JP5510041B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

ところで、インバータの出力線間電圧の基本波振幅が入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域において上記モデル予測制御を行なうに際し、モデル予測制御の予測区間が６次の高調波の周期と比較して短く設定される場合には、実際の電流の平均値と指令電流との間に乖離が生じることが知られている。これは、過変調領域においては６次の高調波が支配的である一方、その周期よりも短いタイムスケールで予測される電流と指令電流との差を最小化するインバータの操作状態が選択されることで、変調率を大きくするうえで要求される操作状態の利用が回避されることに起因している。

そこで従来は、例えば下記非特許文献１に見られるように、変調率を入力として６次の高調波電流を予測し、これを指令電流に重畳することで、指令電流自体を６次の高調波を含んだものとすることも提案されている。これにより、変調率を大きくするうえで要求される操作状態に基づき予測される電流と指令電流との偏差が小さくなりやすくなり、ひいては実際の電流の平均値を指令電流に制御することができる。

特開２００８−２２８４１９号公報

穂積、石田、道木、大熊、「インバータの過変調領域を考慮したモデル予測制御に基づくＰＭＳＭの高応答トルク制御系」、平成２１年電気学会産業応用部門大会

ただし、上記非特許文献１に記載された技術では、変調率毎に６次成分の値を定めたマップが必要となるため、マップの作成工数が膨大となり、また制御装置に記憶させるべきデータ量も膨大となる。また、変調率毎に６次成分の値を定める際には、電動機として特定の特性を前提とするため、電動機の個体差や経時変化によって、算出される６次成分の誤差が大きくなりやすく、ひいては制御量の制御性が低下しやすい。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、過変調領域においてモデル予測制御を行なうに際し、制御量の制御性を好適に向上させることのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

第１の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量を取り込み、該予測された制御量に含まれる高調波成分を減衰させて前記評価関数に入力する減衰手段とを備えることを特徴とする。

回転機を過変調領域において駆動する場合、制御量には、６次の高調波が重畳する。そして、モデル予測制御によれば、この高調波による制御量の制御性の低下を微視的なタイムスケールで最も低減できるように操作状態が選択されることで、制御量の平均値が指令値から乖離する問題が生じる。上記発明では、この点に鑑み、評価関数の入力パラメータとしての予測手段によって予想された制御量の高調波成分を減衰させる。これにより、上記予測された制御量に高調波成分が顕著に含まれることに起因して制御量の平均値の制御性が低下することを好適に抑制することができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記減衰手段は、前記予測された制御量の基本波成分を選択的に透過させつつ前記高調波成分を減衰させる機能と、該減衰させる機能に起因した前記基本波成分の位相の遅れを補償する機能とを有することを特徴とする。

制御量の基本波成分を選択的に透過させつつ前記高調波成分を減衰させる機能を搭載する場合、基本波成分の位相が遅れることで制御が不安定化するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、基本波成分の位相の遅れを補償する機能を有することで、こうした問題を好適に抑制することができる。

第３の発明は、第１または第２の発明において、前記減衰手段は、位相遅れ補償器を備えて構成されることを特徴とする。

制御量の基本波成分を選択的に透過させつつ前記高調波成分を減衰させる機能を搭載する場合、基本波成分の位相が遅れることで制御が不安定化するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、基本波成分の位相の遅れを補償する機能を有することで、こうした問題を好適に抑制することができる。

第４の発明は、第１または第２の発明において、前記減衰手段は、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量を入力とするローパスフィルタと、該予測された制御量についての前記ローパスフィルタによる処理のなされたものとなされないものとの加重平均処理を行なう手段とを備えて構成されることを特徴とする。

ローパスフィルタを搭載する場合、基本波成分の位相が遅れることで制御が不安定化するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、ローパスフィルタによる処理のなされないものを所定の割合で含めることで基本波成分の位相の遅れを補償する。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、前記回転機の状態量が急変する過渡状態を判断する過渡状態判断手段と、前記過渡状態判断手段によって前記過渡状態であると判断される場合、前記減衰手段による前記高調波成分を減衰させる処理を制限する制限手段とを更に備えることを特徴とする。

過渡状態においては、制御量を急変させる必要が生じるにもかかわらず、減衰手段によって制御量の高調波成分を減衰させる処理によって、問題となる６次の高調波成分とは関係なく上記過渡故の制御量の変化が減衰されるおそれがある。そしてこの場合には、制御性が低下する等の問題を生じる。上記発明では、この点に鑑み、制限手段を備えた。

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備え、前記減衰手段は、前記電力変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記電力変換回路の入力電圧を規定値以上上回ることを条件に前記高調波成分を減衰させる処理を行うことを特徴とする。

上記発明では、過変調領域に特有の６次の高調波の影響が生じる場合に高調波成分を減衰させる処理を行なうことができる。

第７の発明は、第１〜６のいずれか１つの発明において、前記減衰手段によって高調波成分が減衰される制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機の磁束および前記回転機のトルクの少なくとも１つであることを特徴とする。

第８の発明は、第１〜７のいずれか１つの発明において、前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるモデル予測制御の手順を示す流れ図。 過変調領域において生じる問題を説明するための図。 ローパスフィルタの挿入による問題を示す図。 位相遅れ補償器の特性を示すボード線図。 位相遅れ補償器を用いる場合とローパスフィルタを用いる場合との比較結果を示すボード線図。 上記実施形態における過変調領域の処理を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる位相遅れ補償効果を示すボード線図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

以下では、まず「１．低変調率での制御」について説明した後、「過変調領域での制御」について説明する。
「１．低変調率での制御」
電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度よってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
「２．過変調領域での制御」
ところで、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ（固定値）を入力することで、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）のノルムが一義的に定まる。このノルムは、モータジェネレータ１０の電気角θが「３６０°」回転することで、図４（ａ）に示す２次元固定座標系において「３６０°」回転する。ここで、インバータＩＶによって実現可能な出力電圧は、図４（ａ）に示すように、１辺の長さが「√（２／３）×ＶＤＣ」の６角形内の領域に制限される。このため、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）の終点が描く曲線（円）としての上限は、図４（ａ）に示した半径「ＶＤＣ／√２」の円（６角形の内接円）となる。この状態は、インバータＩＶの出力線間電圧の基本波成分が入力電圧と一致していることを意味し、このときの変調率を「２／√３」と定義する。

本実施形態では、変調率が「２／√３」よりも大きい領域を過変調領域とする。過変調領域においても変調率をさらに上昇させることができることが周知である。ただし、過変調領域である場合、すなわち、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに応じた上記指令電圧ベクトルのノルムが上記円の半径よりも大きくなる場合、モータジェネレータ１０の電気角によっては指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを実現することはできず、これに起因してモータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波成分が重畳される。すなわち、図４（ｂ）に示す円にて表現される指令電圧ベクトルの場合、指令電圧ベクトルの終点が上記６角形の領域内に入る破線部分では指令どおりに電圧が出力され、６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分は６角形に制約された電圧が出力され、これが電気角周波数の６倍の周期で繰り返される。このため、モータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波が重畳される。

この６次の高調波の重畳によって電流が変動したとしてもその平均値が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなるなら、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御することができる。ただし、上記評価関数Ｊを用いてインバータＩＶの操作状態を決定する場合、モータジェネレータ１０の実際のトルクと要求トルクＴｒとの間に定常的な乖離が生じる。これは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）となると予測されるタイミングと現在時との間の時間間隔（予測間隔）が上記高調波の周期と比較して小さいことに起因している。すなわち、この場合、局所的なタイムスケースにおいて予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を最小にするための操作状態が選択される。例えば、インバータＩＶの出力電圧からの制約により実際の電流を指令電流とすることができない領域とこれを上回る制御が可能な領域とが存在する。そして、上回る制御が可能な領域においては、指令電流と予測電流との差を最小とする操作状態が選択されるため、指令電流を上回る操作状態の使用が回避され、電流の平均値が指令電流に対して不足する。

ちなみに、上記定常偏差は、高調波の周期以上の長期間にわたって都度の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を評価することで次回の操作状態を決定するなら、解消しうる。ただし、この場合には演算負荷が過大となる。

そこで本実施形態では、先の図１に示した処理によって過変調領域における定常偏差の抑制を図る。

先の図１に示すように、予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅは、位相遅れ補償器５０に取り込まれる。位相遅れ補償器５０は、予測電流ｉｄｅの基本波成分を選択的に透過させて且つ、高調波成分を減衰させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。本実施形態では、位相遅れ補償器５０として、電気角速度ωに応じて可変設定される時定数τと、定数α（０＜α＜１）とによって「（１＋ατｓ）／（１＋τｓ）」にて表現されるものを用いる。一方、セレクタ５２は、位相遅れ補償器５０によってフィルタ処理された予測電流ｉｄｅと、予測部３３から出力された予測電流ｉｄｅとのいずれかを選択的に操作状態決定部３４に出力する。

また、予測部３３によって予測される予測電流ｉｑｅは、位相遅れ補償器６０に取り込まれる。位相遅れ補償器６０は、予測電流ｉｑｅの基本波成分を選択的に透過させて且つ、高調波成分を減衰させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。本実施形態では、位相遅れ補償器６０として、電気角速度ωに応じて可変設定される時定数τと、定数α（０＜α＜１）とによって「（１＋ατｓ）／（１＋τｓ）」にて表現されるものを用いる。一方、セレクタ６２は、位相遅れ補償器６０によってフィルタ処理された予測電流ｉｑｅと、予測部３３から出力された予測電流ｉｑｅとのいずれかを選択的に操作状態決定部３４に出力する。

上記位相遅れ補償器５０，６０の出力は、指令電圧ベクトルの終点が、先の図４（ｂ）に示した上記６角形の領域内に入る破線部分と６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分との周期的な繰り返しに起因した電流の変動成分を好適に抑制したものとなっている。換言すれば、上記位相遅れ補償器５０，６０の出力は、上記６次の高調波の影響を平均化したものとなっている。このため、この電流を評価関数Ｊの入力とすることで、電流の平均値と指令電流との偏差を最も小さくする操作状態の評価が最も高いものとなる。

ここで、評価関数Ｊの入力パラメータとして位相遅れ補償器を選択し、単純なローパスフィルタとしなかったのは、制御の安定性を確保するためのである。図５（ａ）に、ローパスフィルタの出力を評価関数Ｊの入力パラメータとした場合の制御性を示す。図示されるように、評価関数Ｊの入力パラメータをローパスフィルタの出力に切り替えることで（制御ＯＮ）、実電流ｉｄ，ｉｑの変動が非常に大きくなっている。図５（ｂ）に、モデル予測制御器の伝達関数Ｇｃ（ｓ）と、むだ時間要素の伝達関数ｅｘｐ（−ｓＴ）と、プラントの伝達関数Ｐ（ｓ）とを「（ωｃ／ｓ）ｅｘｐ（−ｓＴ）」として且つ、ローパスフィルタの伝達関数を１次遅れの伝達関数「１／（１＋τｓ）」とした場合の１巡伝達関数Ｇ０（ｓ）のボード線図を示す。図示されるように、位相余裕が小さく、安定度が低い。なお、上記モデル予測制御器とプラントとの伝達関数を「ωｃ／ｓ」としたのは、これが実験結果をよく近似するとの知見による。

これに対し、図６に、位相遅れ補償器５０，６０のボード線図を示す。図示されるように、この場合、上記定数αを「１」に近づけるほど位相遅れの補償度合いを増大させることができる。

図７に、位相遅れ補償器５０，６０を用いた場合と、単純なローパスフィルタ（１次遅れフィルタ）を用いた場合とのボード線図を対比して示す。図示されるように、位相遅れ補償器５０，６０を用いることで位相余裕を増大させることができる。

図８に、本実施形態にかかる予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの補正処理（位相遅れ補償器５０，６０の出力の採用）の有無の切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、指令電流設定部２４によって設定される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから要求されるインバータＩＶの出力電圧ベクトル（平均電圧ベクトルＶａ）を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、上記指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力することで算出することができる。続くステップＳ３２においては、変調率Ｍを算出する。これは、電源電圧ＶＤＣと、平均電圧ベクトルＶａとを用いて、「（｜Ｖａ｜／ＶＤＣ）√（８／３）」となる。続くステップＳ３４では、過変調領域であるか否かを判断する。そして過変調領域であると判断される場合、ステップＳ３６において、指令電流ベクトル（ｉｄｒ、ｉｑｒ）と実電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）との差ベクトルのノルムが閾値ΔＩｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の状態量が急変する過渡状態であるか否かを判断するためのものである。そして、閾値ΔＩｔｈ以下であると判断される場合、過渡状態ではないことから、ステップＳ３８において、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを位相遅れ補償器５０，６０によって補正する処理を行なう。ちなみに、この際、予測部３３の入力についても、実電流ｉｄ，ｉｑからローパスフィルタ４０，４４の出力に切り替える。

このように、本実施形態では、過変調領域であることと過渡状態ではないこととの論理積が真である場合に、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを補正した。ここで、過渡状態ではないことを条件としたのは、位相遅れ補償器５０，６０が、上記６次の高調波以外に過渡状態に起因した成分をも減衰させる可能性があることに鑑みたものである。

なお、上記ステップＳ３８の処理が完了する場合や、ステップＳ３４、Ｓ３６において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図９（ａ）に本実施形態の効果を示す。図示されるように、評価関数Ｊの入力パラメータを予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから、これを位相遅れ補償器５０，６０によってフィルタ処理したものに切り替える（制御ＯＮ）ことで、実電流ｉｄ，ｉｑの平均値の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する追従性が向上する。一方、図９（ｂ）に、位相遅れ補償器５０，６０に代えて１次遅れフィルタを用いた場合を示す。ちなみに、図１０は、図９（ａ）の拡大図である。

図１１（ａ）に、本実施形態にかかる要求トルクＴｒへのトルクＴの制御結果を示す。これに対し、図１１（ｂ）は、位相遅れ補償器５０，６０を用いない場合を示す。図示されるように、図１１（ｂ）に示す例ではトルクＴの平均値が要求トルクＴｒに対して定常的に小さい側にずれているのに対し、本実施形態では、トルクＴの平均値は要求トルクＴｒに良好に制御される。

なお、上記図９〜図１１においては、実際には、位相遅れ補償器５０，６０として、上記アナログフィルタの伝達関数をオイラー近似「ｓ＝（ｚ−１）／ｚＴ」によってデジタルフィルタに変換したものを用いた。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを取り込み、その高調波成分を減衰させて評価関数Ｊに入力した。これにより、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに高調波成分が顕著に含まれることに起因して制御量の平均値の制御性が低下することを好適に抑制することができる。

（２）位相遅れ補償器５０，６０を用いることで、高調波成分を減衰させつつも、基本波成分の位相遅れを補償することができる。

（３）過渡状態であると判断される場合、高調波成分を減衰させる処理を禁止した。これにより、問題となる６次の高調波成分とは関係なく上記過渡故の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化が減衰される事態を好適に回避することができる。

（４）過変調領域となることを条件に高調波成分を減衰させる処理を行った。これにより、過変調領域に特有の６次の高調波の影響が生じる場合に高調波成分を減衰させる処理を行なうことができる。

（５）過変調領域において、実電流ｉｄ，ｉｑをローパスフィルタ４０，４４によってフィルタ処理したものを予測部３３に入力した。これにより、制御量の平均値の制御性をより向上させることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４０に取り込まれる。ローパスフィルタ４０は、実電流ｉｄの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４２は、ローパスフィルタ４０の出力信号を予測部３３に出力するか否かを切り替える。一方、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｑは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４４に取り込まれる。ローパスフィルタ４４は、実電流ｉｑの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４６は、ローパスフィルタ４４の出力信号を予測部３３に出力するか否かを切り替える。

これにより、切替部４２，４６によってローパスフィルタ４０，４４の出力信号が予測部３３に入力される場合には、予測部３３では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づく予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの算出に加えて、ローパスフィルタ４０，４４の出力信号に基づく予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬの算出を行なう。

そして、ローパスフィルタ４０，４４の出力信号に基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅＬは、１次遅れフィルタであるローパスフィルタ５４に取り込まれる。ローパスフィルタ５４は、予測電流ｉｄｅＬの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。一方、加算部５６では、１次遅れフィルタであるローパスフィルタ５４の出力信号に重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とを加算することで、ローパスフィルタ５４の出力信号と予測電流ｉｄｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ５２では、加算部５６の値と、予測電流ｉｄｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。

また、ローパスフィルタ４０，４４の出力信号に基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｑｅＬは、ローパスフィルタ６４に取り込まれる。ローパスフィルタ６４は、予測電流ｉｑｅＬの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。一方、加算部６６では、ローパスフィルタ６４の出力信号に重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｑｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とを加算することで、ローパスフィルタ６４の出力信号と予測電流ｉｑｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ６２では、加算部６６の値と、予測電流ｉｑｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。

ここで、加算部５６，６６の出力は、図１３に示すように、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの高調波成分を除去しつつも、基本波成分の位相遅れが低減されたものとなっている。これは、ローパスフィルタ５４，６４によるフィルタ処理のなされない成分を含むためである。ここで、位相遅れ補償の効果は、上記重み係数αをゼロに近づけるほど大きくなる。

図１４（ａ）に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、評価関数Ｊの入力パラメータを予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから、加算部５６，６６の出力に切り替えることで（制御ＯＮ）、実電流ｉｄ，ｉｑの平均値と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの誤差が低減される。図１４（ｂ）に、評価関数Ｊの入力パラメータを予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから、ローパスフィルタ５４，６４の出力に切り替える場合を対比して示す。ちなみに、図１５は、図１４（ａ）の拡大図である。

図１６（ａ）に、本実施形態にかかる要求トルクＴｒへのトルクＴの制御結果を示す。これに対し、図１６（ｂ）は、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅをフィルタ処理なし（補正なし）で用いる場合を示す。図示されるように、図１６（ｂ）に示す例ではトルクＴの平均値が要求トルクＴｒに対して定常的に小さい側にずれているのに対し、本実施形態では、トルクＴの平均値は要求トルクＴｒに良好に制御される。

以上説明した本実施形態によっても先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

なお、上記図１４〜図１６においては、実際には、位相遅れ補償器５０，６０として、上記アナログフィルタの伝達関数をオイラー近似「ｓ＝（ｚ−１）／ｚＴ」によってデジタルフィルタに変換したものを用いた。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図１７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３６では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ２４ａでは、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、βを乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。なお、トルクと磁束との関係式が「Ｔ＝Ｐ×Ｉａ×Φ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）；Ｉａ：電流振幅、θｖ：電圧位相角、θｉ：電流位相角」であることに鑑みれば、「α＝１、β＝｜Ｐ×Ｉａ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）｜」とすることが望ましい。

ここで、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

ここで、本実施形態では、過変調領域において、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部３６によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅのそれぞれを位相遅れ補償器８０，８２，８４によってフィルタ処理したものへと切り替える。なお、変調率が小さい領域等では、セレクタ８６，８８，９０の操作によって、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部３６によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅとに切り替える。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜高調波成分を減衰させる機能について＞
ローパスフィルタとしては、１次遅れフィルタに限らず、例えばバタワース低域フィルタ等であってもよい。また、高調波成分を減衰させる機能としては、ローパスフィルタに限らない。例えば基本波成分を選択的に透過させるバンドパスフィルタであってもよい。
＜基本波成分の位相の遅れを補償する機能について＞
例えば第２の実施形態において、重み（１−α）の乗算対象を予測部３３の出力する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとする代わりに、ローパスフィルタ５４，６４の出力する電流ｉｄｌｐｆ，ｌｑｌｐｆを位相進み補償器に入力した際の出力としてもよい。

上記第２の実施形態において、ローパスフィルタ４０，４４の出力を用いることなく、実電流ｉｄ，ｉｑを用いて予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅをローパスフィルタ５４，６４の入力としてもよい。

もっとも、減衰手段としては、この補償する機能を備えなくてもよい。この場合であっても、例えばモータジェネレータ１０の厳密なモデルにおいて僅かでも位相余裕を有するようにするなら、制御の不安定性を抑制できる可能があると考えられる。ただし、この場合、高調波成分を減衰させる手段の特性を、モータジェネレータ１０の温度等に応じて可変設定することが望ましい。
＜平均電圧ベクトルＶａの算出について＞
平均電圧ベクトルＶａの算出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、モデル予測制御によって操作状態として都度決定された電圧ベクトルのｄｑ軸成分をローパスフィルタ処理する手段としてもよい。また例えば、モデル予測制御によって操作状態として都度決定された電圧ベクトルのｄｑ軸成分の電気角６０度分の平均値を算出する手段であってもよい。
＜過渡状態判断手段について＞
過渡状態判断手段としては、予測対象とされる制御量の検出値と指令値との差が大きくなることで過渡状態と判断するものに限らない。例えば制御量の指令値の変化量が規定値以上となることで過渡状態と判断するものであってもよい。

また、制御量の変化に限らず、モータジェネレータ１０の状態量であって且つ制御量ではないものが急変した場合に過渡状態と判断してもよい。こうした状態量としては、例えば上記各実施形態における回転速度がある。
＜制限手段について＞
過渡状態であると判断される場合に高調波成分を減衰させる処理を制限する手段としては、評価関数Ｊの全ての入力パラメータについてこの処理を禁止する手段に限らない。例えば、指令値が急変する制御量に限って高調波成分を減衰させる処理を禁止するものであってもよい。また、禁止するものにも限らず、例えば上記第１の実施形態において、過渡時においては、重み係数αを０に近づけるようにしてもよい。
＜評価関数について＞
上記第３の実施形態において、磁束ベクトルΦのｄ軸成分とｑ軸成分とのそれぞれに互いに相違する重み係数を乗算する等、これらの絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。また、第１、２の実施形態においても、ｄ軸電流とｑ軸電流との絶対値の大きさの相違を補償する手段を備えてもよい。

また、評価関数としては、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差の各成分の２乗の加重平均値にも限らない。例えば制御量とその指令値との差の絶対値であってもよい。要は、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差が大きいほど評価が低いことを定量化するものであればよい。
＜予測手段について＞
・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合であっても、予測区間が６次高調波の周期よりも短いなら、評価関数Ｊの入力パラメータとしての予測された制御量の高調波成分を減衰させることは有効である。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流の予測としては、モデルを用いるものに限らず、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段（マップ）を用いるものであってもよい。

・上記各実施形態では、可能な操作状態（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）の全てを仮設定の対象として、これら全てについて制御量を予測したがこれに限らない。例えばゼロベクトルについては、Ｖ０，Ｖ７のいずれか一方に限って予測対象としてもよい。また例えば、同時にスイッチング状態が切り替えられるモータジェネレータ１０の端子数を低減すべく、現在の操作状態からのスイッチング状態の切替端子数が規定値（≦２）以下の操作状態のみを仮設定の対象としてもよい。
＜制御量について＞
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
＜電力変換回路について＞
互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の各端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の各端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。この場合であっても、各端子に印加される電圧の最大値が共通であるなら、上記と同様に過変調領域を定義することができる。ただし、高調波成分を減衰させる処理は、上記端子電圧の最大値に基づき定義される過変調領域において行なうものに限らない。例えば、端子に印加される電圧の中間値を上回る電圧の印加を利用しない制御を行って且つ、この際の過変調領域をこの中間値に基づき定義し、この領域において高調波成分を減衰させる処理を行ってもよい。

なお、回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
＜その他＞
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (9)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、
   前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
   前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量を取り込み、該予測された制御量に含まれる高調波成分を減衰させて前記評価関数に入力する減衰手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記予測手段は、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記回転機の制御量を都度予測し、
   前記操作手段は、前記制御量に含まれる高調波成分であって、前記回転機の電気角周波数の６倍の周波数を有する高調波成分の周期よりも短い周期である予測間隔に渡って前記予測手段によって都度予測された制御量と、該制御量の指令値とを入力パラメータとする前記評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記減衰手段は、前記予測された制御量の基本波成分を選択的に透過させつつ前記高調波成分を減衰させる機能と、該減衰させる機能に起因した前記基本波成分の位相の遅れを補償する機能とを有することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記減衰手段は、位相遅れ補償器を備えて構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記減衰手段は、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量を入力とするローパスフィルタと、該予測された制御量についての前記ローパスフィルタによる処理のなされたものとなされないものとの加重平均処理を行なう手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記回転機の状態量が急変する過渡状態を判断する過渡状態判断手段と、
   前記過渡状態判断手段によって前記過渡状態であると判断される場合、前記減衰手段による前記高調波成分を減衰させる処理を制限する制限手段とを更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備え、
   前記減衰手段は、前記電力変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が前記電力変換回路の入力電圧を規定値以上上回ることを条件に前記高調波成分を減衰させる処理を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記減衰手段によって高調波成分が減衰される制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機の磁束および前記回転機のトルクの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記電力変換回路は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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