JP5152207B2

JP5152207B2 - 多相回転機の制御装置

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Inventors: 友哉高橋; 彰宏井村
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Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と多相回転機の各相との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、モデル予測制御を行うものもある。この装置では、まず、各サンプリングタイミングｋ、ｋ＋１、…ｋ＋Ｎ−１（Ｎ≧１）のスイッチング状態のシーケンスを仮設定した場合のサンプリングタイミングｋ〜ｋ＋Ｎにおけるトルクの軌跡を予測する。次に、サンプリングタイミングｋ＋Ｎ−１〜ｋ＋Ｎにおけるトルクの軌跡に基づき、外挿によってトルクのその後の軌跡を予測する。次に、外挿によって予測されるトルクが所定の範囲から外れるまでに要するサンプリング回数ｎに基づき、上記スイッチングシーケンスの仮設定によって定まるスイッチング状態の切替数を除算する。そして、この除算値が最小となるスイッチングシーケンスにおけるサンプリングタイミングｋのスイッチング状態をサンプリングタイミングｋの実際のスイッチング状態として決定する。これにより、スイッチング状態の切替数を制限することができるとしている。

なお、従来の制御装置としては、他にも例えば下記非特許文献１に記載されたものもある。

特開２００６−１７４６９７号公報

門田、道木、大熊「モデル予測制御に基づくＰＭＳＭ高速駆動時の電流制御系に関する検討」、平成１８年電気学会全国大会、第４分冊、ｐ．１７５−１７６

ところで、上記モデル予測制御によれば、インバータのスイッチング状態の切替数を制限することができるとはいえ、複数の相のスイッチング状態が同時に切り替えられる事態を回避することはできない。そして、複数の相のスイッチング状態が同時に切り替えられる場合には、インバータのスイッチング素子の入力端子及び出力端子間やインバータの入力端子間に接続される平滑コンデンサの両電極間のサージが増大する。このため、スイッチング素子や平滑コンデンサの耐圧を上げる等、ハードウェアの大型化、高コスト化を招くおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モデル予測制御によって多相回転機の制御量を制御するに際し、電力変換回路のサージの増大を好適に抑制することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と多相回転機の各相との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を予測する予測手段と、前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記操作手段は、前記電力変換回路の次回の操作状態の決定に際し、該次回の操作状態とすることでスイッチング状態が切り替えられる前記多相回転機の相数を「１」以下に制限する制限手段を備え、前記操作手段は、前記切り替えられる相数が「１」以下となるもののうち前記予測手段によって予測される制御量とその指令値との乖離量が小さいものに設定するものであって且つ、前記切り替えられる相数が「１」以下となるもののうち前記乖離量の最小値から該最小値よりも規定値大きい値までの乖離量に対応する操作状態が複数ある場合、これらのうち現在の操作状態よりも前記多相回転機の回転方向に１つ進んだ前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに対応する操作状態を前記次回の操作状態に設定することを特徴とする。

多相回転機の各相に印加される電圧が不連続的に変化すると、サージが発生する。そしてこのサージは、上記不連続的な変化が生じる相数が多いほど大きくなる。上記発明では、この点に鑑み、上記不連続的な変化が生じる相数を「１」以下に制限することで、サージを抑制することができる。

ところで、電力変換回路の操作状態を電力変換回路の出力電圧ベクトルによって表現する場合、電力変換回路の操作状態は、多相回転機の回転に伴って回転方向に順次進んだ出力電圧ベクトルによって表現されるものに切り替えられていく傾向がある。上記発明では、この点に鑑み、制御量とその指令値との乖離量が規定値以下のものが複数ある場合に、回転方向に進んだ出力電圧ベクトルにて表現される操作状態を選択する。これにより、例えば多相回転機の回転変動等によって、制御量とその指令値との乖離量を小さくするうえで最適な操作状態が不規則的に変動する状況であっても、１電気角周期におけるスイッチング状態の切替総数を低減できると期待される。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記多相回転機の各相のそれぞれとを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の構成が簡素であることから、制御装置の制御を簡素化することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。スイッチング切替数とサージとの関係の一例を示すタイムチャート。上記実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。同実施形態にかかる電圧ベクトルの選択手法を示す図。同実施形態の効果を示す図。三角波ＰＷＭ制御によるスイッチング状態の切り替え態様を示すタイムチャート。第２の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して平滑コンデンサ１３や高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相の端子にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用する制御（モデル予測制御）を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、および電気角速度ωは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となり得ることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

ただし、こうした態様にて決定される操作状態は、スイッチング状態が切り替えられる相数を多くすることもありうる。そしてこの場合には、図３に示すように、平滑コンデンサ１３の両電極間の電圧（バス電圧）や、インバータＩＶの出力電圧相当量（コモン電圧）に重畳するサージが増大する。図では、ゼロベクトルＶ０から奇数電圧ベクトルを介すことなく偶数電圧ベクトルに切り替わることで、スイッチング状態が切り替えられる相数が「２」となる場合のサージを示している。このように、スイッチング状態が切り替えられる相数が増大すると、サージが大きくなるため、インバータＩＶを構成するスイッチング素子や平滑コンデンサ１３の耐圧を上げる必要が生じる。そこで本実施形態では、スイッチング素子に対する要求を極力低減すべく、図４に示す態様にてモデル予測制御を行う。

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ１６では、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となるものを次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定した場合について、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となるものとする。すなわち、電圧ベクトルＶ（ｎ）が非ゼロベクトルＶｉ（ｉ＝１〜６）である場合、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶｉ−１、Ｖｉ，Ｖｉ＋１（ｍｏｄ６）とするか、ゼロベクトルとする。ただし、ゼロベクトルとしては、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ（ｋ＝１〜３）であるなら、ゼロベクトルＶ７を選択し、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ−１であるなら、ゼロベクトルＶ０を選択する。図５（ａ）に、Ｖ（ｎ）＝Ｖ１の場合について、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定可能な４つの電圧ベクトルを示した。また、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロベクトルＶ０である場合、図５（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、奇数の電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５またはゼロベクトルＶ０とする。さらに、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロベクトルＶ７である場合、図５（ｃ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、偶数の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６またはゼロベクトルＶ７とする。続くステップＳ１６では、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１８においては、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となる電圧ベクトル全てについて、２制御周期先の電流を予測する処理が完了したか否かを判断する。そして、否定判断される場合には、ステップＳ１４に戻る。ただし、ここでは、ステップＳ１４において、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となる電圧ベクトルのうち、未だ２制御周期先の電流を予測する処理に用いられていない電圧ベクトルを電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に設定する。

一方、ステップＳ１８において肯定判断される場合には、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となる電圧ベクトルのそれぞれについて、評価関数Ｊを算出する。続くステップＳ２２では、評価関数Ｊが最小値Ｊｍｉｎとなる電圧ベクトルが複数あるか否かを判断する。そして、複数ない場合には、ステップＳ２６において、評価関数Ｊを最小とする電圧ベクトルを次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に決定する。これに対し、ステップＳ２２において複数あると判断される場合、ステップＳ２４において、これら複数の電圧ベクトルの中から、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、これら複数の電圧ベクトルのうち、進角側の電圧ベクトルを選択する。すなわち例えば、モータジェネレータ１０の正転が先の図２（ｂ）における電圧ベクトルの反時計回りに対応する場合には、電圧ベクトルＶ１よりも電圧ベクトルＶ２の方が進角側の電圧ベクトルとなり、また、電圧ベクトルＶ２よりも電圧ベクトルＶ３の方が進角側の電圧ベクトルとなる。このため例えば、評価関数Ｊを最小とする電圧ベクトルがＶ１，Ｖ２である場合、電圧ベクトルＶ２を選択することとなる。この処理は、モータジェネレータ１０の現在の回転方向を入力として行うことができる。なお、複数の電圧ベクトルが非ゼロベクトルとゼロベクトルとである場合、次回以降の電圧ベクトルの選択枝を増加させるべく、ゼロベクトルを選択する設定としてもよい。

こうしてステップＳ２４、Ｓ２６の処理が完了する場合には、ステップＳ２８に移行する。ステップＳ２８においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、上記処理を行うことなく全電圧ベクトルを次回の電圧ベクトルとして採用しうる設定の場合（対策前）と、上記処理を行う場合（対策後）との比較結果を示す。図示されるように、上記処理を行う場合には、モータジェネレータ１０の複数相において同時にスイッチング状態が切り替わる事態を確実に回避することができるのみならず、スイッチング回数自体も低減している。

ちなみに、このようにモータジェネレータ１０の複数相において同時にスイッチング状態が切り替わる事態を確実に回避することは、従来の三角波比較ＰＷＭ制御によっても実現できていないことであった。すなわち、図７に示すように、三角波比較ＰＷＭ制御を行う場合、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのうちの２つが交差するに際し、スイッチング状態が切り替わる相が「２」相となりうる。図７では、指令電圧ｖｕｒと指令電圧ｖｗｒとが交差する時点において、ゼロベクトルＶ０から偶数ベクトルに切り替わる例を示している。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの次回の操作状態の決定に際し、次回の操作状態とすることでスイッチング状態が切り替えられるスイッチング素子に接続されるモータジェネレータ１０の相数を「１」以下に制限した。これにより、サージを確実に抑制することができる。

（２）今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とのスイッチング状態の切り替えられる相数が「１」以下となる電圧ベクトルのうち、評価関数Ｊを最小とするものが複数ある場合、モータジェネレータ１０の回転方向に１つ進んだインバータＩＶの出力電圧ベクトルに対応するものを次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に設定した。これにより、例えばモータジェネレータ１０の回転変動等によって、評価関数Ｊを最小とすることのできる電圧ベクトルが不規則的に変動する状況であっても、１電気角周期におけるスイッチング状態の切替総数を低減できると期待される。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、β（α≠β、α≠０、β≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。

なお、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の仮設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜スイッチング状態の切替のなされる相数の制限手段について＞
スイッチング状態の切替のなされる相数の制限手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、評価関数Ｊの最小値Ｊｍｉｎとの差が規定値以下となる電圧ベクトルの方が最小値Ｊｍｉｎとなる電圧ベクトルよりも１つ進角側にある場合には、進角側となるものを採用するようにしてもよい。

また、スイッチング状態の切替のなされる相数が「１」以下となるものに制限する手法としては、切替られる相数が「１」以下となる切替の全てを許容するものに限らず、例えば進角側の切替のみ（現状維持を含む）を許容するものであってもよい。

さらに、評価関数Ｊを最小値Ｊｍｉｎとする操作状態が複数ある場合、進角側を選択しなくても上記第１の実施形態の上記（１）の効果を得ることはできる。
＜モデル予測手法について＞
・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合、各更新タイミングにおけるスイッチング状態の切替られる相数を制限しつつ予測処理を行えばよい。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態では、電気角θの検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電気角θを検出するようにしてもよい。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・連続系でのモデルを離散化する手法としては、前進差分法等の差分法を用いるものに限らない。例えば、Ｎ（≧２）段階の線形多段階法や、ルンゲ・クッタ型公式等を用いるものであってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流等を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流等の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。なお、上記第２の実施形態において、トルクを予測する手段のみマップにて構成してもよい。このマップは、例えば、予測される電流および電気角速度ωを入力パラメータとすればよく、また温度等を更に含めてもよい。
＜制御量について＞
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
＜その他＞
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と多相回転機の各相との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と多相回転機の各相とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば上記特許文献１に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（多相回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims

互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と多相回転機の各相との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
前記操作手段は、前記電力変換回路の次回の操作状態の決定に際し、該次回の操作状態とすることでスイッチング状態が切り替えられる前記多相回転機の相数を「１」以下に制限する制限手段を備え、
前記操作手段は、前記切り替えられる相数が「１」以下となるもののうち前記予測手段によって予測される制御量とその指令値との乖離量が小さいものに設定するものであって且つ、前記切り替えられる相数が「１」以下となるもののうち前記乖離量の最小値から該最小値よりも規定値大きい値までの乖離量に対応する操作状態が複数ある場合、これらのうち現在の操作状態よりも前記多相回転機の回転方向に１つ進んだ前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに対応する操作状態を前記次回の操作状態に設定することを特徴とする多相回転機の制御装置。
前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、
前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記多相回転機の各相のそれぞれとを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。