す図である。
　図２において、電圧指令発生部５１は、ｄｑ座標系における電圧指令信号５２，５３をスイッチングパターン計算部５４に出力する。なお、電圧指令信号５２は、ｄ軸方向の電圧指令成分であり、電圧指令信号５３は、ｑ軸方向の電圧指令成分である。入力された電圧指令信号５２，５３は位相計算部５４１に入力され、位相信号５４２が計算される。なお、位相計算部５４１は、逆正接計算を実施する機能部であり、位相計算部５４１で計算された位相信号５４２と、入力された電圧指令信号５２，５３とは、図３に示す関係がある。
　ここで、電圧指令信号５２をＶｄ*、電圧指令信号５３をＶｑ*、位相信号５４２をθｖとすると、次式の関係がある。なお、位相計算部５４１は、この数式を直接計算してもよいし、予め作成されたテーブルを参照して位相信号５４２を求めてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　位相信号５４２は、加算部５４３にて座標変換用位相信号５５と加算され、２相静止座標系（以下「αβ座標系」と表記）上の電圧指令位相信号５４４が得られる。なお、加算部５４３は、加算処理だけではなく、加算後の位相信号を０～２πの範囲に収める処理も行う。ノルム計算部５４５は、電圧指令信号５２，５３から電圧指令ノルム信号５４６を計算する。なお、電圧指令ノルム信号５４６と他の信号との関係も図３に示している。
　ここで、電圧指令ノルム信号５４６をＶｎ*とすると、次式の関係がある。なお、電圧指令ノルム信号５４６についても、位相信号５４２のときと同様に、直接計算、テーブル参照の何れの手法を用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ノルム計算部５４５で得られた電圧指令ノルム信号５４６は、Ｓ／Ｈ部５４７でサンプルホールドされた後、切替位相計算部５４９に入力される。切替位相計算部５４９は、切替位相信号５５０を計算する。位相比較部５５１は、電圧指令位相信号５４４と切替位相信号５５０を参照してスイッチングパターン信号５６を出力する。なお、このスイッチングパターン信号５６はインバータ部２２に出力される。すなわち、スイッチングパターン信号５６に従ってインバータ部２２の各半導体スイッチング素子が制御される。
　なお、図２において、切替位相信号５５０とスイッチングパターン信号５６は複数の矢印で示しているが、インバータ部２２の各半導体スイッチング素子に対する制御信号に対応している。すなわち、切替位相信号５５０およびスイッチングパターン信号５６の出力数は、電力変換器の相数やレベル数などの種類によって、その数が変化する。
　つぎに、切替位相計算部５４９の動作について詳細に説明する。なお、ここでは、電圧指令ノルム信号５４６から切替位相信号５５０を計算するが、スイッチングパターン計算における評価指標として、インバータ部２２から出力される出力電圧の平均値（以下単に「出力電圧平均値」という）という指標を導入する。この出力電圧平均値が電圧指令に一致するスイッチングパターンとすることで出力電圧の高精度化が実現できる。
　なお、出力電圧平均値と電圧指令については、ｄｑ座標系での値とすることが好ましい。なぜなら、ｄｑ座標系は回転座標であるため、出力電圧平均値を考慮する際に、時間の進行に伴う位相変化を織り込むことができるからである。この制御により、αβ座標系での平均値と比較した場合の誤差が抑制され、制御の結果としてインバータ出力電圧の位相遅れを抑制することができる。
　また、出力電圧平均値をｄｑ座標系の電圧指令ベクトル方向の成分とすることで、スイッチングパターン計算を簡素化できる。逆に電圧指令ベクトル方向成分としなかった場合、ｄ軸成分、ｑ軸成分におけるそれぞれの平均値を考慮する必要がある。ただし、スイッチングパターン計算において両者を同時に満足できない場合もあるので、そのときは両者の優先度を設定する作業が必要となる。一方、電圧指令ベクトル方向成分を用いることで、この種の計算を省略できる。なお、同期ＰＷＭ制御では、αβ座標系の電圧指令位相に同期してスイッチングパターンが出力されるため、出力電圧平均値の計算は、αβ座標系の位相を基準として行うことが好ましい。
　つぎに、切替位相計算部５４９および位相比較部５５１の動作について図４および図５を用いて説明する。ここで、図４は、実施の形態１にかかる制御装置の動作を説明するための図であり、図５は、実施の形態１にかかる制御装置によって制御されるインバータ部のスイッチング動作を位相タイミングで分類した図表である。なお、ここでは説明の便宜上、２レベル・３相のインバータを一例とし、このインバータを同期３パルスモードで制御する場合について説明する。
　図４において、同図（ａ）は、横軸を時間とし、縦軸にＵ相電圧指令の位相（Ｕ相電圧指令位相）を示した図である。また、同図（ｂ）～（ｄ）は、横軸を時間とし、縦軸に各相のＰ側スイッチングパターンと、そのときの各インバータ出力電圧をそれぞれ示している。なお、同図（ａ）に示すように、時間とＵ相電圧指令の関係は比例関係にあるので、同図（ｂ）～（ｄ）の各図は、Ｕ相電圧指令位相に対する関係と見ることができる。
　また、図４（ｃ）および図４（ｄ）は、インバータの出力電圧をｄｑ座標系上で観測した波形である。ただし、図４（ｃ）は電圧指令ベクトル方向の成分（以下「電圧指令ベクトル方向成分」という）の波形であり、図４（ｄ）は電圧指令ベクトル方向に直交する方向の成分（以下「電圧指令ベクトル直交方向成分」という）の波形である。なお、図４では図示を省略しているが、Ｕ相の電圧指令波形は、図４（ａ）の位相に対する余弦計算で得ることができる。
　２レベル・３相インバータを同期３パルスモードで制御する場合、図４に示すように、電圧指令位相一周期に対して１８回のスイッチングが発生する。また、図４（ｂ）に着目すると、電圧指令の大きさによって位相タイミングが変化するスイッチング群（以下「ｉ群」と記述）と、位相タイミングが変化しないスイッチング群（以下「ii群」と記述）に分類できる。ここで、説明の便宜上、スイッチング動作点（以下単に「動作点」という）に（１）から（１８）の番号を与えるとともに（図４（ｂ）および図５を参照）、ii群の動作点と、その中間点に着目すると、図４（ｂ）に示すような区間Ａ～Ｌからなる１２個の区間に分割できる。
　これらの区間では、開始または終了がii群の動作点となり、区間内に必ず一箇所のｉ群の動作点を含んでいる。このため、これらの区間が出力電圧平均値を制御できる最小の区間となる。なぜなら、上記のように定義した各区間において、ii群の動作点は、各区間の開始または終了を決める固定点であるのに対し、ｉ群の動作点は、各区間内で変更可能な動作点となるからである。
　ここで、図４（ｂ）に示すように、区間Ａにおけるスイッチングのタイミングを決定するパラメータとしてΔθを導入する。このΔθを用いると、各スイッチングの位相タイミングは、図５に示すような値をとる。なお、これらの各値が、切替位相計算部５４９から出力される切替位相信号５５０に相当する（図２参照）。
　すなわち、これらの各区間内において、図４（ｃ）に示したインバータ出力の電圧指令ベクトル方向成分が電圧指令と一致するように、区間Ａにおけるスイッチングのタイミング（位相：Δθ）を制御することになる。例えば、動作点（２）からスタートする区間、つまり区間Ｂでは、Δθの操作により、動作点（３）によるタイミング制御が可能となる。
　なお、区間Ｂにおいて、動作点（３）より前では、ＵＶＷ各相のスイッチングは、「オン」、「オン」、「オフ」となる。このとき負荷がバランスしていればインバータ各相の出力電圧は、次式で表せる。ただし、Ｖｄｃは直流電源部２１の出力電圧である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この値をαβ座標系上の値に変換すると、次式で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　これを座標変換して、回転座標上の値に変換する。ここで図４（ａ）に示したＵ相電圧指令の位相を用いると、電圧指令ベクトル方向成分（以下「ｄｖ軸」と表記）と電圧指令ベクトル直交方向成分（以下「ｑｖ軸」と表記）に分離できる。なお、ｄｖ軸およびｑｖ軸については、図３にその詳細を示している。
　図４（ａ）のＵ相電圧指令位相をθｖｕとすると、各電圧は次式で表現される。なお、θｖｕは、加算部５４３から出力される電圧指令位相信号５４４に相当する（図２参照）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ｄｖ軸での平均電圧を計算するには、各区間において積分を行い、その結果を位相で除算する。なお、このｄｖ軸平均値が、電圧指令ノルムＶｎ*と一致するように制御される。
　例えば区間Ｂにおいては、次式が成り立つように制御される。なお、この式では、動作点（３）より後の位相では、電圧がゼロであることを考慮している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記（１－１０）式を解くと、Δθは次式となる。なお、このΔθは、その都度計算してもよいし、電圧指令ノルムＶｎ*に対するテーブルとして準備してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記（１－１１）式では、区間Ｂについて説明したが、他の区間についても同様である。なお、他の区間の波形も、区間Ｂの波形と同一か、左右対称であるかなどの違いになるため、（１－１１）式または、これと同等な式を用いて、Δθを計算することができる。
　なお、説明の順序が前後したが、切替位相計算部５４９は、電圧指令ノルム信号５４８（Ｖｎ*）から（１－１１）式に従ってΔθを求め、図５に示すような切替位相信号５５０を出力する。また、位相比較部５５１は、図４（ａ），（ｂ）および図５に示すように、切替位相信号５５０および電圧指令位相信号５４４を参照して、各相に付与するスイッチングパターン信号５６を算出する。
　また、図２に示した制御装置の構成において、Ｓ／Ｈ部５４７は、必ずしも必要な構成部ではない。例えば電圧指令発生部５１が電流制御を行う場合のように、電圧指令が細かく変動する場合では、チャタリングと呼ばれる現象が生起し、複数回のスイッチング動作が発生する可能性がある。このＳ／Ｈ部５４７は、このようなチャタリングを防止するために有効であり、電力変換器の安定動作に貢献することが可能となる。
　なお、Ｓ／Ｈ部５４７におけるサンプルホールドのタイミングであるが、例えば図４に示した出力電圧平均値を計算する区間の境界とする場合には、インバータ出力電圧の更新との整合がとれて好都合である。また、このタイミング以外でも、負荷や電圧指令発生部５１における制御形態に合わせ、適切な設定を行うことでもよい。例えば、上記のタイミングよりも、より細かなサンプルホールドを行えば、無駄時間が抑制され、応答性の向上につながる。
　以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、出力電圧平均値が電圧指令と一致するようなスイッチングパターンを計算して出力するので、同期ＰＷＭ制御適用時でも電圧指令とインバータ出力電圧の間の誤差が抑制され、精度の良い電圧を得ることができる。
　また、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、スイッチングパターン演算における評価指標として用いた出力電圧平均値の計算を、ｄｑ座標系上の値を用いるようにしているので、出力電圧の位相遅れを抑制することができる。
　また、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、出力電圧平均値として、電圧指令ベクトル方向の成分を用いるようにしているので、スイッチングパターンの計算を簡素化することができる。
　さらに、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、出力電圧平均値として、電圧指令の位相を複数個に分割した区間における平均値を用いるようにしているので、電圧指令への応答を高速化することができる。
　このように、実施の形態１にかかる電力変換器の制御装置によれば、従来の同期ＰＷＭ制御系にはない、電圧指令精度と応答性との両立を効果的に実現することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、２レベル・３相インバータを同期３パルスモードで制御する場合を一例として説明したが、他のパルスモードで制御する場合についても、実施の形態１と同様な指針で、スイッチングパターンの計算を実行することができる。
　図６（ａ）は、図４（ａ）と同様にＵ相電圧指令位相を示した図である。一方、図６（ｂ）～（ｄ）は、２レベル・３相インバータを同期５パルスモードで制御する場合の、各相におけるＰ側スイッチングパターンと、そのときの各インバータ出力電圧をそれぞれ示している。これらの図に示すように、同期５パルスモードでは、電圧指令一周期に対し、スイッチング動作は３０回発生し、電圧指令位相は２４分割されている。ここで、説明の便宜上、各動作点に対して（１）から（３０）の番号を与えるとともに、それぞれの区間に対してＡからＸまでの記号を与える。
　つぎに実施の形態２にかかる制御装置の動作について図７および図８を参照して説明する。ここで、図７は、図６に示す区間Ａ～Ｇを拡大して示した図であり、図８は、同期５パルスモードにおけるスイッチング動作を位相タイミングで分類した図表である。なお、ここでの動作説明は、区間Ｃおよび区間Ｄに着目して行う。
　図７において、区間Ｃおよび区間Ｄでは、電圧指令ベクトル方向成分におけるインバータ出力電圧波形は、実施の形態１の同期３パルスモード（図４参照）の場合とは異なる。図７（ｂ）と図４（ｂ）との比較から明らかように、実施の形態２の同期５パルスモードでは、タイミングを決定するΔθは、Δθ１，Δθ２の２種類必要となる。これらのΔθ１，Δθ２を用いると、各スイッチングの位相タイミングは、図８に示すような値をとるとともに、これらの各値が、切替位相計算部５４９から出力される切替位相信号５５０に対応するする（図２参照）。
　なお、区間Ｃおよび区間Ｄにおいて、動作点（４）より後で、かつ、動作点（５）より前では、ＵＶＷ各相のＰ側スイッチ状態は「オン」、「オン」、「オン」となっている。このとき、ＵＶＷ各相のＮ側スイッチ状態は「オフ」、「オフ」、「オフ」となっているので、ゼロ電圧区間となる。逆に、このゼロ電圧区間以外では、ＵＶＷ各相のＰ側スイッチ状態は「オン」、「オン」、「オフ」であり、実施の形態１において説明した区間Ｂと同じである。従って、ゼロ電圧区間を除くインバータ出力電圧波形は、ｄｖ軸方向、ｑｖ軸方向のそれぞれにおいて、上述の（１－８）式および（１－９）式で表現することができる。よって、区間Ｃにおいて、ｄｖ軸方向の平均値を電圧指令ノルムＶｎ*と一致させるには、ゼロ電圧区間を考慮した次式の計算を行えばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　同様に、区間Ｄにおいて、ｄｖ軸方向の平均値を電圧指令ノルムＶｎ*と一致させるには、ゼロ電圧区間を考慮した次式の計算を行えばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記（２－１）式および（２－２）式を解くと、Δθ１およびΔθ２は、それぞれ次式となる。なお、実施の形態１と同様に、これらのΔθ１，Δθ２は、その都度計算してもよいし、電圧指令ノルムＶｎ*に対するテーブルとして準備してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記（２－３）式および（２－４）式では、区間Ｃおよび区間Ｄについて説明したが、他の区間についても同様である。具体的には、図８に示す切替位相で、図６（ｂ）に示すようなスイッチング制御を行うことで、出力電圧平均値を電圧指令と一致させることができる。
　なお、出力電圧平均値を計算する区間であるが、実施の形態１で説明した２レベル・３相インバータでは、同期パルス数をｎとすると、電圧指令位相を「６ｎ－６」分割した区間となる。つまり、同期パルス数の増加によって半導体スイッチング素子のスイッチング回数が増え、出力電圧の振幅・位相以外に操作可能な量（自由度）が表れる。上記非特許文献１，２では、自由度を高調波低減に利用している。本実施の形態では、その自由度を、インバータ出力電圧の更新回数の増加に用いる点が非特許文献１，２とは大きく異なる。
実施の形態３．
　上記実施の形態１では、２レベル・３相インバータを同期３パルスモードで制御する場合において、出力電圧平均値を計算する電圧指令位相区間を１２分割する実施形態を一例として示した。また、上記実施の形態２では、２レベル・３相インバータを同期５パルスモードで制御する場合において、出力電圧平均値を計算する電圧指令位相区間を２４分割する実施形態を一例として示した。一方、実施の形態３では、これらの分割数を半分に設定する実施形態、すなわち隣接する２つの区間を新たな１つの区間として設定することにより、区間数を削減し、計算時間や処理時間を短縮する実施形態を示すものである。
　ここで、隣接する２つの区間を新たな１つの区間として設定する考え方として、
　（１）ｑｖ軸におけるインバータ出力電圧が零であり、
　（２）当該出力電圧が零となる点を区間の境界点としたときに隣接区間同士の波形が点対称となる
　という２つの条件を満足させた区間設定を行えばよい。例えば、図４に示す実施例を参照して説明すると、区間Ｂと区間Ｃとの境界点では、図４（ｄ）に示されるように、上記２つの条件を満足している。したがって、区間Ａおよび区間Ｂを１つの区間に設定するとともに、区間Ｃおよび区間Ｄを１つの区間に設定する。このようにして、電圧指令位相一周期における電圧位相区間では「Ａ，Ｂ」「Ｃ，Ｄ」「Ｅ，Ｆ」「Ｇ，Ｈ」「Ｉ，Ｊ」「Ｋ，Ｌ」が新たな区間となり、これらの各区間においては、同一のΔθを用いることができる。
　なお、上記のような制御を行う場合、出力電圧平均値の更新回数が低下するため、応答性能が低下することになるが、その一方で、出力電圧平均値における電圧指令ベクトル直交成分（ｑｖ軸成分）の平均値を０とすることができるので、出力電圧の精度を向上させることができる。この点については、つぎのように説明することができる。
　上記と同様に、電力変換器を２レベル・３相インバータを同期３パルスモードで制御する場合を一例として用いる。例えば、図４（ｂ）において、区間Ａと区間Ｂとを合わせた区間ＡＢにおいて、ｑｖ軸の電圧計算を行う。なお、計算手順は、実施の形態１で示した手順と同一であるため、その詳細な説明は省略する。ここで、動作点（２）よりも前の区間（元の区間Ａ）では、下記（３－１）式で表すことができる。ただし、この式は、動作点（１）以降の位相における値であり、動作点（１）以前の位相では、ｑｖ軸電圧は０となる。また、動作点（２）よりも後の区間（元の区間Ｂ）では、下記（３－２）式で表すことができる。この場合、動作点（３）以降の位相では、ｑｖ軸電圧がゼロとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　つぎに、上記（３－１）式および（３－２）式から、平均値を計算する。ゼロ電圧区間を考慮するとｑｖ軸方向の出力電圧平均値（Ｖｑｖ＿ＡＶ）は、区間Ａでは（３－３）式となり、区間Ｂでは（３－４）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　このように区間Ａ、区間Ｂにおけるｑｖ軸方向のインバータ出力電圧平均値は、その極性を除いて同じとなる。このため両式のΔθが同じであれば、区間ＡＢにおけるインバータ出力電圧平均値がゼロになる。
　以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、出力電圧平均値の区間を変更することで出力電圧平均値における電圧指令ベクトル直交成分（ｑｖ軸成分）の平均値を０とすることができるので、電力変変換器の出力電圧の精度を向上させることが可能となる。
実施の形態４．
　実施の形態１～３で説明した同期ＰＷＭ制御では、例えば同期３パルスモード、あるいは同期５パルスモードといった同一のパルスモードでの実施形態を一例として示したが、この実施の形態では、異なったパルスモード、すなわち同期パルス数の異なるパルスモードを組み合わせた実施形態について示すものであり、具体的には、各相のスイッチ状態が同期パルスモードの切替前後で変化せず、かつ、実施の形態１～３にて説明した電圧平均値を計算する区間の境界点ならば自由に切替を行っても悪影響が出ない、という考え方に基づいている。
　図９は、実施の形態４にかかる制御装置の動作を説明するための図である。ここで、図９（ｂ）には、図４に示した同期３パルスモードにおける各相スイッチングパターンを示し、図９（ｃ）には、図６に示した同期５パルスモードにおける各相スイッチングパターンを示している。また、これらの図において、同期３パルスモードの区間と同期５パルスモードの区間とを区別するための添字「３」，「５」を付加している。
　図９において、区間Ａ３と区間Ｂ３との間の境界点は、実施の形態１～３にて説明した電圧平均値を計算する区間の境界点（ii群の動作点）であり、かつ、この境界点の前後で各相のスイッチ状態が各パルスモード間で変化していない。したがって、この境界点を両パルスモードの切替タイミングとして使用することができる。同様に、「区間Ｃ３と区間Ｄ３」、「区間Ｅ３と区間Ｆ３」、「区間Ｇ３と区間Ｈ３」、「区間Ｉ３と区間Ｊ３」、「区間Ｋ３と区間Ｌ３」の各境界点も切替タイミングとして使用することができる。すなわち電圧指令一周期中に、複数の切替可能なタイミングが存在することになる。したがって、例えば電力変換器を２レベル・３相インバータとし、同期３パルスモードおよび同期５パルスモードを用いて制御する場合には、図９の破線部に示す任意の境界点において、これらのパルスモード間の切替を好適に行うことができる。
　なお、同期パルス数の異なるパルスモードを組み合わせた制御を行う場合であって、電圧指令一周期中に複数の切替タイミングが存在する場合には、次のような利点が存在する。
　例えば、同期パルス数の異なるパルスモードを適当な割合で連続して用いることにより、等価的に同期パルス数を変更したパルスモード動作を実現することができる。より具体的には、例えば同期３パルスモードと同期５パルスモードを１：１の割合で用いた場合には、単位時間あたりのスイッチング回数の観点からは等価的に４パルスモードが実現できる。この場合、上記の区間毎に交互に同期３パルスモードと同期５パルスモードを用いることで、電圧指令位相一周期毎に切り替えるよりも再現精度を向上させることができる。
　ここで、同期パルスモードの使用割合は、上記に示した１：１の比率でなくてもよく、任意の比率を適用することができる。同期３パルスモードと５パルスモードの場合、選択できる区間は電圧指令位相一周期中に６区間存在する（図９参照）。いま、同期３パルスモードの使用回数に着目すると、０回～６回までの７通りの比率が選択できる。また、両パルスモードの選択パターンに関しては、例えば、最初に同期３パルスモードを２回選択し、つぎに同期５パルスモードを１回選択して、これを繰り返すといった固定したパターンでもよいし、設定した使用割合を保ちつつランダムに選択するようにしてもよい。
　なお「背景技術」の項において説明した、キャリア波比較方式や位相参照方式では、同期パルスモードの切替は、電圧指令位相一周期毎に行うことが原則となる。これらの方式において、電圧指令位相一周期中に複数回の同期パルスモードの切り替えを行うことは不可能ではないが、再現精度が著しく低下するとともに、同期パルスモードの切替時に出力電圧の変化が大きくなったり、不要なスイッチングが発生したりする可能性があるため、好ましい制御手法であるとは言い難い。
　また、他の利点として、例えば、インバータの電圧精度を高めるため、一時的に同期パルス数の高いパルスモードに切り替えるような場合、電圧指令位相の一周期分が経過するまで待機する必要はなく、無駄時間の抑制につながる。
　一方、比較的長い時間レンジで同期パルスモードを切り替えるような場合、切り替え前後の両パルスモードの使用割合を徐々に変化させるように制御すれば、滑らかな切替を高速に行うといった動作も実現できる。
　以上説明したように、この実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、異なった同期パルス数のパルスモードを組み合わせて使用する際に、電圧指令一周期中に複数の切替可能なタイミングを持つことができるので、複数の同期パルスモードを組み合わせて他のパルスモードを高精度に実行することができるとともに、同期パルスモードの切替そのものの無駄時間も抑制することができる。
　なお、上記実施の形態１～４では、２レベル・３相インバータを同期３パルスモードで制御する場合、あるいは同期５パルスモードで制御する場合のスイッチングパターン演算について説明してきたが、３レベルインバータといったマルチレベルインバータや、３相以外の多相インバータ、さらに多くの同期パルス数を有するインバータに対しても適用することができる。つまり、上記実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、同期ＰＷＭ制御を用いて交流電圧を負荷に供給する電力変換器ならば、どのような種類のものでも適用することが可能となる。
　以上のように、本発明にかかる電力変換器の制御装置は、電圧指令とインバータ出力電圧との間の誤差を抑制するとともに、電圧指令に対して高速に応答させることができる発明として有用である。

Claims (6)

  1. 　複数の半導体スイッチング素子で構成されたインバータ部を具備する電力変換器に適用され、パルス幅変調を用いて該インバータ部の半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
    　電圧指令信号を生成する電圧指令信号発生部と、
    　前記電圧指令信号に基づいて前記インバータ部の半導体スイッチング素子を制御するためのスイッチングパターンを計算するスイッチングパターン計算部と、
    　を備え、
    　前記スイッチングパターン計算部は、同期ＰＷＭ方式のスイッチングパターン計算を行い、前記インバータ部から出力される出力電圧の平均値（出力電圧平均値）が前記電圧指令信号と一致するようなスイッチングパターンを出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。
  2. 　前記電圧指令信号および前記出力電圧平均値として、２軸直交回転座標系上の値を用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
  3. 　前記出力電圧平均値として、前記電圧指令信号の静止座標系上の位相をｘ個（ｘは自然数）に分割した区間における平均値を用いることを特徴とする請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
  4. 　前記出力電圧平均値として、２軸直交回転座標上における電圧指令信号ベクトル方向の成分を用いることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換器の制御装置。
  5. 　前記スイッチングパターン計算部は、同期ＰＷＭ方式のスイッチングパターン計算を行う際に、複数の同期パルス数から少なくとも一つ以上の同期パルス数を選択し、該選択された同期パルス数を切り替えて行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
  6. 　前記スイッチングパターン計算部は、同期パルス数を切り替えるタイミングを、静止座標系上における前記電圧指令信号の位相区間において、少なくとも一つ以上有することを特徴とする請求項５に記載の電力変換器の制御装置。
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