JP5857689B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置においては、電力変換回路自体やその冷却装置の小型化等の要求から、スイッチング状態の切り替えに伴う発熱量を低減することも要求されている。ここで、従来の三角波ＰＷＭ処理によって回転機に印加すべき指令電圧をインバータで模擬させるものにあっては、指令電圧を２相変調することで、発熱量を低減できることが知られている。これは、２相変調をする場合にはしない場合と比較してスイッチング頻度が低下するためである。

ところで、発熱量とスイッチング頻度との間には相関があるとはいえ、スイッチング頻度を低減することは必ずしも発熱量を効果的に低減することにつながらない。これは、スイッチング状態の切り替えに伴う発熱量は、スイッチング状態が切り替えられる際においてスイッチング素子を流れる電流量に依存するためである。

そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、インバータの各相の電流の絶対値が極大となる近傍において、その相のスイッチング状態の切り替えを禁止する期間を付与することも提案されている。

特許第３２５０３２９号公報

ただし、上記のようにスイッチング状態の切り替えを禁止する場合には、制御の応答性の低下を招くおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

構成１では、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記決定手段は、前記回転機の端子を流れる電流の絶対値が大きい場合、該端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切替を伴うスイッチングモードを、実際の操作に用いるスイッチングモードに決定することを制限する制限手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、制限手段を備えることで、回転機の端子を流れる電流が大きい場合に、その端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替え頻度を低減することができることから、スイッチング状態の切り替えに伴う発熱量を低減することができる。

構成２では、構成１において、前記決定手段は、前記予測手段による予測結果に基づき、前記仮設定されるスイッチングモードを評価する評価手段を備え、該評価手段による評価が最も高いスイッチングモードを前記実際の操作に用いるスイッチングモードに決定するものであり、前記評価手段には、前記回転機の制御が正常になされて且つ、前記回転機の任意の端子を流れる電流が極大となる場合、前記極大となる電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価よりも、前記極大よりも小さい電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモード、またはスイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードの評価を、前記回転機の制御量とその指令値との乖離度合いに基づき低くし得る応答性確保設定がなされていることを特徴とする。

上記発明では、応答性確保設定がなされているために、スイッチング状態の切り替えに伴う発熱量を低減しつつも、電流が大きい場合にスイッチング状態の切り替えを一律に禁止する場合と比較して、制御量を指令値に制御する際の応答性を向上させることができる。

構成３では、構成２において、前記評価手段は、前記仮設定されたスイッチングモードについて、前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きい場合に評価を低くするものであって且つ、スイッチング状態が切り替えられる状況下、該スイッチング状態の切り替えられる前記回転機の端子を流れる電流の絶対値が大きい場合に評価を低くするものであり、前記応答性確保設定は、前記回転機の制御が正常になされて且つ、前記回転機の任意の端子を流れる電流が極大となる場合、前記極大の電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードよりも、前記極大よりも小さい電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモード、またはスイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードの方が前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きい場合に、前記極大の電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価を高くし得るものであることを特徴とする。

上記発明では、上記乖離度合いと上記電流とのそれぞれの要素に応じた評価傾向を設定することで、応答性確保設定を実現することできる。

構成４では、構成２または３において、前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値以下となるものがある場合、スイッチング状態の切り替えのなされないスイッチングモード、および前記回転機の端子のうちスイッチング状態が切り替えられるものに流れる電流の絶対値が一番小さいスイッチングモードの評価をそれ以外のものよりも高くすることを特徴とすることを特徴とする。

上記発明では、規定値の大きさの設定によって、応答性確保設定を実現することができる。

構成５では、構成４において、前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値を上回る場合、乖離が最も小さいスイッチングモードの評価をそれ以外のものと比較して高くすることを特徴とする。

上記発明では、上記規定値を上回る場合に乖離が最小となるものの評価を高めることで、応答性を向上させることができる。

構成６では、構成４または５において、前記規定値を、前記予測手段による予測対象とされる制御量の大きさに応じて可変設定する可変手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、可変手段を備えることで、規定値以下となるものの誤差割合（指令値に対する指令値と制御量との差の割合）が、制御量の大きさに応じて変動することを抑制することができる。

構成７では、構成４〜６のいずれかにおいて、前記回転機は、Ｎ（＞１）相の回転機であり、前記規定値を、電気角周期の「１／２Ｎ」倍の周期で変動させる変動手段を備えることを特徴とする。

Ｎ相の回転機の場合、いずれかの相の電流の絶対値が極大値となる周期は、電気角周期の「１／２Ｎ」倍となる。このため、この周期で規定値を変動させることで、上記極大値となるタイミング付近でそれ以外と比較して規定値を大きくすることができ、ひいては、極大値となる付近でスイッチング状態が切り替えられる事態を好適に抑制することができる。

構成８では、構成１〜３のいずれかにおいて、前記決定手段は、前記予測手段による予測結果に基づき、前記仮設定されるスイッチングモードを評価する評価手段を備え、該評価手段による評価が最も高いスイッチングモードを前記実際の操作に用いるスイッチングモードに決定するものであり、前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きいほど評価を低くするものであって且つ、前記仮設定されるスイッチングモードについて、スイッチング状態の切り替えがなされる場合、該切り替えのなされる端子を流れる電流の絶対値が大きいほど評価を低下させるための評価補正値が前記予測される制御量とその指令値との乖離度合いの定量値に加算された値の大小によって、評価の高低を定量化することを特徴とする。

上記発明では、評価補正値を用いることで、制限手段を構成することができる。

構成９では、構成８において、前記評価補正値は、前記回転機の端子を流れる電流の絶対値に、該端子がスイッチング状態の切り替えのなされるものであるか否かに応じて互いに相違するゲインを乗算した値の和であることを特徴とする。

構成１０では、構成８において、前記評価補正値は、スイッチング状態の切り替えの有無に関する情報および前記回転機の端子を流れる電流を入力とし、前記スイッチング素子によって生じる発熱量を定量化した値を算出する手段の出力値であることを特徴とする。

構成１１では、構成２または３において、前記回転機は、Ｎ（＞１）相の回転機であり、前記評価手段は、スイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードについて、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値以下となる場合、該切り替えを伴わないスイッチングモードの評価をそれ以外のものよりも高くするものであり、前記規定値を、電気角周期の「１／２Ｎ」倍の周期で変動させる変動手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、規定値の大きさの設定によって、応答性確保設定を実現することができ、変動手段によって、制限手段を実現することができる。

構成１２では、構成１において、前記制限手段は、スイッチング状態が切り替えられる前記回転機の端子を流れる電流の絶対値が大きい場合、該スイッチング状態の切替を伴うスイッチングモードを、実際の操作に用いるスイッチングモードに決定することを禁止する禁止手段を備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチングモードを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるスイッチングモードの仮設定候補を示す図。 上記モデル予測制御の一部処理の詳細を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の一部処理の詳細を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかる規定値ｅｔｈの設定手法を示す図。 第４の実施形態にかかるモデル予測制御の一部処理の詳細を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるモデル予測制御の一部処理の詳細を示す流れ図。 第６の実施形態にかかるスイッチング状態の切り替え制限手法を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を、車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、その回転子が駆動輪に機械的に連結される。また、モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、制御装置２０は、要求トルクＴ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、スイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードを決定するモデル予測制御を行う。

上記スイッチングモードは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオンであるかオフであるかを示すものであり、図２（ａ）に示される８通りのスイッチングモード０〜７からなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード７である。これらスイッチングモード０，７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとするものである。これに対し、残りの６つのスイッチングモード１〜６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとするものである。

図２（ｂ）に、各スイッチングモード０〜７のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、スイッチングモード０〜７のそれぞれにおけるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを示すものである。なお、図示されるように、スイッチングモード１,３，５のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

ここで、モデル予測制御について詳述する。

先の図１に示す電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される回転角度（電気角θ）は、速度算出部２４の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２６は、要求トルクＴ＊を入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。これら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定し、操作部２８に出力する。操作部２８では、入力されたスイッチングモードに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。モード設定部３１では、先の図２（ａ）に示したインバータＩＮＶのスイッチングモードを仮設定する。この処理は、実際には、スイッチングモードに対応する電圧ベクトルを仮設定する処理となる。ｄｑ変換部３２では、モード設定部３１によって仮設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、モード設定部３１において仮設定された電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば上側アームがオンである場合を「ＶＤＣ／２」として且つ下側アームがオンである場合を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードをモード設定部３１によって仮設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。この電流の予測は、以下の式（ｃ１），（ｃ２）にて表現されるモデル式に基づき、モード設定部３１によって仮設定される複数通りのスイッチングモードのそれぞれについて行われる。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ２）
ここで、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、ｄ軸のインダクタンスＬｄ、ｑ軸のインダクタンスＬｑを用いた。

一方、モード決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とを入力として、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定する。こうして決定されたスイッチングモードに基づき、操作部２８では、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、予め定められた長さを有する周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を検出し、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。すなわち、インバータＩＮＶのスイッチングモードを、前回の制御周期で決定されたスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ）に対応するスイッチングモード）に更新する。

続くステップＳ１２においては、インバータＩＮＶの平均的な出力電圧ベクトルである平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ），ｖｑａ（ｎ））を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から電流の微分値の項を除いた式に、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を代入した以下の式（ｃ３）、（ｃ４）にて算出することができる。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ３）
ｖｑａ＝Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ４）
続くステップＳ１４においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）と瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）とに分解し、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）と、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電流の微分の項とが等しいとした下記の式（ｃ５），（ｃ６）を用いて行なうことができる。
ｖｄ−ｖｄａ＝Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ５）
ｖｑ−ｖｑａ＝Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ６）
詳しくは、上記の式（ｃ５），（ｃ６）を制御周期Ｔｃによって離散化した下記の式（ｃ７），（ｃ８）にて行なうことができる。
ｉｄｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｄ（ｎ）−ｖｄａ（ｎ）｝／Ｌｄ＋ｉｄ（ｎ） …（ｃ７）
ｉｑｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｑ（ｎ）−ｖｑａ（ｎ）｝／Ｌｑ＋ｉｑ（ｎ） …（ｃ８）
ちなみに、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ））は、ステップＳ１０において出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）をステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）による変換行列を用いて変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

続くステップＳ１６〜Ｓ２２では、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定する。本実施形態では、仮設定されるスイッチングモードを、現在のスイッチングモードからスイッチング状態が切り替えられるモータジェネレータ１０の端子数が「１」以下となるものに制限する。詳しくは、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝１〜６）である場合、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶｉ−１、Ｖｉ，Ｖｉ＋１（ｉ：ｍｏｄ ６）とするか、ゼロ電圧ベクトルとする。ただし、ゼロ電圧ベクトルとしては、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ（ｋ＝１〜３）」であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ７を選択し、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ−１」であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ０を選択する。図４（ａ）に、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ１」の場合について、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定可能な４つの電圧ベクトルを示した。また、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ０である場合、図４（ｂ）に示すように、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、奇数の電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５またはゼロ電圧ベクトルＶ０とする。さらに、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ７である場合、図４（ｃ）に示すように、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、偶数の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６またはゼロ電圧ベクトルＶ７とする。

先の図３のステップＳ１８においては、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて上記ステップＳ１２の処理と同様にして平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑａ（ｎ＋１））を算出する。さらに、ステップＳ２０においては、上記ステップＳ１４と同様にして、２制御周期先の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ここでは、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて且つ、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１）−ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１）−ｖｑａ（ｎ＋１））を用いる。なお、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１））は、ステップＳ１６において仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を上記電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ」を加算した回転角度による変換行列によって変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

ステップＳ２２においては、仮設定候補となるスイッチングモード（電圧ベクトル）のすべてについて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の算出が完了したか否かを判断する。ステップＳ２２において否定判断される場合には、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２２において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を決定する処理を行う。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルや電流、電気角のサンプリング番号を指定するパラメータｎを「１」ずつ減少補正することで、パラメータｎを更新し、この一連の処理を一旦終了する。

図５に、先の図３のステップＳ２４の処理の詳細を示す。

この処理は、評価関数Ｊによる評価の最も高いスイッチングモードを最終的なスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））とする処理となる。ここで、評価関数Ｊを、本実施形態では、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の差が大きいほど評価が低くなる関数とする。詳しくは、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差（誤差ベクトルｅｄｑ）自身の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。

ただし、本実施形態では、評価関数Ｊに、評価対象となるスイッチングモードによってスイッチング状態が切り替えられる相の電流が大きい場合に、そのスイッチングモードの評価を低くするための項を設ける。これは、相電流ｉ￥（＃＝ｕ，ｖ，ｗ）の絶対値にゲインＫ￥を乗算したもの同士の和によって定量化される。ここで、ゲインＫ￥は、その相のスイッチング状態が切り替えられない場合に、第１ゲインＫ１とされて且つ、スイッチング状態が切り替えられる場合に第２ゲインＫ２（＞Ｋ１）とされるものである。これにより、スイッチング状態の切り替えがなされる相を流れる電流が大きいほど、評価が低いことを表現することができる。

本実施形態では、上記内積値と、各相についてのゲインＫ￥および相電流ｉ￥の絶対値の積を全相で加算した値（評価補正値）との和を評価関数Ｊとする。

ここで、第１ゲインＫ１および第２ゲインＫ２は、予測電流と指令電流との乖離度合いの定量値（上記内積値）と比較して、評価補正値「Ｋｕ｜ｉｕ｜＋Ｋｖ｜ｉｖ｜＋Ｋｗ｜ｉｗ｜」が過度に大きくならないように設定される。これは、予測電流と指令電流との乖離が大きい場合、乖離を低減するスイッチングモードの評価が最も高くなることで、そのスイッチングモードが採用されうるようにするためのものである（応答性確保設定）。これにより、相電流ｉ￥が大きい場合にその相のスイッチング状態の切り替えを制限しつつも、応答性を確保することができる。

ちなみに、こうした設定は、モデル予測制御にとってスイッチング素子Ｓ￥＃等の発熱量を低減する上で極めて有効なものである。すなわち、評価関数Ｊを上記内積値のみによって構成する場合、予測電流と指令電流との乖離度合いが最小となるスイッチングモードが逐次選択されることから、従来の三角波ＰＷＭ処理等と比較してスイッチング状態の切り替え頻度が高くなる傾向にある。ここで、単に、相電流ｉ￥が大きい場合にその相のスイッチング状態の切り替えを禁止する場合には、モデル予測制御のメリットの１つである応答性が犠牲にされる。これに対し、上記のように評価関数Ｊを構成することで、乖離を迅速に低減する応答性の確保と、スイッチング状態の切り替えに伴う発熱量の低減との好適な両立を図ることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態における先の図３のステップＳ２４の処理の詳細を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、先の図３のステップ１６において仮設定されるスイッチングモードの中に、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値を規定値ｅｔｈ以下とするものがあるか否かを判断する。この処理は、規定値ｅｔｈ以下となるスイッチングモードの評価を他のスイッチングモードの評価よりも高くするためのものである。ここで、規定値ｅｔｈは、要求トルクＴ＊と、電気角速度ωと、電源電圧ＶＤＣとに応じて可変設定される。すなわち、要求トルクＴ＊が大きいほど、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊が大きくなるため、同一の差であっても指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する誤差の割合が小さくなる。このため、要求トルクＴ＊が大きいほど、規定値ｅｔｈを大きい値とすることで、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する誤差の割合が過度に大きいか否かを判断する。また、電気角速度ωが大きいほど電流が変化しにくくなることに鑑み、電気角速度ωが小さいほど規定値ｅｔｈを大きい値とすることで、規定値ｅｔｈを上回る事態が生じることを抑制する。さらに、電源電圧ＶＤＣが大きいほど電流が変化しやすくなることに鑑み、電源電圧ＶＤＣが大きいほど規定値ｅｔｈを大きい値とすることで、規定値ｅｔｈを上回る事態が生じることを抑制する。

ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値を規定値ｅｔｈ以下とするスイッチングモードに、現在のスイッチングモードと同じものがあるか否かを判断する。そして、同じものがある場合、ステップＳ４４において、次回のスイッチングモードを現在のスイッチングモードに決定する（次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）とする）。

これに対し、ステップＳ４２において否定判断される場合、ステップＳ４６において、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）の内積値を規定値ｅｔｈ以下とするスイッチングモードのうち、スイッチング状態が切り替えられる相の電流の絶対値が最小となるものを最終的なスイッチングモードに決定する。すなわち、たとえばＵ相でスイッチング状態の切り替えがなされるスイッチングモードおよびＶ相のスイッチング状態の切り替えがなされるスイッチングモードのそれぞれが、上記内積値を規定値ｅｔｈ以下とするものである場合、相電流ｉｕ，ｉｖの絶対値の小さい方について、その相のスイッチング状態を切り替えるスイッチングモードを選択する。この処理は、スイッチング状態の切り替えられる相の電流量が大きい場合に、そのスイッチングモードの評価を低くするための処理である。

一方、上記ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ４８において、上記誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値を最小とするスイッチングモードを、最終的なスイッチングモードに決定する。なお、上記ステップＳ４４，Ｓ４６，Ｓ４８の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。

上記処理において、規定値ｅｔｈは、予測電流と指令電流との乖離が大きい場合に、乖離を低減するスイッチングモードの評価を最も高くすることで、そのスイッチングモードに決定するための設定（応答性確保設定）を可能とする。すなわち、上記内積値を規定値ｅｔｈ以下とするものがない場合、ステップＳ４８において、内積値を最小とするスイッチングモードが採用される。また、内積値を規定値ｅｔｈ以下とするスイッチングモードが唯１つ存在して且つ、そのスイッチングモードにおいてたとえ相電流が極大となっている相のスイッチング状態を切り替えるものであったとしてもこれが採用される。

図７（ａ）に、本実施形態の効果を示す。ここでは、図７（ｂ）に、現在のスイッチングモードを次回も採用する場合の上記内積値が規定値ｅｔｈ以下となる場合に現在のスイッチングモードを維持して且つ、規定値ｅｔｈを上回る場合には内積値が最小となるスイッチングモードに決定する場合を対比して示した。図示されるように、本実施形態では、相電流（ここでは、Ｕ相の相電流ｉｕ）の極値付近においてスイッチング状態の切り替えが好適に抑制されている。図８は、図７の一部拡大図である。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、上記規定値ｅｔｈを、図９に示すように、電気角θに応じて、「６０°」周期で変動させる。ここで、規定値ｅｔｈの極大値は、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値のピークに設定される。これは、規定値ｅｔｈの位相δを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）の位相に応じて可変設定することで実現することができる。

こうした設定によれば、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの１つの絶対値が極大値に近づく場合、上記誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値が規定値ｅｔｈを上回りにくくなる。このため、先の図６のステップＳ４２において肯定判断される可能性が高まり、ひいては、相電流ｉ￥の絶対値が大きい相のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価を低下させることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態における先の図３のステップＳ２４の処理の詳細を示す。

図示されるように、本実施形態では、評価関数Ｊを、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値と評価補正値ΔＪとの和として且つ、評価補正値ΔＪを、都度の相別評価補正値ΔＪ￥の和とする。ここで、相別評価補正値ΔＪ￥は、スイッチング状態の切り替えを伴う相であるか否かに応じて各別のマップを用いて算出される。

すなわち、スイッチング状態の切り替えを伴う相については、相電流ｉ￥および電源電圧ＶＤＣと相別評価補正値ΔＪ￥との関係を定めたマップを用いて算出される。ここで、相電流ｉ￥および電源電圧ＶＤＣは、スイッチング状態の切り替えに伴う損失と正の相関を有する物理量である。このマップにより、スイッチング損失が大きいほど大きな値となる相別評価補正値ΔＪ￥を算出することができる。

また、スイッチング状態の切り替えを伴わない相については、相電流ｉ￥と相別評価補正値ΔＪ￥との関係を定めたマップを用いて算出される。ここで、相電流ｉ￥は、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎやダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎの導通損失と正の相関を有する物理量である。このマップにより、導通損失が大きいほど大きな値となる相別評価補正値ΔＪ￥を算出することができる。

上記評価補正値ΔＪは、予測電流と指令電流との乖離度合いの定量値（上記内積値）と比較して、過度に大きくならないように設定される。これは、予測電流と指令電流との乖離が大きい場合、乖離を低減するスイッチングモードの評価が最も高くなることで、そのスイッチングモードが採用されうるようにするためのものである（応答性確保設定）。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態における先の図３のステップＳ２４の処理の詳細を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、現在のスイッチングモードと同じスイッチングモードを仮設定した場合、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値が規定値ｅｔｈ以下となるか否かを判断する。そして、規定値ｅｔｈ以下となる場合、ステップＳ５２において、現在のスイッチングモードを次回のスイッチングモードに決定する一方、規定値ｅｔｈを上回る場合、ステップＳ５４において、上記内積値を最小とするスイッチングモードに決定する。

ここで、本実施形態では、規定値ｅｔｈを、先の第３の実施形態（図９）の要領で変動させる。これにより、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの１つの絶対値が極大値に近づく場合、上記誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値が規定値ｅｔｈを上回りにくくなる。このため、ステップＳ５０において肯定判断される可能性が高まり、ひいては、相電流ｉ￥の絶対値が大きい相のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価を低下させることができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるスイッチングモードの決定手法を示す。

図示されるように、本実施形態では、相電流（ここでは、Ｕ相の相電流ｉｕを例示）の絶対値が極大となる位相の前後「３０°」の領域において、その相のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの採用を禁止する。これは、先の図３のステップＳ１６において仮設定されるスイッチングモードから、予め該当するスイッチングモードを除外することで実現することができる（禁止手段の一実施形態）。このように、特定のスイッチングモードを仮設定候補から除外するという簡易な処理によって電流が大きい相のスイッチング状態の切り替えを禁止することができるのがモデル予測制御を採用するメリットの１つである。なお、この場合、先の図３のステップＳ２４においては、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値を最小とするスイッチングモードを選択すればよい。

上記領域は、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）の位相と電気角θとを入力として、特定すればよい。もっともこれに代えて、検出される相電流ｉ￥を入力とし、それら検出値の絶対値が、相電流ｉ￥の振幅の「ｓｉｎπ／３」以上となることに基づき特定してもよい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「可変手段について」
規定値ｅｔｈとしては、要求トルクＴ＊、電気角速度ω、および電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定されるものに限らず、これら３つのパラメータのうちの１つまたは２つに応じて可変設定されるものであってもよい。また、要求トルクＴ＊に代えて、実電流ｉｄ，ｉｑから推定される推定トルクを用いてもよい。さらに、要求トルクＴ＊に代えて、実電流ｉｄ，ｉｑや、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を用いてもよい。

また、規定値ｅｔｈを固定値としてもよい。ただしこの場合、規定値ｅｔｈとの比較対象を、制御量の絶対値によって規格化された誤差（指令電流ベクトルのノルムに対する誤差ベクトルのノルムの比等）とすることが望ましい。

「応答性確保設定について」
相電流が極大となる位相の前後「３０°」の領域となる都度、該当する相のスイッチング状態を切り替えるスイッチングモードの評価関数に一定値（評価補正値）を足しこむようにしてもよい。ここでの評価補正値を、モータジェネレータ１０の制御の正常時において、誤差ベクトルｅｄｑ自身の内積値のとり得る最大値よりも小さくすることで、応答性確保設定を実現することができる。

また、たとえば、上記第６の実施形態（図１２）において、評価関数Ｊの入力パラメータとしての指令値の変化量の絶対値が規定値以上となる過渡時において、制限を解除する手段であってもよい。ここで、指令値の変化量の絶対値が規定値以上となるか否かは、制御量とその指令値との乖離が大きくなるか否かを判断するためのものである。同様に、たとえば上記第１の実施形態において、定常時の第２ゲインＫ２を過度に大きい値として且つ、過渡時においてゲインＫ￥をゼロとする手段であってもよい。

「評価補正値について」
上記第４の実施形態（図１０）において、相別評価補正値ΔＪ￥をマップ演算する代わりに、導通損失情報およびスイッチング状態の切替速度に関する情報を記憶することで、それら情報と、電流ｉ￥および電源電圧ＶＤＣとを用いて都度算出してもよい。ここで、スイッチング状態の切替速度と電流ｉ￥と電源電圧ＶＤＣとは、スイッチング状態の切り替えに際しての損失を定めるためのパラメータである。

また、導通損失を考慮することなく、スイッチング状態が切り替わる場合、その相の電流ｉ￥と電源電圧ＶＤＣの積にゲインを乗算した値を評価補正量として加算するようにしてもよい。ここで、電流ｉ￥と電源電圧ＶＤＣの積は、スイッチング損失と相関を有する量であり、ゲインは、応答性確保設定を行なうためのものである（ただし、禁止手段を構成するためのものとすることも可能である）。

なお、相別評価補正値の算出に用いる入力パラメータとしては、上記第４の実施形態（図１０）に例示したものに限らないことについては、「回転機について」の欄に記載がある。

また、評価補正値の具体化手法としては、他にもたとえば「応答性確保設定について」の欄に記載したものであってもよい。

「禁止手段について」
上記第１の実施形態（図５）において、極大となる位相の前後「３０°」の領域における電流の値と第２ゲインＫ２との積が、誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値としてとり得ない値となるように第２ゲインＫ２を設定することで禁止手段を構成してもよい。

上記第５の実施形態（図１１）にかかる規定値ｅｔｈを、相電流のピークとなる付近の領域において誤差ベクトルｅｄｑ（ｎ＋２）自身の内積値としてとり得ない値となるように設定することで禁止手段を構成してもよい。

「仮設定されるスイッチングモードについて」
スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものに限らず、「２」以下となるものであってもよい。また、スイッチングモードの全てであってもよい。

「予測手段について」
次回のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「予測される制御量とその指令値との乖離度合いの定量化手法について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄ＊（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑ＊（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの定量値としてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶのスイッチングモードを決定するために用いる制御量としては電流に限らない。例えば、トルクおよび鎖交磁束としたり、トルクのみまたは鎖交磁束のみとしたりしてもよい。また例えば、トルクおよびｄ軸電流またはトルクおよびｑ軸電流等、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。この場合であっても、電力変換回路に接続されるコイルの電流が大きい場合に、そのコイルに対応するスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを制限することは有効である。

回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。なお、車載主機以外の場合等にあっては、直流電圧源の電圧の変動が無視できる環境も考えられる。そしてこの場合には、先の第４の実施形態（図１０）において、電源電圧ＶＤＣを入力とすることなくスイッチング損失に応じた相別評価補正値ΔＪ￥を高精度に算出することができる。

「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、２０…制御装置、ＩＮＶ…インバータ（電力変換回路の一実施形態）。

Claims (13)

1. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉する、上側アームと下側アームとからなる一対のスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子の上側アームと下側アームのそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、
   該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記決定手段は、前記回転機の制御が正常になされて且つ、検出された前記回転機の端子を流れる電流である相電流の絶対値が大きいほど、該端子に接続されるスイッチング素子の上側アームと下側アームとの間でのスイッチング状態の切替を伴うスイッチングモードを、実際の操作に用いるスイッチングモードに決定されにくくする制限手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉する、上側アームと下側アームとからなる一対のスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子の上側アームと下側アームのそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、
   該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記決定手段は、前記予測手段による予測結果に基づき、前記仮設定されるスイッチングモードを評価する評価手段を備え、該評価手段による評価が最も高いスイッチングモードを前記実際の操作に用いるスイッチングモードに決定するものであり、
   前記評価手段には、前記回転機の制御が正常になされて且つ、前記回転機の任意の端子を流れる相電流が極大となる場合、前記極大となる相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価よりも、前記極大よりも小さい相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモード、またはスイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードの評価を、前記回転機の制御量とその指令値との乖離度合いに基づき低くし得る応答性確保設定がなされている
   ことを特徴とする回転機の制御装置。
3. 前記決定手段は、前記予測手段による予測結果に基づき、前記仮設定されるスイッチングモードを評価する評価手段を備え、該評価手段による評価が最も高いスイッチングモードを前記実際の操作に用いるスイッチングモードに決定するものであり、
   前記評価手段には、前記回転機の制御が正常になされて且つ、前記回転機の任意の端子を流れる相電流が極大となる場合、前記極大となる相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価よりも、前記極大よりも小さい相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモード、またはスイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードの評価を、前記回転機の制御量とその指令値との乖離度合いに基づき低くし得る応答性確保設定がなされている
   ことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記評価手段は、前記仮設定されたスイッチングモードについて、前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きい場合に評価を低くするものであって且つ、スイッチング状態が切り替えられる状況下、該スイッチング状態の切り替えられる前記回転機の端子を流れる相電流の絶対値が大きい場合に評価を低くするものであり、
   前記応答性確保設定は、前記回転機の制御が正常になされて且つ、前記回転機の任意の端子を流れる相電流が極大となる場合、前記極大の相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードよりも、前記極大よりも小さい相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモード、またはスイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードの方が前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きい場合に、前記極大の相電流が流れる端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えを伴うスイッチングモードの評価を高くし得るものであることを特徴とする請求項２又は３に記載の回転機の制御装置。
5. 前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値以下となるものがある場合、スイッチング状態の切り替えのなされないスイッチングモード、および前記回転機の端子のうちスイッチング状態が切り替えられるものに流れる相電流の絶対値が一番小さいスイッチングモードの評価をそれ以外のものよりも高くすることを特徴とすることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値を上回る場合、乖離が最も小さいスイッチングモードの評価をそれ以外のものと比較して高くすることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記規定値を、前記予測手段による予測対象とされる制御量の大きさに応じて可変設定する可変手段を備えることを特徴とする請求項５または６記載の回転機の制御装置。
8. 前記回転機は、Ｎ（＞１）相の回転機であり、
   前記規定値を、電気角周期の「１／２Ｎ」倍の周期で変動させる変動手段を備えることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記決定手段は、前記予測手段による予測結果に基づき、前記仮設定されるスイッチングモードを評価する評価手段を備え、該評価手段による評価が最も高いスイッチングモードを前記実際の操作に用いるスイッチングモードに決定するものであり、
   前記評価手段は、前記予測される制御量とその指令値との乖離が大きいほど評価を低くするものであって且つ、前記仮設定されるスイッチングモードについて、スイッチング状態の切り替えがなされる場合、該切り替えのなされる端子を流れる相電流の絶対値が大きいほど評価を低下させるための評価補正値が前記予測される制御量とその指令値との乖離度合いの定量値に加算された値の大小によって、評価の高低を定量化することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記評価補正値は、前記回転機の端子を流れる相電流の絶対値に、該端子がスイッチング状態の切り替えのなされるものであるか否かに応じて互いに相違するゲインを乗算した値の和であることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記評価補正値は、スイッチング状態の切り替えの有無に関する情報および前記回転機の端子を流れる相電流を入力とし、前記スイッチング素子によって生じる発熱量を定量化した値を算出する手段の出力値であることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機は、Ｎ（＞１）相の回転機であり、
    前記評価手段は、スイッチング状態の切り替えを伴わないスイッチングモードについて、前記予測される制御量とその指令値との乖離が規定値以下となる場合、該切り替えを伴わないスイッチングモードの評価をそれ以外のものよりも高くするものであり、
    前記規定値を、電気角周期の「１／２Ｎ」倍の周期で変動させる変動手段を備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記制限手段は、前記回転機の制御が正常になされて且つ、スイッチング状態が切り替えられる前記回転機の端子を流れる相電流の絶対値が大きい場合、上側アームと下側アームとの間での該スイッチング状態の切替を伴うスイッチングモードを、前記仮設定されたスイッチングモードの候補から除外する禁止手段を備え、
    除外されたスイッチングモード以外のスイッチングモードについて、前記相電流の絶対値が大きいほど、実際の操作に用いるスイッチングモードに決定されにくくすることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。

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