JP5182302B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

さらに、近年、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性が上記三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

なお、モデル予測制御を行うものとしては、他にも例えば下記特許文献２に記載されているもの等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２００６−１７４６９７号公報

ただし、上記モデル予測制御を用いる場合、電動機の電気角速度が大きくなるほど、また、操作状態の更新周期が長くなるほど、制御精度が低下する傾向があることが発明者によって見出されている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、電気角速度の上昇や操作状態の更新周期の設定による制御性の低下を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を、該制御量および該制御量を算出するためのパラメータのいずれかと前記電力変換回路の出力電圧ベクトルとについての回転座標系での離散化された関係情報に基づき予測する予測手段と、前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分を、前記仮設定された操作状態が採用された場合の該操作状態への操作タイミングから前記制御量の予測対象となるタイミングまでの期間の中間のタイミングにおける値に設定することを特徴とする。

電力変換回路の出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分は、回転機の回転に伴って変化する。このため、例えば上記各成分を上記操作タイミングに設定する場合には、実際の出力電圧ベクトルに対して位相の遅れた出力電圧ベクトルが印加された場合についての予測がなされることとなる。特に、この位相遅れは、電気角速度が大きいほど、また、上記操作状態の更新周期が長いほど、大きくなる。この点、上記発明では、出力電圧ベクトルの各成分を、上記操作タイミングから前記制御量の予測対象となるタイミングまでの期間の中間の任意のタイミングにおける値に設定するために、離散化に伴う誤差を好適に抑制することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記制御量および該制御量を算出するためのパラメータのいずれかと前記電力変換回路の出力電圧ベクトルとを回転座標系において関係付けたモデルを前進差分法または後退差分法によって離散化したものにおいて、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの各成分を、前記中間のタイミングにおける値に補正することを特徴とする。

なお、上記発明において、前進差分法を前提とするなら、予測手段を簡素に構築することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルを、前記期間の中央におけるベクトルに設定することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルを、前記期間における平均値に設定することを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの各成分を、前記電力変換回路の次回の操作状態による操作タイミングにおける値と前記制御量の予測対象となるタイミングにおける値との中央値に設定することを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、第１予測手段であり、前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を前記関係情報を用いて予測する第２予測手段を更に備え、前記第２予測手段は、前記既に決定された操作状態に対応する前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分を、前記既に決定された操作状態による操作タイミングから前記初期値の予測対象となるタイミングまでの期間の中間のタイミングにおける値に設定することを特徴とすることを特徴とする。

電力変換回路の操作状態を仮設定した場合について次回の操作状態による操作タイミングにおける制御量を高精度に予測する上では、次回の操作状態による操作タイミングに極力近似した時点での予測処理の初期値（制御量又は制御量を算出可能な物理量）を得ることが望まれる。ただし、制御量の予測を実際に操作がなされる時点よりも前に行う必要があるため、この時点又はこの時点に極力近似した時点での初期値を検出によって求めることは不可能又は困難である。この点、上記発明では、第２予測手段を備えることで、第１予測手段の予測に用いられる初期値を極力適切な値とすることができる。このため、モデル予測制御による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法または後退差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。なお、モデルの簡素化の観点から、前進差分法を用いることが望ましい。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いる。また、ｄｑ軸上の電圧ベクトルを、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出されたθ（ｎ）における値を初期値とする１制御周期Ｔｃにわたる時間積分値を制御周期Ｔｃで除算したものとする。これは、以下の式（ｃ５）によって表現される。

なお、上記の式（ｃ５）におけるαβ軸上での電圧ベクトル（Ｖα、Ｖβ）は、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、３次元表示から２次元表示に変換することで得られるものである。具体的には、Ｕ相をα軸と同位相とし、これと直交するようにβ軸を定める。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いる。また、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度θ（ｎ）＋ωＴｃを初期値とする１制御周期Ｔｃにわたる時間積分値を制御周期Ｔｃで除算した値とする。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図４に、上記処理のうち、特にステップＳ１２，１８におけるｄｑ軸上の電圧ベクトルＶｄｑ（ｎ）、Ｖｄｑ（ｎ＋１）の設定の効果を示す。この図では、ステップＳ１２、Ｓ１８において、前進差分法近似による電圧ベクトルであるθ（ｎ）での値やθ（ｎ）＋ωＴｃでの値を用いた場合（補正なし）と、前進差分法による離散化を前提としつつ上記処理を行った場合（補正あり）とを比較して示している。図示されるように、本実施形態では、制御量としての電流の誤差を低減できている。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの操作状態の仮設定に際してのインバータＩＶの出力電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の回転座標系における各成分を、仮設定された操作状態が採用された場合の操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）から制御量の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋２ωＴｃ」となるタイミング）までの期間の中間の任意のタイミングにおける値に設定した。これにより、離散化に伴う誤差を好適に抑制することができる。

（２）モータジェネレータ１０を流れる電流とインバータＩＶの出力電圧ベクトルとを回転座標系において関係付けたモデルを前進差分法等によって離散化したものにおいて、操作状態の仮設定に際してのインバータＩＶの出力電圧ベクトルの各成分を、中間の任意のタイミングにおける値に補正した。これにより、基本的には前進差分法や後退差分法を用いるため、離散化誤差の補償手段を簡素に構築することができる。

（３）操作状態の仮設定に際してのインバータＩＶの出力電圧ベクトルを、上記期間における平均値に設定した。これにより、離散化に伴う誤差を好適に抑制することができる。

（４）次回の更新タイミングにおける操作状態による制御量の予測に際しての初期値の算出において、既に決定された操作状態に対応するインバータＩＶの出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分を、既に決定された操作状態による操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）」となるタイミング）から初期値の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）までの期間の中間の任意のタイミングにおける値に設定した。これにより、モデル予測制御による制御量の予測に用いる初期値を高精度に設定することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モデル予測制御における電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）の設定を、図５に示すように変更する。図５は、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

本実施形態では、ステップＳ１２ａにおいて、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、既に決定された操作状態による操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）」となるタイミング）における値と、初期値の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）における値との平均値に設定する。すなわち、下記の式（ｃ６）とする。

また、ステップＳ１８ａにおいて、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、仮設定された操作状態が採用された場合の操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）における値と、電流の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋２ωＴｃ」となるタイミング）における値との平均値に設定する。

こうした設定によっても、誤差の低減効果は、先の図４に示したものと同一（誤差の数値が同一）となることが発明者によって見出された。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モデル予測制御における電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）の設定を、図６に示すように変更する。図６は、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

本実施形態では、ステップＳ１２ｂにおいて、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、既に決定された操作状態による操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）」となるタイミング）と、初期値の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）との中央のタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ／２」となるタイミング）における値に設定する。すなわち、下記の式（ｃ７）とする。

また、ステップＳ１８ｂにおいて、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、仮設定された操作状態が採用された場合の操作タイミング（電気角が「θ（ｎ）＋ωＴｃ」となるタイミング）と、電流の予測対象となるタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋２ωＴｃ」となるタイミング）との中央のタイミング（電気角が「θ（ｎ）＋３ωＴｃ／２」となるタイミング）における値に設定する。

こうした設定によっても、誤差の低減効果は、先の図４に示したものと同一（誤差の数値が同一）となることが発明者によって見出された。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ８）、（ｃ９）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ１０）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ８）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ９）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ１０）
ちなみに、上記の式（ｃ１０）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、β（α≠β、α≠０、β≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。

ここで、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜離散化誤差の補償手法について＞
モデル予測制御におけるインバータＩＶの操作状態の仮設定として、その出力電圧の回転座標系における各成分を、操作状態の更新タイミングから制御量の予測対象となるタイミングまでの期間の中間の任意のタイミングにおける値とする手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、上記期間の「１／３」の期間における値等であってもよい。

さらに、離散化手法として、前進差分法や後退差分法に代えて、双一次近似を用いるものであってもよい。なお、例えば第１の実施形態をこれにて変更する場合、離散化された２つの線型方程式を、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）にて解いた２つの線型方程式において、後退差分法同様、電気角速度ωの２乗が生じる等、その線型方程式自体が複雑なものとなる。

また、モデル予測制御手段を、固定座標系でのモデルを用いて制御量等を予測するものとしても、上記同様の補償手法を利用することは有効である。すなわち、固定座標系では、インダクタンスや磁束といったモータパラメータや、無次元の係数が電気角に依存するため、これらについて上記補償手法を適用することで離散化誤差を抑制することができる。ただし、この場合、モデル予測制御手段自体が複雑なものとなる。
＜モデル予測手法について＞
・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合、更新タイミングのそれぞれにおける操作状態に対応した出力電圧ベクトルの各成分を、更新タイミングからこの更新タイミングの操作に対応した予測対象となるタイミングまでの中間の任意のタイミングにおける値とすることが望ましい。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）の予測に際して用いる出力電圧ベクトルの設定手法と、この予測の初期値の予測に際して用いる出力電圧ベクトルの設定手法とを同一としなくてもよい。すなわち例えば、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）の予測に際して用いる出力電圧ベクトルの設定手法として、第１の実施形態の手法を用いて且つ、この予測の初期値の予測に際して用いる出力電圧ベクトルの設定手法として、第２の実施形態の手法を用いてもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流等を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流等の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・上記各実施形態では、可能な操作状態（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）の全てを仮設定の対象として、これら全てについて制御量を予測したがこれに限らない。例えばスイッチング状態の切り替えられる相数が多い操作状態を仮設定対象からはずしてもよい。
＜制御量について＞
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
＜その他＞
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の各端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の各端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば上記特許文献２に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (7)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を、該制御量および該制御量を算出するためのパラメータのいずれかと前記電力変換回路の出力電圧ベクトルとについての回転座標系での離散化された関係情報に基づき予測する予測手段と、
   前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分を、前記仮設定された操作状態が採用された場合の該操作状態への操作タイミングから前記制御量の予測対象となるタイミングまでの期間の中間のタイミングにおける値に設定することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記予測手段は、前記制御量および該制御量を算出するためのパラメータのいずれかと前記電力変換回路の出力電圧ベクトルとを回転座標系において関係付けたモデルを前進差分法または後退差分法によって離散化したものにおいて、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの各成分を、前記中間のタイミングにおける値に補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルを、前記期間の中央におけるベクトルに設定することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルを、前記期間における平均値に設定することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
5. 前記予測手段は、前記操作状態の仮設定に際しての前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの各成分を、前記電力変換回路の次回の操作状態による操作タイミングにおける値と前記制御量の予測対象となるタイミングにおける値との中央値に設定することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
6. 前記予測手段は、第１予測手段であり、
   前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を前記関係情報を用いて予測する第２予測手段を更に備え、
   前記第２予測手段は、前記既に決定された操作状態に対応する前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの回転座標系における各成分を、前記既に決定された操作状態による操作タイミングから前記初期値の予測対象となるタイミングまでの期間の中間のタイミングにおける値に設定することを特徴とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、
   前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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