JP4883151B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

更に、近年、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性が上記三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

なお、モデル予測制御を行うものとしては、他にも例えば下記特許文献２に記載もの等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報 特許第３７２７２６８号公報

ところで、変調率が「１」よりも大きくなるいわゆる過変調領域においては、インバータＩＶの入力電圧に応じた制約が生じるため、変調率が「１」未満となる領域と同様にして設計された指令電流に制御することは困難である。しかし、上記特許文献１には、過変調領域における制御量の指令値の与え方については、何も記載がない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、変調率が大きい領域においてもモデル予測制御を適切に行うことのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を、前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値とすべく、前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作するフィードフォワード制御手段とを備え、該フィードフォワード制御手段は、前記直流電源の電圧および前記回転機の電気角速度を入力とし、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値となる際の前記制御量を算出する算出手段を備え、前記入力パラメータとしての制御量の指令値を前記算出手段によって算出される制御量、および該制御量から算出可能な別の制御量の少なくとも一方とすることを特徴とする。

回転機に流すことが可能な電流は、直流電源の電圧と回転機の誘起電圧とに依存する。回転機の誘起電圧は、回転機の電気角速度に依存する。このため、回転機の制御量を制御するうえでは、直流電源の電圧のみならず、電気角速度情報を要する。上記発明では、この点に鑑み、電気角速度に基づき、電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が直流電源の電圧に応じて定まる目標値となるようにフィードフォワード制御がなされる。このため、評価関数の入力パラメータを、電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を目標値に保つうえで適切なものに設定することができる。このため、電力変換回路の出力電圧が直流電源の制約を受ける過変調領域において、評価関数の入力パラメータを適切に設定することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記算出手段によって算出される制御量は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも一方であることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記目標値は、変調率が「１」以上の値のときの出力電圧の大きさの平均値に対応するものであることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記目標値は、矩形波制御の変調率以下に対応する出力電圧の大きさの平均値であることを特徴とする。

電力変換回路によって実現可能な変調率は、矩形波制御を行った際の変調率である。上記発明では、この点に鑑み、目標値を実現可能な最大変調率以下とすることで、フィードフォワード制御の制御性を高く維持することが可能となる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記フィードフォワード制御手段による制御は、変調率が「１」以上の規定値となることで開始されるものであることを特徴とする。

上記発明において、前記フィードフォワード制御手段による制御がなされない場合、前記回転機を流れる電流を最小にして最大のトルクを生成するための最大トルク電流制御を行うことが望ましい。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記算出手段によって算出される制御量は、前記回転機の鎖交磁束の大きさであり、前記算出手段は、前記回転機の電気角速度および前記直流電源の電圧に加えて前記回転機を流れる電流を入力して、前記鎖交磁束の大きさの指令値を算出することを特徴とする。

鎖交磁束の大きさは、回転機に印加される電圧についてのモデルを用いた簡易な近似計算によって解析的に解くことで得られる。このため、上記発明は、フィードフォワード制御手段の設計工数を低減することもできる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータは、前記回転機のトルクおよび鎖交磁束の大きさであることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータは、前記回転機のｄ軸電流およびｑ軸電流であり、前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流の指令値と前記ｑ軸電流の指令値とは、前記回転機のトルクの指令値と前記鎖交磁束の大きさの指令値とに基づき算出されるものであることを特徴とする。

上記発明では、操作対象を鎖交磁束としつつも評価関数の入力パラメータをｄｑ軸上の電流とすることで、評価関数を簡易に設計することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機のトルクをその指令値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作するトルクフィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機のトルクの指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機を流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作する電流フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機を流れる電流と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機を流れる軸電流とその指令値とを入力として、前記回転機を流れる電流から算出される回転機の端子電圧が前記指令値から算出される前記回転機の端子電圧よりも大きい場合、その差分に応じた電圧を低減すべく前記算出手段によって算出される鎖交磁束の大きさの指令値を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機を流れる電流と指令値との差に基づき、鎖交磁束の指令値が過剰と判断される場合、これを減少補正することで、鎖交磁束の指令値を適切な値に補正することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記目標値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作する電圧フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、出力電圧の大きさの平均値のフィードフォワード制御による制御誤差をフィードバック制御によって補償することができる。

請求項１３記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記算出手段によって操作される鎖交磁束の大きさの指令値に、前記回転機の鎖交磁束の大きさをフィードバック制御する磁束フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機の鎖交磁束と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機に流れる電流を最小にして最大のトルクを生成するための前記鎖交磁束の大きさの指令値を算出する最大トルク制御手段を更に備え、前記フィードフォワード制御手段による制御は、前記最大トルク制御手段の設定する鎖交磁束よりも小さい鎖交磁束を指令値として与える場合に採用されることを特徴とする。

上記発明では、最大トルク制御手段による制御を優先することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。 同実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる最大トルク電流制御と弱め界磁制御との切替処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 第３の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 第４の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 第５の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 第６の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる電圧フィードバック制御の実行の有無の切替処理の手順を示す流れ図。 第７の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。 第８の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶおよび昇圧コンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高電圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。さらに、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低電圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

上記制御装置１４は、モータジェネレータ１０の制御量を指令値に制御するためにインバータＩＶを操作する。特に、本実施形態では、インバータＩＶの操作状態を設定した場合についてのモータジェネレータ１０の制御量を予測し、予測される制御量が指令値に近くなる操作状態となるようにインバータＩＶを操作するモデル予測制御を行う。ここでは、まずインバータＩＶの操作状態について説明する。

インバータＩＶの操作状態は、図２に示す８つの電圧ベクトルによって表現できる。ここで例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加する電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

本実施形態では、インバータＩＶの操作状態をこれら８つの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれとした場合についてのモータジェネレータ１０の制御量を予測し、これに基づき実際の操作状態とする電圧ベクトルを選択する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。

速度算出部２０は、回転角度センサ１５によって検出される電気角θに基づき、電気角速度ωを算出する。ｄｑ変換部２２は、電流センサ１６，１７，１８によって検出される相電流を、ｄｑ軸上の電流（実電流ｉｄ，ｉｑ）に変換する。

これら電気角速度ωおよび実電流ｉｄ，ｉｑは、モデル予測制御部３０に入力される。
＜モデル予測制御部３０の処理＞
操作状態設定部３２では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３４では、操作状態設定部３２によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３２における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３６では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３２によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３２によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３８では、予測部３６によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３２によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価の最も高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

こうして決定されたインバータＩＶの操作状態（電圧ベクトルＶｉ）は、操作信号生成部４０に出力され、操作信号生成部４０では、決定された電圧ベクトルＶｉとなるように上記操作信号を生成し、出力する。
＜制御量の指令値の設定１：最大トルク制御＞
上記指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒは、基本的には、最小の電流で最大のトルクを生成する最大トルク制御を実現可能なように設計される。

出力制限部５０では、車両のトルク要求に応じて設定されるモータジェネレータ１０に対する要求トルクＴｄと、電気角速度指令値ωｒとを入力とし、モータジェネレータ１０の出力（パワー）が許容最大出力を超えないようにトルク指令値Ｔｒを算出する。トルク指令値Ｔｒは、要求トルクＴｄと電気角速度指令値ωｒとの積が許容最大出力を超えない場合には、要求トルクＴｄと一致する。

最大トルク磁束指令値設定部５２は、トルク指令値Ｔｒを入力とし、最大トルク制御を行う上での磁束ノルム指令値Φｍｔを設定する。磁束ノルム指令値Φｍｔは、最大トルク制御時には、モータジェネレータ１０の磁束ノルムの指令値（磁束ノルム指令値Φｒ）とされる。

一方、指令電流設定部５４は、磁束ノルム指令値Φｒおよびトルク指令値Ｔｒを入力として、ｄ軸の指令電流ｉｄｒを設定する。また、指令電流設定部５６は、磁束ノルム指令値Φｒおよびトルク指令値Ｔｒを入力として、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを設定する。これらによって設定される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが評価関数Ｊの入力パラメータである。
＜制御量の指令値の設定２：弱め界磁制御＞
上記最大トルク制御がなされない場合には、弱め界磁制御がなされる。本実施形態にかかる弱め界磁制御は、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードフォワード制御することで行われる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値は、正弦波のように周期的に極性が反転する電圧であっても、その振幅が大きいほど大きいことを表現する定量化手法によって定量化されるものである。この定量化に関する周知の手法としては、変調率Ｍ等がある。ここで、変調率Ｍは、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。ここで、基本波成分とは、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを用いて「２π／ω」の周波数を有する正弦波のことである。また、上記フーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させている。

詳しくは、弱め界磁磁束指令値設定部６０にて、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電源電圧ＶＤＣを入力とし、フィードフォワード操作量としての磁束ノルム指令値Φｆｗｃを設定する。磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するためのフィードフォワード操作量としての鎖交磁束ノルムである。以下、磁束ノルム指令値Φｆｗｃの算出手法について説明する。

モータジェネレータ１０の端子電圧Ｖａｍは、誘起電圧Ｖｏおよび電流Ｉを用いると、電流の変動による影響を無視する場合、以下の式（ｃ５）にて表現される。
Ｖａｍ＝Ｖｏ＋ＲＩ …（ｃ５）
上記の式（ｃ５）は、ｄ軸正方向と鎖交磁束ベクトルとのなす角度θｆ（＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑｉｑ／（Ｌｄｉｄ＋φ）））を用いて、以下の式（ｃ６）となる。

ただし、上記の式（ｃ６）において、モータジェネレータ１０の正回転がプラス符号に対応し、逆回転がマイナス符号に対応する。

上記の式（ｃ６）を、誘起電圧Ｖｏについて解くと、以下の式（ｃ７）を得る。

磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、「｜ω｜・Φｆｗｃ＝Ｖｏ」に基づき上記の式（ｃ７）を変形することで、以下の式（ｃ８）にて表現される。

こうして算出される磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量によって補正され、最終的な磁束ノルム指令値Φｒとなる。

図４に、最大トルク制御における磁束ノルム指令値Φｍｔと、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃとの切替処理を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、最大トルク制御の磁束ノルム指令値Φｍｔを算出する。続くステップＳ１２においては、弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃを算出する。ここでは、上記の式（ｃ８）において、端子電圧Ｖａｍを、ノルム目標値Ｎｒとしたものに基づき、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを算出する。ここで、ノルム目標値Ｎｒは、電源電圧ＶＤＣに、「Ｍｒ・√（３／８）」を乗算したものである。ここでは、変調率指令値Ｍｒを用いている。ここで、「Ｍｒ・√（３／８）」は、電圧利用率指令値である。電圧利用率は、変調率と同様、インバータＩＶの出力電圧ベクトルの大きさを定量化した物理量である。

本実施形態では、変調率指令値Ｍｒを、「１」以上且つ矩形波制御の変調率（１．２７）以下の値に設定している。その理由は、第１に、変調率が「１」以下である場合には、最大トルク制御を実現するための正弦波電圧をインバータＩＶの出力電圧によって十分に模擬できるからである。第２に、変調率の最大値が矩形波制御のときの変調率であることに鑑みたものである。

続くステップＳ１４では、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃが最大トルク制御における磁束ノルム指令値Φｍｔよりも小さいか否かを判断する。この処理は、弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃを採用する条件が成立したか否かを判断するものである。そして、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ１６において、モータジェネレータ１０の制御量の指令値（評価関数Ｊの入力パラメータ）としての磁束ノルム指令値Φｒを、弱め界磁制御のための磁束ノルム指令値Φｆｗｃとする。これに対し、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１８において、磁束ノルム指令値Φｒを、最大トルク制御のための磁束ノルム指令値Φｍｔとする。こうした制御によれば、インバータＩＶの出力電圧ベクトルノルムの平均値がノルム目標値Ｎｒ程度となることで、弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｒが選択されることとなる。

なお、ステップＳ１６，Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を、電源電圧ＶＤＣに応じて設定される目標値とするためのフィードフォワード操作量によって、評価関数Ｊの入力パラメータを操作した。これにより、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値としつつ、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御することができる。ここで、変調率が「１」を超える過変調領域においても、実際のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御するうえでのｄｑ軸上の電流は複数存在する。このため、上記出力電圧の大きさの平均値に対する制約をはずす場合には、モータジェネレータ１０に流れる電流量が増加する傾向がある。

（２）インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を、電源電圧ＶＤＣに応じて設定される目標値とするためのフィードフォワード操作量を、磁束ノルム指令値Φｆｗｃとした。ここで、鎖交磁束の大きさは、モータジェネレータ１０に印加される電圧についてのモデルを用いた簡易な近似計算によって解析的に解くことで得られる。このため、フィードフォワード制御手段の設計工数を低減することができる。

（３）出力電圧の大きさの平均値に対する目標値を、変調率が「１」以上の値のときの出力電圧の大きさの平均値とした。これにより、モータジェネレータ１０に印加される基本波電圧成分を極力大きくすることができる。

（４）出力電圧の大きさの平均値に対する目標値を、矩形波制御の変調率以下のときの出力電圧の大きさの平均値とした。これにより、フィードフォワード制御の制御性を高く維持することが可能となる。

（５）出力電圧の大きさの平均値へのフィードフォワード制御を、変調率が「１」以上の規定値となることで開始した。これにより、最大トルク制御を行う機会を多くすることができる。

（６）最大トルク制御の磁束ノルム指令値Φｍｔよりも弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃの方が小さくなる場合に、磁束ノルム指令値Φｆｗｃによる制御を実行した。これにより、最大トルク制御を優先することができる。

（７）モータジェネレータ１０のトルク指令値Ｔｒと磁束ノルム指令値Φｒとに基づき指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを算出した。これにより、フィードフォワード制御による操作対象を鎖交磁束としつつも、評価関数Ｊの入力パラメータをｄｑ軸上の電流とすることで、評価関数を簡易に設計することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御する処理を追加する。

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図５において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

偏差算出部６２では、ｄ軸の指令電流ｉｄｒから予測電流ｉｄｅを減算することで、ｄ軸偏差Δｉｄを算出する。偏差算出部６４では、ｑ軸の指令電流ｉｑｒから予測電流ｉｑｅを減算することで、ｑ軸偏差Δｉｑを算出する。偏差ノルム算出部６６では、ｄ軸偏差Δｉｄおよびｑ軸偏差Δｉｑを入力とし、ｄｑ軸上の電流の偏差のノルムを算出する。比例制御器６８は、偏差ノルム算出部６６の出力をゼロにフィードバック制御するための比例要素である。補正部７０では、弱め界磁磁束指令値設定部６０の出力を比例制御器６８の出力によって補正する。

これにより、磁束ノルム指令値Φｒは、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するための値を基本とし、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御すべく、この基本値が補正されたものとなる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）モータジェネレータ１０のｄ軸電流およびｑ軸電流を指令値にフィードバック制御すべく、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを操作した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差に基づき、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを減少補正する。

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図６において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

偏差算出部６２によって算出されるｄ軸偏差Δｉｄは、１次フィルタ７２に入力される。また、偏差算出部６４によって算出されるｑ軸偏差Δｉｑは、１次フィルタ７４に入力される。偏差ノルム算出部７６では、１次フィルタ７２，７４の出力に基づき、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから算出されるモータジェネレータ１０の端子電圧と、モータジェネレータ１０に流れる電流から算出されるモータジェネレータ１０の端子電圧との差である電圧ノルム偏差を算出する。この処理は、上記の式（ｃ１）において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを用いた場合と予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを用いた場合とにおけるｄ軸電圧の差と、上記の式（ｃ２）において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを用いた場合と予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを用いた場合とにおけるｑ軸電圧の差とから、１次フィルタ７２，７４を用いて微分演算を除去する処理である。

すなわち、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとのそれぞれを代入した場合の電圧同士の偏差Δｖｄ、Δｖｑは、以下の式（ｃ９）、（ｃ１０）となる。

Δｖｄ＝（Ｒ＋ｓＬｄ）Δｉｄ−ωＬｑΔｉｑ …（ｃ９）
Δｖｑ＝（Ｒ＋ｓＬｑ）Δｉｑ−ωＬｄΔｉｄ …（ｃ１０）
ここで、上記１次フィルタ７２を「（Ｒ／Ｌｄ）／（ｓ＋Ｒ／Ｌｄ）」とし、１次フィルタ７４を「（Ｒ／Ｌｑ）／（ｓ＋Ｒ／Ｌｑ）」として上記偏差Δｖｄ、Δｖｑを入力すると、以下の式（ｃ１１）、（ｃ１２）を得る。

Δｖｄ＝ＲΔｉｄ−ωＬｑΔｉｑ（Ｒ／Ｌｄ）／（ｓ＋Ｒ／Ｌｄ） …（ｃ１１）
Δｖｑ＝ＲΔｉｑ−ωＬｄΔｉｄ（Ｒ／Ｌｑ）／（ｓ＋Ｒ／Ｌｑ） …（ｃ１２）
上記の式（ｃ１１）、（ｃ１２）の左辺の２乗同士の和が、上記偏差ノルム算出部７６の出力である。ここで、上記の式（ｃ１１）、（ｃ１２）の左辺は、モータジェネレータ１０に指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを流すために必要な端子電圧の平均値と、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを流す場合に必要な端子電圧の平均値とみなせる。このため、偏差ノルム算出部７６の出力は、これら平均値の差を定量化するパラメータである。

一方、ゲイン設定部７８では、電気角速度ωを入力とし、電気角速度ωの絶対値に応じた値を算出する。そして、補正量算出部８０では、モータジェネレータ１０を流れる予測電流から算出される上記端子電圧の方が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから算出されるものよりも大きい場合に、磁束ノルム指令値Φｆｗｃの減少補正量をゼロよりも大きい値とする。具体的には、偏差ノルム算出部７６の出力値を、ゲイン設定部７８によって設定されたゲインで除算したものとする。これにより、磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、補正部７０において、偏差ノルム算出部７６の出力値に比例し電気角速度ωの絶対値に反比例した値によって減少補正されることとなる。

なお、ゲイン設定部７８によって設定されたゲインは、要求トルクＴｄとトルク指令値Ｔｒとが一致しなくなる臨界点としての電気角速度以上であって且つ電気角速度の最大値以下となるように設定することが望ましい。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）モータジェネレータ１０を流れる電流から算出される端子電圧が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから算出される端子電圧よりも大きい場合、その差分に応じた量を低減すべく磁束ノルム指令値Φｆｗｃを減少補正した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの乖離をフィードフォワード制御によって抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御すべく、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを操作する処理を追加する。

図７に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図７において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、偏差算出部８２では、トルク指令値Ｔｒから予測トルクＴｅを減算して、比例制御器６８に出力する。比例制御器６８は、偏差算出部８２の出力値に比例ゲインＫｐを乗算して補正部７０に出力する。これにより、磁束ノルム指令値Φｆｗｃが、トルクフィードバック制御の操作量によって補正されることとなる。

ちなみに、予測トルクＴｅは、操作状態決定部３８にて決定された電圧ベクトルＶｉに対応する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを用いて、以下の式（ｃ１３）にて算出される。

Ｔｅ＝Ｐ（φｉｑｅ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｅｉｑｅ） …（ｃ１３）
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）モータジェネレータ１０のトルクをその指令値にフィードバック制御すべく、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを操作した。これにより、モータジェネレータ１０のトルクの指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図８において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、トルクと鎖交磁束ベクトルノルムとする。すなわち、評価関数Ｊを、トルク指令値Ｔｒと予測トルクＴｅとの差の２乗と、磁束ノルム指令値Φｒと予測磁束ノルムΦｅとの差の２乗とのそれぞれに重み係数α、β（α≠β）を乗算した値同士の和とする。ここで、重み係数α、βを用いるのは、トルクと磁束ノルムとの絶対値に大きな差があることによる。すなわち、例えばトルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを設けない場合には、磁束ノルムの制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットがある。

上記予測磁束ノルムΦｅは、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、以下の式（ｃ１４）、（ｃ１５）にて算出される予測磁束ベクトル（Φｄｅ，Φｑｅ）のノルムである。

Φｄｅ＝Ｌｄ・ｉｄｅ＋φ …（ｃ１４）
Φｑｅ＝Ｌｑ・ｉｑｅ …（ｃ１５）
なお、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流として、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに代えて、実電流ｉｄ，ｉｑを、弱め界磁磁束指令値設定部６０の入力パラメータとする。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果や上記第４の実施形態の上記（１０）の効果に準じた効果が得られる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、弱め界磁制御として、インバータＩＶの出力電圧の大きさを電源電圧ＶＤＣに応じて定まる目標値にフィードバック制御する処理を追加する。

図９に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図９において、先の図８に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

平均電圧算出部９０では、予測部３６から出力される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを入力とし、ｄ軸上の電圧成分の平均値ｖｄａとｑ軸上の電圧成分の平均値ｖｑａとを算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）にて表現されるモデルから微分演算子の項を除去することで得られる以下の式（ｃ１５）、（ｃ１６）によって表現されるモデル式によって算出される。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄｅ −ωＬｑ・ｉｑｅ …（ｃ１５）
ｖｑａ＝ωＬｄ・ｉｄｅ ＋Ｒ・ｉｑｅ＋ωφ …（ｃ１６）
なお、上記予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅは、操作状態決定部３８によって最終的に決定された操作状態に対応する予測値とする。

電圧ベクトルノルム算出部９２では、平均値ｖｄａ，ｖｑａのノルム（平均電圧ベクトルノルムＮｅ）を算出する。一方、ノルム目標値設定部９４では、電源電圧ＶＤＣを入力として上述した目標値Ｎｒを設定する。この目標値Ｎｒは、電源電圧ＶＤＣに「Ｍｒ・√（３／８）」を乗算したものであるが、本実施形態では、変調率指令値Ｍｒを、「１」よりも大きく且つ矩形波制御の変調率（１．２７）よりも小さい値に設定する。

偏差算出部９６では、ノルム目標値Ｎｒから平均電圧ベクトルノルムＮｅを減算する。比例積分制御器９８では、ノルム偏差算出部９６の出力を入力とし、比例積分演算結果を出力する。この比例積分制御器９８の出力信号が、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量となる。

補正部７０では、最大トルク磁束指令値設定部５２の出力または弱め界磁磁束指令値設定部６０の出力を比例積分制御器９８の出力によって補正することで、最終的な磁束ノルム指令値Φｆｗｃを算出する。

図１０に、上記インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御の実行の有無に関する処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、ノルム目標値Ｎｒを算出する。続くステップＳ２２においては、平均電圧ベクトルノルムＮｅを算出する。続くステップＳ２４では、平均電圧ベクトルノルムＮｅがノルム目標値Ｎｒよりも大きいか否かを判断する。この処理は、出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御の開始条件が成立したか否かを判断するものである。そして、ステップＳ２４において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、上記フィードバック制御を実行する。

一方、ステップＳ２４において否定判断される場合には、ステップＳ２８において、上記フィードバック制御を停止する。なお、フィードバック制御の停止は、実際には、先の図２に示した比例積分制御器７０の出力や積分項の出力をゼロとする処理とすればよい。これにより、比例積分制御器７０による処理は常時なされることとなり、開始条件および停止条件を設定する必要を回避することができる。そして、上記ステップＳ２４の処理は、実際には、比例積分制御器７０の出力が負であるか否かを判断する処理とすればよい。

なお、上記ステップＳ２８，Ｓ３２の処理が完了する場合や、ステップＳ２６、Ｓ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に準じた効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御すべく、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを操作した。これにより、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを用いたフィードフォワード制御による制御誤差をフィードバック制御によって補償することができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、弱め界磁制御として、モータジェネレータ１０の鎖交磁束を磁束ノルム指令値Φｆｗｃにフィードバック制御する処理を追加する。

図１１に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図１１において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

指令電流設定部１００では、トルク指令値Ｔｒを実現して且つ最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｄｒ１を設定する。また、指令電流設定部１０２では、トルク指令値Ｔｒを実現して且つ最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｑｒ１を設定する。こうして設定された指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１は、最大トルク制御時には、評価関数Ｊの入力パラメータとされる。

一方、弱め界磁制御に関する処理としては、偏差算出部１０４において磁束ノルム指令値Φｆｗｃから予測磁束ノルムΦｅを減算する。比例積分制御器９８では、偏差算出部１０４の出力の比例積分演算を行う。補正部１０６では、指令電流設定部１００の出力する指令電流ｉｄｒ１を、比例積分制御器９８の出力で補正する。ｑ軸電流算出部１１０では、指令電流ｉｄｒとトルク指令値Ｔｒとから、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを算出する。これは、ｄ軸電流とｑ軸電流とのいずれか一方と、トルクとから、他方が定まることに鑑みたものである。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の効果に準じた効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１２）モータジェネレータ１０の鎖交磁束を磁束ノルム指令値Φｆｗｃにフィードバック制御した。これにより、モータジェネレータ１０の鎖交磁束と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、弱め界磁制御として、磁束ノルム指令値Φｒに代えて、指令電流を設定する。

図１２に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。なお、図１２において、先の図１１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示される弱め界磁指令値設定部６０ａは、電源電圧ＶＤＣ、電気角速度ωおよび要求トルクＴｒを入力として、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。これは、これら入力パラメータとｄ軸の指令電流ｉｄｒとの関係を定めたマップと、これら入力パラメータとｑ軸の指令電流ｉｑｒとの関係を定めたマップとを備えることで実現することができる。これらマップは、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値が目標値となるとの条件の下に設定されるものである。

そして、最大トルク制御時であるか弱め界磁制御時であるかに応じて、指令電流設定部１００，１０２によって設定される指令電流と、弱め界磁指令値設定部６０ａによって設定される指令電流とを切り替える。なお、この切替は、例えば先の図１０の電圧フィードバック制御の実行時を弱め界磁制御の実行時と読み替えて行えばよい。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第１の実施形態において、指令電流設定部５４，５６を備えず、評価関数の入力パラメータを、トルクおよび鎖交磁束としてもよい。
・上記第２の実施形態においては、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとのそれぞれの偏差の２乗の和を入力とすることで電流フィードバック制御手段を構成したが、これに限らない。例えば、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのノルムと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのノルムとを入力とするものであってもよい。また、指令電流ｉｄｒと予測電流ｉｄｅとのみを入力とするものであってもよい。更に、電流フィードバック制御手段としては、比例要素のみによって構成されるものに限らず、積分要素のみによって構成されるものや、比例要素および積分要素から構成されるもの、更には、比例要素、積分要素および微分要素から構成されるものであってもよい。

・電流フィードバック制御手段としては、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するものに限らず、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するものであってもよい。

・上記第２の実施形態においては、評価関数の入力パラメータを電流としたが、これに限らず、磁束およびトルクとしてもよい。この場合であっても、指令電流設定部５４，５６を備えるなら、上記第２の実施形態の要領で電流フィードバック制御手段を構成することができる。

・上記第３の実施形態では、モータジェネレータ１０の端子電圧の偏差を、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを入力として算出したが、これに限らず、例えば実電流ｉｄ，ｉｑを入力として算出してもよい。

・上記第３の実施形態においてモータジェネレータ１０の端子電圧の偏差を、第６の実施形態の平均電圧算出部９０を備えて算出してもよい。

・上記第３の実施形態において、評価関数の入力パラメータを、トルクおよび鎖交磁束としてもよい。

・上記第６の実施形態において、指令電流設定部５４，５６を備えて且つ、評価関数の入力パラメータを、電流としてもよい。

・上記第６の実施形態では、電圧フィードバック制御の実行条件と、弱め界磁磁束指令値設定部６０による磁束ノルム指令値Φｆｗｃの設定条件とを各別としたが、これに限らない。ここで、同一とする場合には、先の図４に示した処理によって実行条件を設定することが望ましいが、図１０に示した処理によって実行条件を設定してもよい。

・上記第６の実施形態では、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値の算出手段として、平均電圧算出部９０を備えるものを例示したが、これに限らない。例えば、操作状態決定部３８によって採用された電圧ベクトルＶｉの単純移動平均処理を行う手段であってもよい。ただし、この場合、電圧ベクトルのサンプリング数は、１電気角周期よりも十分に短くする必要がある。このため、サンプリング数を電気角速度が大きいほど小さくする等、可変設定してもよい。

・上記第６の実施形態では、出力電圧の大きさの平均値を平均電圧ベクトルノルムＮｅとして定量化したが、これに限らず、変調率や電圧利用率にて定量化してもよい。この場合であっても、比例積分制御器９８のゲインを変更することで同様の結果が得られる。

・上記第７の実施形態では、予測磁束ノルムΦｅを弱め界磁磁束指令値設定部６０によって設定される磁束ノルム指令値Φｆｗｃにフィードバック制御するための操作対象を、ｄ軸上の指令電流ｉｄｒとしたが、これに限らず、ｑ軸上の指令電流ｉｑｒとしてもよい。

・上記第７の実施形態では、予測磁束ノルムΦｅを弱め界磁磁束指令値設定部６０によって設定される磁束ノルム指令値Φｆｗｃにフィードバック制御したが、これに限らず、実際の鎖交磁束の大きさをフィードバック制御してもよい。

・上記第７の実施形態では、予測磁束ノルムΦｅを弱め界磁磁束指令値設定部６０によって設定される磁束ノルム指令値Φｒにフィードバック制御するための操作量を補正量として、指令電流設定部１００によって設定される指令電流ｉｄｒ１を補正するようにしたが、これに限らず、上記操作量を直接指令電流ｉｄｒとしてもよい。

・インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を電源電圧ＶＤＣに応じて設定される目標値とするためのフィードフォワード制御手段としては、磁束ノルム指令値Φｒと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとのいずれか一方を設定するものに限らず、これら双方を設定するものであってもよい。この場合、例えば、これら双方を評価関数の入力パラメータとすればよい。

・上記各実施形態では、必ず全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、非ゼロベクトルＶ１〜Ｖ６の全てと、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかとのそれぞれについて制御量を予測してもよい。

・評価関数の入力パラメータとなる制御量としては、上記のものに限らない。例えば、ｄｑ軸上の磁束Φｄ、Φｑであってもよい。また例えば、ｄｑ軸上の磁束Φｄ、Φｑのいずれか一方とトルクとであってもよい。さらに例えば、ｄ軸の磁束Φｄとｑ軸の電流ｉｑとであってもよく、また、ｑ軸の磁束Φｑとｄ軸の電流ｉｄとであってもよい。

・評価関数としては、制御量の指令値に対する偏差を定量化したものに限らない。例えば、スイッチング状態の切り替え数を更に加味してもよい。

・磁束ノルムとトルク等、絶対値が大きく相違しえるパラメータを入力とする評価関数Ｊにおいて、これらパラメータ間の絶対値の大小を補償する手段としては、重み係数α、βを利用する手段に限らない。例えば、各パラメータ同士の偏差を用いる代わりに、各パラメータの最大値に対する割合の偏差を用いる手段であってもよい。ここでは、最大値に対する割合によって各パラメータを規格化することで、上記補償する手段が構成されている。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおける制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・トルクの予測手段としては、上記実施形態において例示したものに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅ，ｉｄｅを入力とするマップを用いるものであってもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・上記各実施形態では、変調率が「１」以上の所定値となる際のインバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値とし、この目標値とするためのフィードフォワード操作量によって評価関数Ｊの入力パラメータを操作したが、これに限らない。例えば変調率が「０．９」等、変調率が「１」未満となる際の出力電圧の大きさの平均値を目標値としてもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、コンバータＣＶに限らず、例えば高電圧バッテリ１２であってもよい。換言すれば、先の図１において、コンバータＣＶを除去してもよい。

・電力変換回路としては、上記インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の各端子に３段階以上の電圧を印加することができるものであってもよい。この場合であっても、それらのうちの最大値と最小値との差を直流電源の電圧とした場合の変調率が「１」を超える領域においては、上記各実施形態において例示した弱め界磁制御を行うことが有効である。また例えば、それらのうちの一部の電圧のみを意図的に利用する場合には、利用する電圧の最大値および最小値の差を直流電源とした場合の変調率が「１」を超える領域において、上記各実施形態において例示した弱め界磁制御を行うことが有効である。

１０…モータジェネレータ、３０…モデル予測制御部、６０…弱め界磁磁束指令値設定部。

Claims (14)

1. 回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
   前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
   前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を、前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値とすべく、前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作するフィードフォワード制御手段とを備え、
   該フィードフォワード制御手段は、前記直流電源の電圧および前記回転機の電気角速度を入力とし、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値となる際の前記制御量を算出する算出手段を備え、前記入力パラメータとしての制御量の指令値を前記算出手段によって算出される制御量、および該制御量から算出可能な別の制御量の少なくとも一方とすることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記算出手段によって算出される制御量は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも一方であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記目標値は、変調率が「１」以上の値のときの出力電圧の大きさの平均値に対応するものであることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記目標値は、矩形波制御の変調率以下に対応する出力電圧の大きさの平均値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記フィードフォワード制御手段による制御は、変調率が「１」以上の規定値となることで開始されるものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記算出手段によって算出される制御量は、前記回転機の鎖交磁束の大きさであり、
   前記算出手段は、前記回転機の電気角速度および前記直流電源の電圧に加えて前記回転機を流れる電流を入力して、前記鎖交磁束の大きさの指令値を算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記評価関数の入力パラメータは、前記回転機のトルクおよび鎖交磁束の大きさであることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記評価関数の入力パラメータは、前記回転機のｄ軸電流およびｑ軸電流であり、
   前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流の指令値と前記ｑ軸電流の指令値とは、前記回転機のトルクの指令値と前記鎖交磁束の大きさの指令値とに基づき算出されるものであることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
9. 前記回転機のトルクをその指令値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作するトルクフィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記回転機を流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作する電流フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記回転機を流れる電流とその指令値とを入力として、前記回転機を流れる電流から算出される回転機の端子電圧が前記指令値から算出される前記回転機の端子電圧よりも大きい場合、その差分に応じた電圧を低減すべく前記算出手段によって算出される鎖交磁束の大きさの指令値を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記目標値にフィードバック制御すべく、前記フィードフォワード制御手段によって操作される前記入力パラメータとしての制御量の指令値を操作する電圧フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記算出手段によって操作される鎖交磁束の大きさの指令値に、前記回転機の鎖交磁束の大きさをフィードバック制御する磁束フィードバック制御手段を更に備えることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
14. 前記回転機に流れる電流を最小にして最大のトルクを生成するための前記鎖交磁束の大きさの指令値を算出する最大トルク制御手段を更に備え、
    前記フィードフォワード制御手段による制御は、前記最大トルク制御手段の設定する鎖交磁束よりも小さい鎖交磁束を指令値として与える場合に採用されることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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