WO2013137129A1

WO2013137129A1 - 電動機の制御装置及び電動機の制御方法

Info

Publication number: WO2013137129A1
Application number: PCT/JP2013/056416
Authority: WO
Inventors: 正治　満博; 晶子二瓶
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2012-03-14
Filing date: 2013-03-08
Publication date: 2013-09-19
Also published as: CN104170241A; EP2827492A4; JP5982901B2; US20150035461A1; EP2827492B1; EP2827492A1; US9331620B2; JP2013192398A

Abstract

　電圧位相制御を行なう電動機の制御装置は、電圧位相指令値と電圧ベクトルノルム指令値に基づいてｄｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧生成部と、印加電圧から出力電流までの伝達特性に基づいて決定された第１から第４のフィルタを含んで構成され、ｄｑ軸電圧指令値に対するｄｑ軸電流の共振特性を除去する安定化フィルタと、最終ｄｑ軸電圧指令値に基づいて電動機に交流電圧を印加する電圧印加部を備える。安定化フィルタは、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値にそれぞれ第１フィルタと第２フィルタによる処理を施した結果から最終ｄ軸電圧指令値を生成し、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値にそれぞれ第３フィルタと第４フィルタによる処理を施した結果から最終ｑ軸電圧指令値を生成する。

Description

電動機の制御装置及び電動機の制御方法

　本発明は、バッテリから供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機に印加するシステムの制御に関する。

　交流電動機のトルク制御として、ベクトル制御に基づくＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により電流を制御するＰＷＭ制御や、矩形波電圧を印加することによって交流電動機を回転駆動する矩形波制御が知られている。また、いわゆる弱め磁束領域における出力向上を図るための制御として、矩形波電圧制御において、トルク指令値と実トルクとの偏差に応じて電圧位相を操作することにより、交流電動機のトルクを制御する電圧位相制御が知られている。

　上記の矩形波電圧制御によれば、弱め磁束領域での出力向上は図れるものの、制御応答性が悪化してしまう。このため、電動機の回転数が急激に変化したときに、印加電圧の制御応答が遅れ、出力電流が乱れる可能性がある。

　ＪＰ２００６－３２００３９Ａでは、矩形波電圧制御において、トルク指令値と実トルクとの偏差に応じて電圧位相を操作し、電動機の回転数が急激に変化したときには、電動機の回転数の変化率に応じて電圧振幅を補正することで、制御応答性の悪化を防止している。

　しかしながら、ＪＰ２００６－３２００３９Ａに記載の制御方法では、電動機の入力電圧に対する出力電流の共振特性によって振動が発生し、制御安定性を失う可能性がある。電圧位相の操作量を小さくすることで振動を抑制することはできるが、制御応答性が悪化してしまう。

　本発明は、制御応答性を悪化させることなく、電圧入力から電流出力までの制御系の安定性向上を図ることを目的とする。

　一実施形態における電動機の制御装置は、目標トルクに応じて電圧位相指令値を操作する電圧位相制御を行なう。そして、電圧位相指令値と電圧ベクトルノルム指令値に基づいてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧生成部を備える。さらに、電動機の印加電圧から出力電流までの伝達特性に基づいて決定された第１から第４のフィルタを含んで構成され、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値に対するｄ軸電流及びｑ軸電流の共振特性を除去する安定化フィルタを備える。この安定化フィルタは、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値にそれぞれ第１フィルタと第２フィルタによるフィルタ処理を施した結果から最終ｄ軸電圧指令値を生成し、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値にそれぞれ第３フィルタと第４フィルタによるフィルタ処理を施した結果から最終ｑ軸電圧指令値を生成する。このようにして生成した最終ｄ軸電圧指令値及び最終ｑ軸電圧指令値に基づいて、電動機に交流電圧を印加する。

　本発明の実施形態、本発明の利点については、添付された図面とともに以下に詳細に説明される。

図１は、本発明の第１実施形態における電圧位相制御の制御ブロック図である。図２は、第１実施形態の安定化フィルタの構成を示す図である。図３Ａは、安定化フィルタを構成した場合のナイキスト線図である。図３Ｂは、安定化フィルタを構成しない場合のナイキスト線図である。図４は、第１実施形態のｄｑ軸電圧生成部の構成を示す図である。図５は、第１実施形態の電圧位相制御を行なう場合のタイムチャートである。図６は、変調率の算出結果を示す図である。図７は、電気角速度と最大変調率の関係を示す図である。図８は、第２実施形態の安定化フィルタの構成を示す図である。図９Ａは、第１実施形態の安定化フィルタを構成した場合のナイキスト線図である。図９Ｂは、第２実施形態の安定化フィルタを構成した場合のナイキスト線図である。図１０は、第３実施形態の安定化フィルタの構成を示す図である。図１１は、第３実施形態のｄｑ軸電圧生成部の構成を示す図である。図１２は、第４実施形態のｄｑ軸電圧生成部の構成を示す図である。図１３は、各実施形態に共通する制御ルーチンのフローチャートである。

　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

　（第１実施形態）
　図１は、第１実施形態における電動機制御の制御ブロック図である。この制御は、後述するフローチャートに従って実行される。

　トルク制御器１は、運転状態に応じて、図示しないコントローラで設定したトルク指令値Ｔ^＊と、後述するトルク演算器１３の出力である電動機９の推定トルクＴ_ｃａｌの差分が入力されて、式（１）によりＰＩ増幅した値を電圧位相指令値α^＊として出力する。ただし、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。

　ｄｑ軸電圧生成部２には、電圧位相指令値α^＊と、直流電圧センサ１４で検出したバッテリ電圧検出値Ｖ_ｄｃと、回転数演算器１１で算出した電動機９の電気角速度ω_ｒｅが入力される。電気角速度ω_ｒｅは、位置検出器１０で検出された回転子の電気角θに基づいて算出される。ｄｑ軸電圧生成部２は、適切な電圧ベクトルノルム指令値Ｖ_ａ ^＊を算出すると共に、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を生成し、出力する。ｄｑ軸電圧生成部２の詳細な内容については後述する。

　安定化フィルタ３は、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対するｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑの共振特性を相殺してフィードバックループを安定化する処理を行い、最終ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊を出力する。安定化フィルタ３の詳細については後述する。

　ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４は、位置検出器１０で検出した回転子の電気角θに基づき、最終ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊を、式（２）により三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換して出力する。

　ＰＷＭ変換器５は、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理を行なうとともに、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に対応したインバータ６のパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊を生成する。なお、デッドタイム補償及び電圧利用率向上処理はいずれも公知なので、説明を省略する。

　インバータ６にはバッテリ７が接続されている。バッテリ電圧Ｖｄｃは、直流電圧センサ１４により検出される。インバータ６は、上述したパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊に基づいて、バッテリ電圧Ｖ_ｄｃを擬似正弦波電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗに変換して出力する。上記のｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４、ＰＷＭ変換器５、及びインバータ６で電圧印加部を構成する。

　電動機９には、擬似正弦波電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗが印加される。電流センサ８は、電動機９の各相に流れる電流のうち、Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖを検出する。電流センサ８で検出しないＷ相電流ｉ_ｗは、式（３）により求める。

　ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２は、位置検出器１０で検出した回転子の電気角θと、電流センサ８で検出したＵ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖ、及び式（３）により算出したＷ相電流ｉ_ｗを用いて、式（４）により、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑに変換する。

　回転数演算器１１は、電気角θの時間当たりの変化量から、電動機の電気角速度であるω_ｒｅを算出し、出力する。

　トルク演算器１３は、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ、ｉ_ｑを用いて、式（５）により、トルク演算値Ｔ_ｃａｌを算出して出力する。ただし、ｐは極対数、Φ_ａは回転子の磁石磁束、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑは、ｄｑ軸のインダクタンス値である。なお、歪みセンサ等を用いてトルクを検出するようにしてもよい。

　次に、安定化フィルタ３の詳細について説明する。

　図２は、安定化フィルタ３の構成を示す図である。τ_ｍは、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対するｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑの所望の応答時定数である。安定化フィルタ３は、この時定数をもつローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２と、ハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２と、ｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２からなるゲインとで構成される。

　各ゲインは式（６）－（９）により決定する。

　ただし、Ｒは巻線抵抗であり、Ｌ_ｄ及びＬ_ｑは、ｄｑ軸の静的インダクタンス値であり、Ｌ_ｄ’及びＬ_ｑ’は同じく動的インダクタンス値である。各ゲインには電気角速度ω_ｒｅが含まれるので、電気角速度に応じた値となる。

　上記のような構成にすることで、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊からｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑへの伝達関数として式（１０）が得られる。

　式（１０）は、定常ゲインは電動機本来のｄｑ軸電圧とｄｑ軸電流の関係を維持したまま、過渡的なダイナミクスが時定数τ_ｍとする一次遅れとなることを表わしている。

　図３Ａおよび図３Ｂは、上述した安定化フィルタ３を構成した場合と、構成しない場合の安定性について、トルク指令値Ｔ^＊からトルク演算値Ｔ_ｃａｌまでの開ループ伝達関数を線形近似して、ナイキスト線図で比較した例を示している。図３Ａは、安定化フィルタ３を構成した場合の図、図３Ｂは、安定化フィルタ３を構成しない場合の図である。

　安定化フィルタ３を構成した場合と構成しない場合のいずれも、位相余裕は充分である。しかし、安定化フィルタ３を構成しない場合は、ゲイン余裕が２．３５［ｄＢ］であり、一般的に必要とされる１２［ｄＢ］に対して大きく不足している。このため、ＰＩゲインを下げる等してゲイン余裕を確保する必要があり、フィードバックループの応答速度はさらに下げざるを得ない。一方、安定化フィルタ３を構成した場合は、ゲイン余裕は３６．４［ｄＢ］となっており、さらにＰＩゲインを上げてフィードバックループの応答速度向上を図ることが可能である。

　次に、ｄｑ軸電圧生成部２の詳細について説明する。

　図４は、ｄｑ軸電圧生成部２の構成を示す図である。図５は、上述した構成で電圧位相制御を行なう場合の各値の変動を示すタイムチャートである。

　一般的に、電圧位相制御は、電動機の端子電圧がバッテリ電圧に起因する上限に達するような高回転領域において用いられる。電圧位相制御では、図５の左端に示すように、電圧ベクトルノルム指令値Ｖ_ａ ^＊をバッテリ電圧により定める上限に固定し、電圧位相指令値α^＊のみを操作してトルクを制御する。電圧位相指令値α^＊を図５に示すようにステップ的に増大させると、ｄｑ軸電圧生成部２で生成されるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊は、図５の左端から２番目に示すようにステップ的に低下する。そして、安定化フィルタ３を構成すると、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊から算出される最終ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊、及び式（１１）で表される最終的に電動機９に印加される電圧ベクトルノルムＶ_ａ ^＊＊は図５に示すような過渡的な変動を示す。すなわち、最終的な電圧ベクトルノルムＶ_ａ ^＊＊と最終的な電圧位相指令値α^＊＊は、電圧位相指令値α^＊の変化に応じてそれぞれ電圧ベクトルノルムＶ_ａ ^＊と電圧位相指令値α^＊に対してオフセットするが、時間の経過とともにオフセット量がゼロに収束する。

　図４の最大変調率予測部４１は、後述する方法により、電圧ベクトルノルムが最大でどの程度上昇するかを予測する。電圧ベクトルノルム生成部４２は、後述する方法により、過渡的に最大変調率を超えない電圧ベクトルノルム指令値Ｖ_ａ ^＊を決定する。

　まず、最大変調率予測部４１について説明する。

　現在の電圧位相指令値α^＊をα^＊ _０とすると、次にα^＊ _１にステップした場合に変化が最大となったときの変調率Ｍｓｔｅｐは式（１２）－（１５）で求めることができる。なお、定常的な変調率を１とする。

　図６は、現在の電圧指令値α^＊ _０と次の電圧指令値α^＊ _１の種々の組み合わせ毎に変調率Ｍ_ｓｔｅｐを算出した結果を示している。

　電圧指令値α^＊ _０は現在の情報として得られるが、次の電圧指令値α^＊ _１は実際にはドライバーのアクセル操作により決定される未来値なので、予測することが難しい。そこで、電圧指令値α^＊の取り得る範囲内で最大の変調率Ｍ_ｓｔｅｐをＭｍａｘとして選択し、これを最大変調率予測部４１の出力とする。なお、実際に図６のような演算をリアルタイムで実行すると演算負荷が過大になる可能性があるので、予めオフラインで求めた最大変調率Ｍｍａｘをテーブル化しておき、現在の電圧位相指令値α^＊で参照するようにしてもよい。

　また、式（１３）、（１４）に安定化フィルタ３の係数（電気角速度ω_ｒｅを含む）が含まれていることからもわかるように、最大変調率Ｍｍａｘは、図７に示すように電気角速度ω_ｒｅによって変化する。したがって、最大変調率Ｍｍａｘのテーブルは、電圧位相指令値α^＊と電気角速度ω_ｒｅから参照する２次元テーブルとすることが、より望ましい。

　次に電圧ベクトルノルム生成部４２について説明する。

　電圧ベクトルノルム生成部４２では、最大変調率Ｍｍａｘ及びバッテリ電圧Ｖ_ｄｃと、予め設定した最大変調率指令値Ｍｍａｘ^＊とから、安定化フィルタ３の効果を維持しつつ電圧利用率が最大となる電圧ベクトルノルム指令値ｖ_ａ ^＊を、式（１６）により算出する。

　最大変調率指令値Ｍｍａｘ^＊は、線形性限界を超えないようにする場合、つまり電動機９の端子間電圧が正弦波を維持できる範囲としたい場合は１とする。一方、物理的な限界を超えないようにする場合、つまり、端子間電圧は飽和して歪むものの基本波が最大となる矩形波電圧相当としたい場合は１．１とする。

　上記のように求めた電圧ベクトルノルム指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊と、式（１７）により、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。

　第１実施形態の作用効果について説明する。

　公知のトルクフィードバック電圧位相制御を行なう制御装置に対して、ｄｑ軸電圧指令値にモデルマッチングされた安定化フィルタ３を構成し、最終ｄｑ軸電圧指令値を生成するので、電圧入力から電流出力までの共振が除去され、応答に振動の無い制御系を構成できる。

　トルク演算部１３をさらに備え、出力トルクと目標トルクとの偏差に基づいて電圧位相差指令値α^＊を操作するフィードバックループを構成するので、より安定余裕度の高いフィードバック系を構成することができ、速応性を高めることができる。

　ｄｑ軸電圧生成部２は、過渡的な変調率の最大値が予め設定した変調率上限値以下となる電圧ベクトルノルムを設定する。これにより、安定化フィルタ３の動作に必要な範囲で電圧利用率が最大となる変調率で駆動できるようになり、フィードバックループの応答性向上、安定性向上、及び高効率化を図ることができる。

　ｄｑ軸電圧生成部２は、電圧位相指令値α^＊に基づいて変調率上昇の最大値Ｍｍａｘを予測し、当該予測値が変調率上限値Ｍｍａｘ^＊以下となるように逆算することによって電圧ベクトルノルムを設定する。これにより、現在の電圧位相毎に異なる変調率の最大値に対応して、適切な電圧ベクトルノルムを生成することができる。

　ｄｑ軸電圧生成部２は、変調率の最大値の予測に、電圧位相指令値α^＊に加えて電動機９の回転速度も用いる。変調率の上昇過渡期における最大値は電動機９の回転速度によっても異なるので、これによって、より適切な電圧ベクトルノルムを生成することができる。

　（第２実施形態）
　第２実施形態は、第１実施形態と安定化フィルタ３の構成が異なる。ここでは、第１実施形態との相違点について説明する。

　図８は、本実施形態の安定化フィルタ３の構成を示す図である。本実施形態では、図２の安定化フィルタ３の各係数（ｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２）を以下のように簡略化している。

　第１に、電気角速度ω_ｒｅが分子に無い係数は、有る係数に比べて十分に小さいので、無視する。

　第２に、各係数の分母の第１項（Ｒ^２）は、第２項や分子に比べて充分に小さいので無視する。

　図９Ａおよび図９Ｂは、上記のように簡略化した構成のナイキスト線図による解析結果を示す図であり、図９Ａは安定化フィルタ３を簡略化しない場合の図、図９Ｂは簡略化した場合の図である。

　解析結果によれば、簡略化した場合は、簡略化しない場合に比べて殆ど特性は変わらず、効果を維持したまま演算負荷を低減できることがわかる。また、定数設計や適合に要する工数も低減できることがわかる。

　なお、本実施形態では、第１実施形態における式（１３）、（１４）も、式（１８）－（２１）の簡略化に対応して、式（２２）、（２３）のように置き換える。

　以上、第２実施形態によれば、第1実施形態と同様の効果に加え、さらに、安定化フィルタ３の構成を簡略化することができ、演算負荷の低減や定数適合の簡略化を実現することができる。

　（第３実施形態）
　第３実施形態は、第２実施形態と安定化フィルタ３及びｄｑ軸電圧生成部２の構成が異なる。ここでは、第２実施形態との相違点について説明する。

　図１０は、本実施形態の安定化フィルタ３の構成を示す図である。

　ゲインを構成するインダクタンス値Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ、Ｌ_ｄ’、Ｌ_ｑ’が電流に依存する特性を有することを考慮して、電気角速度ω_ｒｅ、ｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流ｉ_ｑを指標としたゲインマップを予め作成し記憶しておき、マップ参照によってゲインを求める。

　なお、ゲインマップの指標を、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑに代えて、トルク指令値Ｔ^＊、バッテリ電圧値Ｖ_ｄｃとすることもできる。

　上記のような構成にすることで、電動機９の駆動条件が変化しても適切なゲインが設定されるようになり、一定の安定性及び一定の応答性が得られる。

　図１１は、本実施形態のｄｑ軸電圧生成部２の構成を示す図である。

　安定化フィルタ３の係数ｋ１２’、ｋ２１’をマップ参照で求めたが、図１１に示すように、最大変調率予測に用いる安定化フィルタ３のゲインｋ１２’、ｋ２１’も同様に、マップ参照で求めた値を用いる。

　このような構成にすることで、安定化フィルタ３のゲインが変化しても、それに対応した変調率の最大値を精度よく予測することができるようになり、電動機９に印加される電圧の飽和を防止することができる。

　（第４実施形態）
　第４実施形態は、第３実施形態とｄｑ軸電圧生成部２の構成が異なる。ここでは第３実施形態との相違点について説明する。

　図１２は、本実施形態のｄｑ軸電圧生成部２の構成を示す図である。

　電圧ベクトルノルムマップは、トルク指令値Ｔ^＊、バッテリ電圧Ｖ_ｄｃ、及び電気角速度ω_ｒｅを指標とするマップであり、オフラインで計算した電圧ベクトルノルム指令値を用いて作成したものである。

　これは、トルクとバッテリ電圧により決まる電流に依存する定数（Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ、Ｌ_ｄ’、Ｌ_ｑ’）と電気角速度ω_ｒｅが、安定化フィルタ３のゲインに含まれることに対応している。また、トルクと電圧位相には相関性があるので、トルク指令値を指標とすることで、近似的に電圧位相指令値α^＊に対応した電圧ベクトルノルムを参照することができる。

　ただし、トルクと電圧位相の関係は、電動機９の温度変化等により変動する。そこで、電圧ベクトルノルムマップに格納する値は、そのような変動要因を考慮しても電動機９への印加電圧が飽和しないように、余裕をもたせて設計することが望ましい。

　図１３は、上述した第１実施形態から第４実施形態に共通する制御ルーチンのフローチャートである。フローチャートの内容は以下の通りである。

　ステップＳ１では、トルク指令値Ｔ^＊、電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑ、回転子の電気角θ、電気角速度ω_ｒｅ、バッテリ電圧Ｖｄｃを取得する。

　ステップＳ２では、トルク演算器１３にて、電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑを用いて推定トルクＴ_ｃａｌを算出する。

　ステップＳ３では、トルク制御器１にて、トルク指令値Ｔ^＊と推定トルクＴ_ｃａｌの偏差をＰＩ増幅して、電圧位相指令値α^＊を算出する。

　ステップＳ４では、ｄｑ軸電圧生成部２にて、安定化フィルタ３による変調率上昇を考慮した電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ^＊を算出する。ステップＳ５では、電圧位相指令値α^＊及び電圧ベクトルノルム指令値Ｖａ^＊をｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に変換する。

　ステップＳ６では、安定化フィルタ３により、ｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を安定化処理して、最終ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊を算出する。

　ステップＳ７では、最終ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊を三相交流電圧指令に変換する。ステップＳ８では、ＰＷＭ変換器５及びインバータ６を介して、三相交流電圧を電動機９に印加する。

　なお、本発明は上記の実施形態に限定されるわけではなく、特許請求の範囲に記載の技術的思想の範囲内で様々な変更を成し得ることは言うまでもない。

　本願は、２０１２年３月１４日に日本国特許庁に出願された特願２０１２－０５７７３５に基づく優先権を主張し、この出願の全ての内容は参照により本明細書に組み込まれる。

Claims

　目標トルクに応じて電圧位相指令値を操作する電圧位相制御を行なう電動機の制御装置において、
　前記電圧位相指令値と電圧ベクトルノルム指令値に基づいて、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧生成部と、
　前記電動機の印加電圧から出力電流までの伝達特性に基づいて決定された第１から第４のフィルタを含んで構成され、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に対するｄ軸電流及びｑ軸電流の共振特性を除去し、最終ｄ軸電圧指令値及び最終ｑ軸電圧指令値を生成する安定化フィルタと
　前記最終ｄ軸電圧指令値及び前記最終ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記電動機に交流電圧を印加する電圧印加部と、
を備え、
　前記安定化フィルタは、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ第１フィルタと第２フィルタによるフィルタ処理を施した結果に基づいて最終ｄ軸電圧指令値を生成し、かつ、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ第３フィルタと第４フィルタによるフィルタ処理を施した結果に基づいて最終ｑ軸電圧指令値を生成する電動機の制御装置。
　請求項１に記載の電動機の制御装置において、
　最終的な電圧ベクトルノルムと最終的な電圧位相指令値が、前記安定化フィルタのフィルタ処理によって、前記電圧位相指令値の変化に応じてそれぞれ電圧ベクトルノルムと電圧位相指令値に対してオフセットし、時間の経過とともにオフセット量がゼロに収束する電動機の制御装置。
　請求項１または２に記載の電動機の制御装置において、
　前記電動機の出力トルクを推定または検出するトルク検知部をさらに備え、
　前記出力トルクと前記目標トルクとの偏差に基づいて電圧位相差指令値を操作するフィードバックループを構成する電動機の制御装置。
　請求項１から３のいずれかに記載に電動機の制御装置において、
　前記ｄｑ軸電圧生成部は、過渡的な変調率の最大値が予め設定した変調率上限値以下となる電圧ベクトルノルムを設定する電動機の制御装置。
　請求項４に記載の電動機の制御装置において、
　前記ｄｑ軸電圧生成部は、前記電圧位相指令値に基づいて変調率上昇の最大値を予測し、当該予測値が前記変調率上限値以下となるように逆算することによって前記電圧ベクトルノルムを設定する電動機の制御装置。
　請求項１から５のいずれかに記載の電動機の制御装置において、
　前記第１フィルタと前記第４フィルタがローパスフィルタとハイパスフィルタの合成により構成され、前記第２フィルタと前記第３フィルタがハイパスフィルタで構成される電動機の制御装置。
　請求項１から５のいずれかに記載の電動機の制御装置において、
　前記第１フィルタと前記第４フィルタがローパスフィルタで構成され、前記第２フィルタと前記第３フィルタがハイパスフィルタで構成される電動機の制御装置。
　請求項５に記載の電動機の制御装置において、
　前記ｄｑ軸電圧生成部は、前記電圧位相指令値に加えてさらに前記電動機の回転速度にも基づいて、前記変調率の最大値を予測する電動機の制御装置。
　目標トルクに応じて電圧位相指令値を操作する電圧位相制御を行なう電動機の制御方法において、
　前記電圧位相指令値と電圧ベクトルノルム指令値に基づいて、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するステップと、
　前記電動機の印加電圧から出力電流までの伝達特性に基づいて前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に対するｄ軸電流及びｑ軸電流の共振特性を除去し得るように決定された第１から第４のフィルタを用いて、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ第１フィルタと第２フィルタによるフィルタ処理を施した結果に基づいて、最終ｄ軸電圧指令値を生成するステップと、
　前記第１から第４のフィルタを用いて、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ第３フィルタと第４フィルタによるフィルタ処理を施した結果に基づいて、最終ｑ軸電圧指令値を生成するステップと、
　前記最終ｄ軸電圧指令値及び前記最終ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記電動機に交流電圧を印加するステップと、
を備える電動機の制御方法。