JP4710963B2 - 回転機の制御装置及び制御システム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路を操作することで回転機のトルクを制御する回転機の制御装置及び制御システムに関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。換言すれば、指令電圧のベクトルノルムが所定以上となる場合に、ＲＯＭに格納されたパルスパターンによりインバータを操作する。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。
特開平９−４７１００号公報

ところで、上記ＲＯＭに格納されたパルスパターンを設計するに際して用いた電動機のモデルと、実際の電動機のモデルとの間には個体差や経年変化等に起因するずれが生じ得る。このため、例えば、最大トルク制御を行うように上記パルスパターンを設計したとしても、電動機のトルクを制御するに際して実際には最大トルク制御がなされないおそれがある。したがって、上記パルスパターンによる制御とＰＷＭ制御とがともに最大トルク制御を行う場合であっても、上記パルスパターンによるインバータの出力電圧と、ＰＷＭ制御によるインバータの出力電圧との間にはずれが生じ得る。このため、上記パルスパターンによる制御とＰＷＭ制御との間の切替に伴ってインバータの出力変動が生じるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機のトルクを制御すべく電力変換回路の出力電圧の位相を操作する場合であれ、その制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置及び制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機のトルクを制御すべく電力変換回路の出力電圧の位相を操作する電圧位相操作手段を備える回転機の制御装置において、前記電圧位相操作手段は、前記回転機の実際のトルクを目標値にフィードバック制御するための操作量として前記出力電圧の位相を操作する位相操作手段、前記目標値と前記回転機の回転速度とを入力として、前記回転機を流れる電流を前記目標値とするための指令電流に開ループ制御すべく前記電力変換回路の出力電圧のベクトルノルムを設定する開ループ制御手段、前記回転機を流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御するための操作量としての前記ベクトルノルムの補正量によって前記開ループ制御手段により設定される前記ベクトルノルムを補正する補正手段、及び該補正手段によって補正されたベクトルノルムとなるように前記電力変換回路を操作するノルム操作手段を備えることを特徴とする。

開ループ制御手段によって設定されるパラメータに基づき電力変換回路の出力電圧を操作する場合、回転機を実際に流れる電流が指令電流からずれるおそれがある。この点、上記発明では、補正手段を備えることで、上記ずれが生じた場合にこれをフィードバック補正することができる。このため、開ループ制御手段の設計に際して本来意図した制御を実現することができる。

なお、ベクトルのノルムとは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根、すなわち長さのことである。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機のトルクが正の場合、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも大きいときに前記ベクトルノルムを大きくなるように補正し、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも小さいときに前記ベクトルノルムを小さくなるように補正することを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機のトルクが負の場合、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも小さいときに前記ベクトルノルムを大きくなるように補正し、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも大きいときに前記ベクトルノルムを小さくなるように補正することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段として、前記回転機を流れる電流の位相と前記回転機に対する指令電流の位相との差を入力とする積分要素を備えることを特徴とする。

開ループ制御手段の設計に際して想定した回転機の特性と、実際の回転機の特性とにずれが生じる場合、開ループ制御手段の設定するパラメータによるトルク制御によって、定常的な誤差が生じることとなる。一方、積分要素は、定常的な誤差を学習するうえで優れたものである。上記発明では、この点に鑑み積分要素を用いることで、補正量を好適に算出することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段を備え、該補正量算出手段は、前記電圧位相操作手段による前記回転機のトルクの制御が定常状態にあることを条件に前記補正量を算出することを特徴とする。

開ループ制御手段の設計に際して想定した回転機の特性と、実際の回転機の特性とにずれが生じる場合、開ループ制御手段の設定するパラメータによるトルク制御によって、定常的な誤差が生じることとなる。ただし、制御の過渡時においては、上記ずれに起因した誤差以外に制御の応答遅れ等に起因する誤差も生じるため、これら制御誤差から上記ずれに起因する部分を抽出することは困難となる。この点、上記発明では、制御が定常状態にあることを条件に補正量を算出することで、上記ずれに起因した補正量を高精度に算出することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段と、算出された補正量を記憶する記憶手段とを備え、該記憶手段に記憶された補正量に基づき前記補正を行うことを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段と、算出された補正量を記憶する記憶手段とを備え、該記憶手段に記憶された補正量に基づき前記補正を行うことを特徴とする。

上記発明では、記憶手段を備えることで、開ループ制御手段による制御の開始直後からこれを補正することができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記記憶手段は、前記補正量算出手段によって算出された補正量を、前記回転機の運転状態を示すパラメータによって分割された領域毎に記憶するものであり、前記補正手段は、前記回転機の運転状態を示すパラメータを入力とし、該入力されたパラメータに該当する領域に記憶された補正量に基づき前記補正を行うことを特徴とする。

開ループ制御手段の設計に際して想定した回転機の特性と、実際の回転機の特性とにずれが生じる場合、開ループ制御手段の設定するパラメータによるトルク制御によって、定常的な誤差が生じることとなる。ただし、この誤差は、回転機の運転状態に応じて変化しえる。このため、回転機の運転状態が変化すると、補正量として適切な値も変化しえる。上記発明では、この点に鑑み記憶手段を備えることで、一旦ある運転状態において算出された補正量を、次回同一の運転状態となる際に生かすことができ、ひいては補正量として適切な値を迅速に取得することができる。

請求項９記載の発明は、請求項７又は８記載の発明において、前記記憶手段は、前記電圧位相操作手段による前記回転機のトルクの制御が定常状態にあることを条件に前記補正量を記憶することを特徴とする。

開ループ制御手段の設計に際して想定した回転機の特性と、実際の回転機の特性とにずれが生じる場合、開ループ制御手段の設定するパラメータによるトルク制御によって、定常的な誤差が生じることとなる。ただし、制御の過渡時においては、上記ずれに起因した誤差以外に制御の応答遅れ等に起因する誤差も生じるため、これら制御誤差から上記ずれに起因する部分を抽出することは困難となる。このため、制御の過渡時において補正量が算出される場合、この補正量は上記ずれに起因する誤差を補償する量を高精度に表現したものとならないおそれがある。この点、上記発明では、制御が定常状態にあることを条件に補正量を記憶することで、上記ずれに起因した補正量として精度の高い値を記憶することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項７〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記記憶手段は、前記回転機の実際のトルクと目標値との差が所定以下であるとの条件、前記回転機の回転変動が所定以下であるとの条件、及び前記トルクの目標値の変動量が所定以下であるとの条件の少なくとも１つが成立することを条件に前記補正量を記憶することを特徴とする。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機を流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御する電流フィードバック制御手段と、前記電流フィードバック制御手段による前記電力変換回路の操作と前記電圧位相操作手段による前記電力変換回路の操作との切り替えを行う切替手段とを更に備えることを特徴とする。

上記発明は、開ループ制御手段がトルクを目標値に制御するうえで設定する指令電流と同一の指令電流に、回転機を実際に流れる電流が電流フィードバック制御手段によりフィードバック制御される。一方、回転機の電流の振幅と位相とから回転機に印加される電圧の振幅と位相とが定まる。したがって、上記発明では、電流フィードバック制御手段と電圧位相操作手段とは、回転機のトルクを目標値に制御するに際し、電力変換回路の出力電圧を同一とすることができる。このため、これらの間での制御の切替に際して電力変換回路の出力変動を好適に抑制することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備える回転機の制御システムである。

上記発明では、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置を備えることで、制御性を高く維持することのできるシステムを実現している。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０及びトルクフィードバック制御部３０を備えている。以下では、「電流フィードバック制御部２０の処理」、「トルクフィードバック制御部３０の処理」、「電流フィードバック制御部２０の設計」、「トルクフィードバック制御部３０の設計」について順に説明した後、本実施形態の要部となる「トルクフィードバック制御部３０による電流位相フィードバック制御」について説明し、最後に「電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理」について説明する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理＞
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部４０において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。詳しくは、２相変換部４０の出力のｑ軸成分は、ローパスフィルタ２３にて高周波成分がカットされ、また、２相変換部４０の出力するｄ軸成分は、ローパスフィルタ２４にて高周波成分がカットされる。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｄに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを設定する。フィードバック制御部２５は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを算出する。一方、フィードバック制御部２６は、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを算出する。詳しくは、フィードバック制御部２５，２６では、比例積分制御を用いて上記算出を行う。

３相変換部２８では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。ＰＷＭ信号生成部２９では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。本実施形態では、特に、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを２相変調して且つ電源電圧ＶＤＣにて規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき操作信号を生成する。
＜トルクフィードバック制御部３０の処理＞
トルク推定器４２では、回転２相座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータ１０のトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。一方、偏差算出部３２では、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｄの差を算出する。位相設定部３４は、偏差算出部３２の出力の比例積分演算に基づき、インバータＩＶの出力電圧の回転２相座標系での位相δを設定する。ここでは、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に位相δを進角させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰となる場合に、位相δを遅角させるようにする。

ノルム設定部３６では、モータジェネレータ１０の電気角速度ωと、要求トルクＴｄとに基づき、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。詳しくは、ノルム設定部３６は、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎ１を算出するノルム算出部３６ａを備えている。また、ノルム設定部３６は、実電流ｉｄ，ｉｑの位相を、上記指令電流設定部２２の出力する指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの位相にフィードバック制御するための操作量として、ノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎ１を補正する補正量Ｖｎｃｏｒを出力するノルム補正部３６ｂを備えている。そして、加算器３６ｃでは、ノルム算出部３６ａにて算出されたノルムＶｎ１にノルム補正部３６ｂにて算出された補正量Ｖｎｃｏｒを加算することで、最終的なノルムＶｎを算出し、出力する。

一方、操作信号生成部３８では、上記位相設定部３４の設定する位相δと、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。詳しくは、操作信号生成部３８は、電圧利用率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。ここで、記憶されている操作信号波形はいずれも、図２に例示されるように、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが半々となる波形となっている。これは、インバータＩＶの出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。更に、操作信号波形はいずれも、図２中にそのうちの１つの波形を例示するように、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとなっている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆となるものとなっている。ここで、論理「Ｈ」が、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン状態に対応し、論理「Ｌ」が低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン状態に対応する。これは、インバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧に極力近似させるための設定である。

操作信号生成部３８では、電源電圧ＶＤＣとノルムＶｎとに基づき、電圧利用率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記電圧利用率の上限は、矩形波制御時の電圧利用率である「０．７８」とされている。このため、電圧利用率が最大値「０．７８」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが１回ずつ生じる波形（１パルス波形）が選択される。一方、電圧利用率の下限は、電流フィードバック制御部２０によって設定される指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに応じた３つの線間電圧をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値である「０．７１」に設定されている。すなわち、２相変調された信号をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値に設定されている。

こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部３８では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。
＜電流フィードバック制御部２０の設計＞
図３に、指令電流設定部２２の詳細を示す。本実施形態では、最大トルク制御を実現するように指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定する。ここで、最大トルク制御とは、最小の電流で最大のトルクを実現する制御であり、ここでいう最大トルクとは、力行制御時には正の最大トルク、回生制御時には、負であって絶対値が最大のトルクを意味する。以下、これについて詳述する。

モータジェネレータ１０のトルクＴは、電機子巻線鎖交磁束数Φ、ｑ軸インダクタンスＬｑ，ｄ軸インダクタンスＬｄ、抵抗Ｒ、及び極対数Ｐを用いて、下記の式（ｃ１）にて表現される。

ここで、図示されるように、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを、その振幅Ｉ及び位相βを用いて（−Ｉｓｉｎβ、Ｉｃｏｓβ）と表現すると、以下の式（ｃ２）を得る。なお、ここで位相βは、ｑ軸正方向を基準とし、反時計回りに正方向を定義したものである。

上記の式（ｃ２）において、最大トルク制御の条件、すなわちトルクＴの位相βによる偏微分がゼロであるとの条件を課すことで、位相βは、以下の式（ｃ３）となる。

上記の式（ｃ３）は、位相βが電流振幅Ｉの関数であることを意味する。したがって、上記の式（ｃ２）により、トルクＴを電流振幅Ｉのみの関数ｓ（Ｉ）にて表現することが可能である。一方、上記の式（ｃ３）は、電流振幅Ｉが位相βによって表現できることをも意味する。このため、上記の式（ｃ２）により、トルクＴを位相βのみの関数ｕ(β)によって表現することができる。そして、これら関数ｓ（Ｉ）及び関数ｕ（Ｉ）の逆関数の値を算出することで、要求トルクＴｄを入力として、最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを出力させることができる。
＜トルクフィードバック制御部３０の設計＞
先の図２に示したように、トルクフィードバック制御部３０では、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎを設定した。これにより、要求トルクＴｄが与えられた場合に、比較的自由にノルムＶｎを設定することができる。このため、例えばノルムＶｎを極力小さくすることで、電圧利用率を抑制することができる。そしてこの場合には、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形として、よりパルス数の多い波形を選択することなどができ、ひいてはインバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧により近づけることができる。このため、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を低減することができ、ひいては高調波電流を抑制することが可能となる。

以下、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａによるノルムＶｎ１の設定について説明する。図４に、本実施形態において、モータジェネレータ１０の力行時にノルムＶｎ１に課せられる基本的な制約を示す。図示されるように、本実施形態では、ノルムＶｎ１を、境界線ＢＬ１〜ＢＬ４によって囲われる領域内とするとの制約が課せられている。ここで、境界線ＢＬ４は、電圧利用率が「０．７８」であること示すものである。これは、矩形波制御の電圧利用率が実現可能な電圧利用率の最大値であることに対応している。以下では、境界線ＢＬ１〜ＢＬ３のそれぞれに対応する条件の導出に先立って、モータジェネレータ１０のトルクＴと電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）とを、ノルムＶｎ１、位相δ及び電気角速度ωによって表現する式を導出する。

ここで、電圧方程式は、以下の式（ｃ４）となる。

上記の式（ｃ４）から、下記の式（ｃ５）を得る。

上記の式（ｃ５）を上記の式（ｃ１）に代入することで、下記の式（ｃ６）を得る。

ここで、図４に示す境界線ＢＬ１に対応する条件である「トルクＴの位相δによる偏微分が正となるとの条件」は、上記の式（ｃ６）に基づき、下記の式（ｃ７ａ）及び（ｃ７ｂ）によって表現される。この条件は、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に、位相δを進角させることによってその不足を低減させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰である場合に、位相δを遅角させることによってその過剰分を低減させることを可能とするための条件である。

なお、本実施形態では、位相δは、力行時には、「０≦δ＜π／２」、回生時には、「π／２＜δ≦３π／２」となるように制御設計をするとの前提を設けているため、位相δが「３π／２」以上となる条件を削除した。また、境界線ＢＬ２に対応する条件である「ｄ軸電流がゼロ以下であるとの条件」は、下記の式（ｃ８）等よって表現される。

また、境界線ＢＬ３に対応する条件である「ｑ軸電流が力行時においてはゼロ以上である旨の条件」は、下記の式（ｃ９）によって表現される。

なお、回生時においては、ｑ軸電流がゼロ以下であるとの条件を課す。

本実施形態では、先の図４に例示するような許容領域内において、ノルムＶｎ１を設定する。このノルムＶｎ１は、位相δと電気角速度ωを設定しても一義的には定まらない。このため、ノルムＶｎ１の設定に際してはある程度の自由度があることとなるため、ノルムＶｎ１を自由に設計することができる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を抑制する観点からは、ノルムＶｎ１を極力低減することが望ましい。ノルムＶｎ１を最小とするためには、トルクＴのノルムＶｎ１による偏微分係数がゼロとなるとの条件を課すことが要求される。ただし、この場合、上記モデルを用いる場合には、位相δとノルムＶｎ１との間に１対１の対応関係を持たせることができないことが発明者らによって見出されている。

そこで、本実施形態では、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御を行うことができるようにノルムＶｎ１を設定する。これによっても、要求トルクＴｄを実現するうえでノルムＶｎ１を極力低減することができる。

図５に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａの詳細を示す。

図示されるように、本実施形態では、最大トルク制御を実行すべく下記の式（ｃ１０）にて表現される条件を課す。

この式は、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら オーム社」の２３ページに記載されている。上記の式（ｃ１０）から、上記の式（ｃ５）によって電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を消去することで、ノルムＶｎ１を、電気角速度ωと位相δとの関数とすることができる。特に、トルクフィードバック制御を行う領域は電気角速度ωが大きい領域のため、抵抗Ｒを無視することで、以下の式（ｃ１１）とすることができる。

上記の式（ｃ１１）では、ノルムＶｎ１が、位相δ及び電気角速度ωの関数とされている。以下では、これに基づき、ノルムＶｎ１を、要求トルクＴｄと電気角速度ωとによって表現することを考える。上記の式（ｃ６）において、抵抗Ｒが小さいとする近似を行うことで、下記の式（ｃ１２）を得る。

上記の式（ｃ１２）における関数ｆは、位相δを独立変数として、電気角速度ωによって規格化されたノルムＶｎ１（速度規格化ノルム）を従属変数とするものである。ここで、ノルムＶｎ１が、電気角速度ωに依存しない関数ｆと電気角速度ωとの積として定義できるのは、上記の式（ｃ１１）を根拠としている。すなわち、抵抗Ｒが無視できるとの近似を前提としている。上記の式（ｃ１２）によれば、位相δを独立変数として且つトルクＴを従属変数とする関数ｇを定義することができる。このため、関数ｇの逆関数を用いることで、上記関数ｆの独立変数を位相δからトルクＴに変換することができる。これにより、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ１／ω）を従属変数とする関数ｈを定義することができる。

図５に示されるように、ノルム算出部３６ａは、要求トルクＴｄを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ１／ω）を従属変数とするマップ５０と、マップ５０の出力に電気角速度ωを乗算する乗算器５２とを備えている。この乗算器５２の出力が、ノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１である。

上記マップ５０は、位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数ｆ、及び位相δと要求トルクＴｄとの関係を示す関数ｇを数値計算によって算出することで算出されたものである。これにより、要求トルクＴｄとノルムＶｎ１との関係を、ノルムＶｎ１が先の図４に示した領域内となるようにして、予めマップ化しておくことが可能となる。そしてこれにより、要求トルクＴｄと電気角速度ωが与えられた際に、最小の電流にてモータジェネレータ１０を駆動することができる。

なお、本明細書において、「マップ」とは、離散的な入力値のそれぞれに対して出力値が１つ定義された写像のことである。
＜トルクフィードバック制御部３０による電流位相フィードバック制御＞
上記ノルム算出部３６ａによって算出されるノルムＶｎ１によれば、モータジェネレータ１０を流れる電流は、最大トルク制御を実現するための電流に開ループ制御される。換言すれば、先の図２に示した指令電流設定部２２の設定する指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに開ループ制御される。ただし、開ループ制御による指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの制御性、すなわち、最大トルク制御への制御性は、ノルム算出部３６ａの設計において用いたモデルと実際のモータジェネレータとの特性の差等に依存することとなる。ここで、モータジェネレータ１０の特性は、個体差を有するものであることに加えて、温度等に依存して変化しえるものであるため、上記開ループ制御によっては最大トルク制御を行う上で制御誤差が生じるおそれがある。

そこで本実施形態では、先の図２に示したノルム補正部３６ｂを備えて、モータジェネレータ１０を流れる実電流ｉｄ，ｉｑの位相βを、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの位相βｃにフィードバック制御すべくノルムＶｎ１を補正する。このように、トルクフィードバック制御がなされている状況下、電流の位相をフィードバック制御することで、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに制御することができる。これは、上記の式（ｃ１）に電流ｉｄ，ｉｑを（−Ｉｓｉｎβ、Ｉｃｏｓβ）を代入した式において、トルクＴと位相βとが定まることで、電流振幅Ｉが一義的に定まることによる。

図６に、ノルム補正部３６ｂに関する処理のブロック図を示す。

指令電流位相算出部Ｂ１０は、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃについてのｑ軸の正方向を基準とする位相βｃを算出する。これは、ｄ軸の指令電流ｉｄｃに「−１」を乗算した値をｑ軸の指令電流ｉｑｃにて除算したものの逆正接関数によって算出することができる。一方、実電流位相算出部Ｂ１２は、実電流ｉｄ，ｉｑについてのｑ軸の正方向を基準とする位相βを算出する。これは、ｄ軸の実電流ｉｄに「−１」を乗算した値をｑ軸の実電流ｉｑにて除算したものの逆正接関数によって算出することができる。偏差算出部Ｂ１４は、実電流の位相βに対する指令電流の位相βｃの差を算出する。また、操作方向設定部Ｂ１６は、要求トルクＴｄを入力とし、偏差算出部Ｂ１４の出力の符号を維持するか反転させるかする処理を行う。詳しくは、要求トルクＴｄがゼロ以上である場合には符号を維持し、要求トルクＴｄが負である場合には符号を反転させる。これは以下の理由による。

上記の式（ｃ４）において、抵抗Ｒを無視すると、実電流（ｉｄ，ｉｑ）を（−Ｉｓｉｎβ、Ｉｃｏｓβ）に書き換えたものを、位相βにて微分することで以下の式（ｃ１３）を得る。

上記の式（ｃ１３）にて表現されるベクトルと電圧ベクトル（−Ｖｓｉｎδ、Ｖｃｏｓδ）との内積をとると下記の式（ｃ１４）を得る。

上記の式（ｃ１４）は、位相βを変化させた際の電圧ベクトルの変化方向を表現するものである。すなわち、上記の式（ｃ１４）が正であるなら、位相βを増加（進角）させることで電圧ベクトルのノルムが増加し、負であるなら、位相βを増加させることで電圧ベクトルのノルムが減少する。

ここで、トルクが正の場合、電圧ベクトルの位相δは、「０≦δ≦π／２」の範囲にある一方、電流ベクトルの位相βは、「０≦β≦π／４」の範囲にある。このため、上記の式（ｃ１４）は常時負となる。これに対し、トルクが負の場合、電圧ベクトルの位相δは、「−π／２≦δ＜０」の範囲にある一方、電流ベクトルの位相βは、「−π／４≦β＜０」の範囲にある。このため、上記の式（ｃ１４）は常時正となる。このため、トルクが正の場合には、指令電流の位相βｃよりも実電流の位相βが大きい（進んでいる）場合には、電圧ベクトルのノルムを伸張させ、指令電流の位相βｃよりも実電流の位相βが小さい（遅れている）場合には、電圧ベクトルのノルムを短縮させることでこれらの差を縮めることができる。また、トルクが負の場合には、指令電流の位相βｃよりも実電流の位相βが大きい場合には、電圧ベクトルのノルムを短縮させ、指令電流の位相βｃよりも実電流の位相βが小さい場合には、電圧ベクトルのノルムを伸張させることでこれらの差を縮めることができる。

操作方向設定部Ｂ１６は、上記の点に鑑み、操作方向を設定する。

操作方向設定部Ｂ１６の出力は、積分器Ｂ１８に取り込まれる。積分器Ｂ１８は、正の積分ゲインを有して、入力信号の積分演算を行う。この積分器Ｂ１８の出力が補正量Ｖｎｃｏｒである。
＜電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理＞
本実施形態では、電圧利用率が小さい領域では電流フィードバック制御を行い、電圧利用率が大きい領域ではトルクフィードバック制御を行う。これは、電圧利用率によって、要求トルクＴｄに対する実際のトルクの応答性が高い制御器が相違することに鑑みたものである。図７に、トルクフィードバック制御部３０による制御と電流フィードバック制御部２０による制御との切替処理の手順を示す。この処理は、先の図２に示す切替制御部４６によりセレクタ４４が操作されることで実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、トルクフィードバック制御モードであるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎが閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御モードへの切替条件の成立の有無を判断するためのものである。ここで、閾値Ｖｔｈは、上記指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが２相変調された信号をインバータＩＶによって実現できる上限値に対応する電圧利用率（「０．７１」）となるノルムに設定されている。そして、ステップＳ１２において否定判断される場合、ステップＳ１４において、電流フィードバック制御モードに切り替える。

一方、上記ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１６において、電流フィードバック制御部２０による指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃのノルムが閾値Ｖｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御部２０による制御の制御性が低下する状況であるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１６において否定判断される場合、ステップＳ１８において、トルクフィードバック制御モードに切り替える。

なお、上記ステップＳ１４，Ｓ１８の処理が完了する場合や、ステップＳ１２、Ｓ１６において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図８に、上記切り替え直後における初期値の設定処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、トルクフィードバック制御部の処理への切り替え時である場合（ステップＳ２０：ＹＥＳ）、ステップＳ２２において、トルクフィードバック制御部３０による位相δの初期値を与える。ここで、位相設定部３４の設定する位相δの初期値δ０が、切り替え直前(現在)の電流フィードバック制御部２０の回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づき、「δ０＝ａｒｃｔａｎ（−ｖｄｃ／ｖｑｃ）」と設定される。なお、この際、積分器Ｂ１８については、これを初期化する。

一方、電流フィードバック制御部２０による制御への切替時である場合（ステップＳ２４：ＹＥＳ）、ステップＳ２６において、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を与える。ここでは、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値が、切り替え直前のトルクフィードバック制御部３０によるインバータＩＶの出力電圧ベクトルとなるように設定する。換言すれば、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）とする。詳しくは、フィードバック制御部２５，２６のそれぞれの積分項の初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）とする。

なお、上記ステップＳ２２，Ｓ２６の処理が完了する場合や、ステップＳ２４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

こうした処理によれば、トルクフィードバック制御部３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御への切替時において、インバータＩＶの出力変動を好適に抑制することができる。すなわち、上述したように、トルクと電流の位相βが定まることで電流の振幅Ｉが一義的に定まる一方、電流の位相βと振幅Ｉとが定まることで、上記の式（ｃ４）から電圧の振幅及び位相が定まる。このため、トルクフィードバック制御部３０によるトルクのフィードバック制御時において、ノルム補正部３６ｂによって電流の位相がフィードバック制御されることで、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流設定部２２によって設定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに制御することができ、また、インバータＩＶの出力電圧を、電流フィードバック制御部２０による制御のものと同一とすることができる。このため、トルクフィードバック制御部３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御へと切り替える際、インバータＩＶの出力電圧の変化を好適に抑制することができる。このため、インバータＩＶの入力端子間に接続されて切り替えに際し過渡的な電流の変動を吸収するためのコンデンサ(先の図１)の容量を小さくしても、過渡的な電流の影響が生じない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）モータジェネレータ１０の実電流ｉｄ，ｉｑの位相βを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの位相βｃにフィードバック制御するための操作量によってノルム算出部３６ａの設定するノルムＶｎ１を補正した。これにより、ノルム算出部３６ａの設計に際して前提としたモータジェネレータ１０のモデルと実際とに相違が生じる場合であっても、本来意図した制御を実現することができる。

（２）モータジェネレータ１０のトルクが正の場合、実電流の位相βが指令電流の位相βｃよりも大きいときにベクトルノルムＶｎが大きくなるようにノルムＶｎ１を補正し、モータジェネレータ１０のトルクが負の場合、実電流の位相βが指令電流の位相βｃよりも小さいときにノルムＶｎが大きくなるようにノルムＶｎ１を補正した。これにより、実電流の位相βを指令電流の位相βｃに適切にフィードバック制御することができる。

（３）実電流の位相βと指令電流の位相βｃとの差を入力とする積分器Ｂ１８によって、補正量Ｖｎｃｏｒを算出した。このように、モデルの定常的な誤差を学習するうえで優れた制御器である積分器Ｂ１８を用いることで、補正量Ｖｎｃｏｒを好適に算出することができる。

（４）電流フィードバック制御部Ｂ０による制御と、トルクフィードバック制御部３０による制御とを切り替えることでこれらの制御を併用した。ここで、トルクフィードバック制御部３０にノルム補正部３６ｂを備えることで、トルクフィードバック制御部３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御への切替に際し、インバータＩＶの出力変動を好適に抑制することができる。

（５）ノルム設定部３６では、要求トルクＴｄと電気角速度ωとを入力としてノルムＶｎを設定した。これにより、ベクトルのノルムを、要求トルクと回転速度とに基づき、自由に設計することができる。このため、例えば電流フィードバック制御を行う場合と比較して、操作信号波形の設計の自由度も向上し、ひいては回転機の制御性を高く維持することができる。

(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、トルクフィードバック制御部Ｂ３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御への切替時におけるインバータＩＶの出力変動を抑制することができるものの、電流フィードバック制御部２０による制御からトルクフィードバック制御部３０による制御への切替時には上記出力変動が生じるおそれがある。これは、トルクフィードバック制御部３０への切替直後においては、積分器Ｂ１８が初期化されており、補正量Ｖｎｃｏｒがゼロとなっていることによる。そこで、本実施形態では、トルクフィードバック制御部３０による制御への切替直後においても、適切な補正量ＶｎｃｏｒにてノルムＶｎ１を補正することができるように、以下の構成とする。

図９に、本実施形態にかかるノルム補正部３６ｂに関する処理のブロック図を示す。なお、図９において、先の図６に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、補正量記憶部Ｂ２４を備え、上記積分器Ｂ１８に相当する補正量算出部Ｂ１８ａの出力(学習値ＶｎＬ)を記憶する。詳しくは、補正量記憶部Ｂ２４は、モータジェネレータ１０の運転状態毎に、上記学習値ＶｎＬを各別の領域に記憶する。本実施形態では、運転状態の領域分割を、要求トルクと電気角速度とによって行うことで、学習値ＶｎＬを記憶する領域を複数に分割された２次元領域とする。

また、本実施形態では、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωを離間化する離散化処理部Ｂ２０を備える。離散化処理部Ｂ２０では、要求トルクＴｄを、単位トルクＴｕｎｉｔにて除算した整数部分を離散化トルクＴｄｄとして出力するとともに、電気角速度ωを、単位速度ωｕｎｉｔにて除算した整数部分を離散化速度ωｄとして出力する。補正量記憶部Ｂ２４では、学習値ＶｎＬを記憶する上記領域を、この離散化処理部Ｂ２０の出力に対応させて設定している。そして、記憶(学習)が許可される場合、補正量算出部Ｂ１８ａから出力される学習値ＶｎＬを、離散化処理部Ｂ２０から出力される離散化トルクＴｄｄ及び離散化速度ωｄに対応する領域に書き込む。また、学習の許可、不許可にかかわらず、トルクフィードバック制御部Ｂ３０による制御時においては、離散化処理部Ｂ２０から出力される離散化トルクＴｄｄ及び離散化速度ωｄに対応する領域に記憶された学習値ＶｎＬを、補正量Ｖｎｃｏｒとして出力することで、上記ノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１を補正する。

学習指令部Ｂ２２は、トルクフィードバック制御モードであるか電流フィードバック制御モードであるかを示すモード信号や、偏差算出部３２の出力するトルク誤差Δ、離散化トルクＴｄｄ、離散化速度ωｄを入力として、学習を行うか否かを指令する。

図１０に、学習指令部Ｂ２２の処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、トルクフィードバック制御時において、以下の条件（ア）〜（ウ）の論理積条件が成立するか否かを判断する。

（ア）トルク誤差Δの絶対値が単位トルクＴｕｎｉｔよりも小さいとの条件：この条件は、トルクフィードバック制御部３０による制御が定常状態となっているか否かを判断するためのものである。推定トルクＴｅと要求トルクＴｄとが乖離している場合には、実電流の位相βを指令電流の位相βｃに制御したところで、モータジェネレータ１０を流れる電流は最大トルク制御を実現するものとはならないと考えられるため、こうした条件を設定する。

（イ）離散化速度ωｄについての前回値ωｄ（ｎ−１）と今回値ωｄ（ｎ）との差の絶対値がゼロであるとの条件：この条件も、トルクフィードバック制御部３０による制御が定常状態となっているか否かを判断するためのものである。回転速度が変化すると、ノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎ１も変化するため、補正量として適切な値を算出するのが困難となると考えられるため、こうした条件を設定する。

（ウ）離散化トルクＴｄｄについての前回値Ｔｄｄ（ｎ−１）と今回値Ｔｄｄ（ｎ）との差の絶対値がゼロであるとの条件：この条件も、トルクフィードバック制御部３０による制御が定常状態となっているか否かを判断するためのものである。要求トルクＴｄが変化すると、ノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎ１も変化するため、補正量として適切な値を算出するのが困難となると考えられるため、こうした条件を設定する。

上記ステップＳ３０において、上記条件が成立すると判断される場合、ステップＳ３２において、学習指令を出す。すなわち、学習指令信号Ｅｎを「１」とする。これに対し、ステップＳ３０において上記条件が成立しないと判断される場合、ステップＳ３４において、学習を禁止する。換言すれば、学習指令信号Ｅｎを「０」とする。

なお、上記ステップＳ３２，Ｓ３４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。

図１１に、上記補正量算出部Ｂ１８ａの処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、学習指令があるか否かを判断する。そして、学習指令があると判断される場合、ステップＳ４２において、実電流の位相βと指令電流の位相βｃとの差に基づく積分演算を学習値ＶｎＬとして算出する。この積分演算は、先の第１の実施形態と同様、要求トルクＴｄの符号に応じて積分演算器の入力パラメータの符号を適宜反転させることで行われる。これに対し、ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ４４に移行する。ステップＳ４４においては、積分器を停止させ、その値を、補正量記憶部Ｂ２４の出力する補正量Ｖｎｃｏｒに設定する。これは、上記ステップＳ４０において肯定判断される場合に、学習値ＶｎＬを適切な値に迅速に収束させるための設定である。

なお、上記ステップＳ４２，Ｓ４４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１２に、上記補正量記憶部Ｂ２４の処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、学習指令があるか否かを判断する。そして学習指令があると判断される場合、ステップＳ５２において、離散化トルクＴｄｄと離散化速度ωｄにて指定されるレジスタに、現在の学習値ＶｎＬを書き込む。一方、上記ステップＳ５０において否定判断される場合や、ステップＳ５２の処理が完了する場合には、ステップＳ５４において、離散化トルクＴｄｄと離散化速度ωｄにて指定されるレジスタに格納されている値を補正量Ｖｎｃｏｒとして出力する。

なお、上記ステップＳ５４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（６）補正量算出部Ｂ１８ａにて算出された学習値ＶｎＬをモータジェネレータ１０の運転状態毎に記憶する補正量記憶部Ｂ２４を備えた。これにより、補正量Ｖｎｃｏｒとして適切な値を迅速に取得することができる。

（７）トルクフィードバック制御部Ｂ３０による制御が定常状態にあることを条件に学習値ＶｎＬを学習した。これにより、学習値ＶｎＬから、制御の過渡時における応答遅れ等に起因する誤差の影響を好適に排除することができ、ひいては、ノルム算出部３６ａの設計における前提と実際とのずれを高精度に学習することができる。

（８）モータジェネレータ１０の実際のトルクと要求トルクＴｄとの差が所定以下であるとの条件、モータジェネレータ１０の回転変動が所定以下であるとの条件、及び要求トルクＴｄの変動量が所定以下であるとの条件の論理積条件が成立することを条件に学習値ＶｎＬを学習した。これにより、トルクフィードバック制御部Ｂ３０による制御が定常状態にある場合に、学習値ＶｎＬを学習することができる。

（９）学習が禁止される場合、停止されている積分器の保持する値を、現在の補正量Ｖｎｃｏｒにて逐次更新した。これにより、学習が許可されることで積分器の値を迅速に適切な値に収束させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態では、ノルム補正部３６ｂによってノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎを常時補正したがこれに限らない。例えば上記第２の実施形態のように、トルクフィードバック制御部３０による制御が定常状態にあることを条件としてもよい。

・上記第１の実施形態においては、トルクフィードバック制御部３０による制御への切替に際して、位相δの初期値を電流フィードバック制御部２０の指令電圧の位相に基づき設定する一方、ノルムＶｎの初期値については、電流フィードバック制御部２０による制御の履歴を参照しなかったがこれに限らない。例えば、切り替え直前において電流フィードバック制御部２０によって設定される指令電圧のベクトルノルムからノルム算出部３６ａの算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段を備えるようにしてもよい。

・上記第２の実施形態では、学習指令が出されると、補正量算出部Ｂ１８ａにおいて学習値ＶｎＬが算出される都度、補正量記憶部Ｂ２４の値がこの値に書き換えられるようにしたがこれに限らない。例えば、補正量算出部Ｂ１８ａにおいて学習値ＶｎＬが算出される都度、この学習値ＶｎＬと、補正量記憶部Ｂ２４内に記憶された対応する値との加重平均処理を施し、その値を新たに記憶するようにしてもよい。

・上記第２の実施形態では、補正量記憶部Ｂ２４に記憶された学習値ＶｎＬを補正量Ｖｎｃｏｒとして用いたがこれに限らない。例えば、補正量算出部Ｂ１８ａに代えて、先の第１の実施形態の積分器Ｂ１８を備えて且つ、積分器Ｂ１８の出力値と、補正量記憶部Ｂ２４に記憶された値（積分器Ｂ１８の過去の出力値）との加重平均処理を施した値を補正量Ｖｎｃｏｒとしてもよい。この場合、積分器において常時学習値ＶｎＬが算出されるようにしても補正量Ｖｎｃｏｒの値が適切な値となるように、重み係数を適合するとよい。また、この際、積分器に代えて、比例積分演算器や、比例積分微分演算器を用いてもよい。

・上記第２の実施形態では、補正量記憶部Ｂ２４において、学習値ＶｎＬを記憶するための領域を区分するパラメータとして、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωを用いたがこれに限らない。例えば、推定トルクＴｅ及び電気角速度ωであってもよい。また例えば、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ及び回転速度であってもよい。更に例えば、これらに温度を含めてもよい。加えて、要求トルクＴｄのみ、又は電気角速度ωのみであってもよい。更に、トルクや回転速度にかかわらず、温度によって区分される領域毎に補正量を記憶してもよい。更に、補正量を記憶する単一の領域を備えるのみであっても、補正量が適切な値に収束するまでの時間を短縮することが可能となるとも考えられる。

・トルクフィードバック制御部３０による制御が定常状態にあるとの条件は、トルク誤差Δの絶対値が所定以下であるとの条件と、回転速度の変動量が所定以下であるとの条件と、要求トルクＴｄの変化量が所定以下であるとの条件との論理積条件に限らない。例えば、これら３つの条件のうちの２つ又は１つが成立するとの条件としてもよい。また例えば、位相設定部３４の積分器の値の変動量が所定以下であるとの条件や、位相設定部３４の出力する位相δの変動量が所定以下との条件等であってもよい。

・上記各実施形態では、積分器Ｂ１８や補正量算出部Ｂ１８ａに入力されるパラメータの符号を、要求トルクＴｄの符号に応じて反転させたがこれに限らず、例えば推定トルクＴｅの符号に応じて反転させてもよい。また、積分器Ｂ１８や補正量算出部Ｂ１８ａの入力パラメータの符号を反転させる代わりに、積分ゲインの符号を反転させるなどしてもよい。

・上記各実施形態では、最大トルク制御を行うようにしてトルクフィードバック制御部３０を設計したがこれに限らない。例えば最大効率制御や「ｉｄ＝０」制御等を行うように設計してもよい。この場合であっても、電流フィードバック制御部２０が同様に最大効率制御や「ｉｄ＝０」制御等を行うものであるなら、トルクフィードバック制御部３０による制御と電流フィードバック制御部２０による制御との切替に際してインバータＩＶの出力変動を抑制することができる。もっとも、電流フィードバック制御部２０が同様の制御を行わない場合であっても、補正量ＶｎｃｏｒにてノルムＶｎ１を補正することは、トルクフィードバック制御部３０に、制御設計で意図したとおりの制御を行わせるうえで有効である。

・上記各実施形態では、ノルム補正部３６ｂにおいて、実電流ｉｄ，ｉｑの位相を指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの位相にフィードバック制御するための操作量を算出したが、これに限らず、実電流ｉｄ，ｉｑの振幅を指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの振幅にフィードバック制御するための操作量を算出してもよい。この場合であっても、上記の式（ｃ２）により、位相βが一義的に定まるため、インバータＩＶの出力電圧を電流フィードバック制御部２０によるものと同一とすることができる。

・上記各実施形態では、電流フィードバック制御部２０において、フィードバック制御部２５，２６の出力を直接指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとしたが、これに限らない。例えば、フィードバック制御部２５，２６の出力に、非干渉項をフィードフォワード項として加えることで、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを算出してもよい。ただし、この場合、電流フィードバック制御部２０による制御への切替に際し、フィードバック制御部２５，２６の積分項の初期値を、上記各実施形態において算出される値から非干渉項によって加えられる値を予測してこれを減算した値とすることが望ましい。

・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。

・回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。この際、位相δ及びノルムＶｎ１によってトルクを表現したモデルについて、ノルムＶｎ１によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなる条件を満たすノルムＶｎ１と、位相δとが１対１に対応する関係を有するなら、この条件を満たすノルムＶｎ１に基づき操作信号を生成してもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる指令電流設定部の処理の詳細を示す図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 同実施形態にかかるノルム算出部の処理の詳細を示す図。 同実施形態にかかるノルム補正部に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切替処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切替処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるノルム補正部に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる学習指令部の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる補正量算出部の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる補正量記憶部の処理手順を示す流れ図。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、２０…電流フィードバック制御部、３０…トルクフィードバック制御部、３４…位相設定部、３６…ノルム設定部、３６ａ…ノルム算出部（開ループ制御手段の一実施形態）、３６ｂ…ノルム補正部（補正量算出手段の一実施形態）、ＩＶ…インバータ、ＣＶ…コンバータ。

Claims (12)

1. 回転機のトルクを制御すべく電力変換回路の出力電圧の位相を操作する電圧位相操作手段を備える回転機の制御装置において、
   前記電圧位相操作手段は、
   前記回転機の実際のトルクを目標値にフィードバック制御するための操作量として前記出力電圧の位相を操作する位相操作手段、
   前記目標値と前記回転機の回転速度とを入力として、前記回転機を流れる電流を前記目標値とするための指令電流に開ループ制御すべく前記電力変換回路の出力電圧のベクトルノルムを設定する開ループ制御手段、
   前記回転機を流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御するための操作量としての前記ベクトルノルムの補正量によって前記開ループ制御手段により設定される前記ベクトルノルムを補正する補正手段、
   及び該補正手段によって補正されたベクトルノルムとなるように前記電力変換回路を操作するノルム操作手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記補正手段は、前記回転機のトルクが正の場合、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも大きいときに前記ベクトルノルムを大きくなるように補正し、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも小さいときに前記ベクトルノルムを小さくなるように補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記補正手段は、前記回転機のトルクが負の場合、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも小さいときに前記ベクトルノルムを大きくなるように補正し、前記回転機を流れる電流の位相が前記回転機に対する指令電流の位相よりも大きいときに前記ベクトルノルムを小さくなるように補正することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段として、前記回転機を流れる電流の位相と前記回転機に対する指令電流の位相との差を入力とする積分要素を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段を備え、
   該補正量算出手段は、前記電圧位相操作手段による前記回転機のトルクの制御が定常状態にあることを条件に前記補正量を算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段を備え、
   該補正量算出手段は、前記回転機の実際のトルクと前記目標値との差が所定以下であるとの条件、前記回転機の回転変動が所定以下であるとの条件、及び前記トルクの目標値の変動量が所定以下であるとの条件の少なくとも１つが成立することを条件に前記補正量を算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記補正手段は、前記開ループ制御手段によって設定されるベクトルノルムを補正するための補正量算出手段と、算出された補正量を記憶する記憶手段とを備え、該記憶手段に記憶された補正量に基づき前記補正を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記記憶手段は、前記補正量算出手段によって算出された補正量を、前記回転機の運転状態を示すパラメータによって分割された領域毎に記憶するものであり、
   前記補正手段は、前記回転機の運転状態を示すパラメータを入力とし、該入力されたパラメータに該当する領域に記憶された補正量に基づき前記補正を行うことを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記記憶手段は、前記電圧位相操作手段による前記回転機のトルクの制御が定常状態にあることを条件に前記補正量を記憶することを特徴とする請求項７又は８記載の回転機の制御装置。
10. 前記記憶手段は、前記回転機の実際のトルクと目標値との差が所定以下であるとの条件、前記回転機の回転変動が所定以下であるとの条件、及び前記トルクの目標値の変動量が所定以下であるとの条件の少なくとも１つが成立することを条件に前記補正量を記憶することを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記回転機を流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御する電流フィードバック制御手段と、
    前記電流フィードバック制御手段による前記電力変換回路の操作と前記電圧位相操作手段による前記電力変換回路の操作との切り替えを行う切替手段とを更に備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備える回転機の制御システム。

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