JP5056817B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、モデル予測制御を行うものもある。この装置では、まず、各サンプリングタイミングｋ、ｋ＋１、…ｋ＋Ｎ−１（Ｎ≧１）のスイッチング状態のシーケンスを仮設定した場合のサンプリングタイミングｋ〜ｋ＋Ｎにおけるトルクの軌跡を予測する。次に、サンプリングタイミングｋ＋Ｎ−１〜ｋ＋Ｎにおけるトルクの軌跡に基づき、外挿によってトルクのその後の軌跡を予測する。次に、外挿によって予測されるトルクが所定の範囲から外れるまでに要するサンプリング回数ｎに基づき、上記スイッチングシーケンスの仮設定によって定まるスイッチング状態の切替数を除算する。そして、この除算値が最小となるスイッチングシーケンスにおけるサンプリングタイミングｋのスイッチング状態をサンプリングタイミングｋの実際のスイッチング状態として決定する。これにより、スイッチング状態の切替数を制限することができるとしている。

特開２００６−１７５６９７号公報

上記除算値は、トルクの外挿値が所定の範囲から外れるようになるまでの期間が長いほど小さい値となる。このため、サンプリングタイミングｋ〜ｋ＋Ｎ−１におけるスイッチング状態の切替総数が多いスイッチングシーケンスであっても、外挿値が大きい場合には上記除算値が小さくなる。このため、上記装置では、スイッチング状態の切替数を必ずしも十分に制限できることにはならない。特に、外挿によるトルクの挙動の予測精度が必ずしも高くないことなどから、上記装置では、トルクについての精度の低い予測に基づきスイッチング状態の切替数を評価する重み付けを可変としていることとなり、スイッチング状態の切替数を抑制する処理として信頼性に問題がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モデル予測制御によるスイッチング状態の切替数を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束の少なくとも１つであり、前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を予測する予測手段と、前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記操作手段は、前記電力変換回路の次回の操作状態の決定に際し、該次回の操作状態によって実現されると予測される制御量とその指令値との乖離度合いが所定の範囲内となることを条件に現在の操作状態からの前記スイッチング素子のスイッチング状態の切替数を制限する制限手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、次回の操作状態によって実現されると予測される制御量とその指令値との乖離度合いが所定の範囲内となることを条件にスイッチング状態の切替数を制限するため、制御量の制御性の低下を抑制しつつもスイッチング状態の切替を好適に抑制することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制限手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態を次回の操作状態として前記予測手段によって予測される前記制御量とその指令値との乖離度合いが前記所定の範囲内にある場合、前記次回の操作状態を前記現在の操作状態に決定することを特徴とする。

上記発明では、操作状態の変更がなされる頻度を好適に低減することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記予測手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態とのスイッチング状態の切替数が小さいものについて選択的に前記制御量を予測するものであって且つ、該予測された制御量についての前記乖離度合いが所定の範囲内とならないことを条件に前記切替数の大きいものについての前記制御量を予測するものであり、前記制限手段は、前記予測手段によって制御量が予測された操作状態の中から前記電力変換回路の次回の操作状態を決定することを特徴とする。

上記発明では、スイッチング状態の切替数が小さいものが次回の操作状態として優先的に検討されるため、スイッチング状態の切替数を適切に抑制することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記予測手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態を次回の操作状態として仮設定することで前記制御量を予測する第１予測手段と、該第１予測手段によって予測される制御量とその指令値との乖離度合いが所定の範囲にないことを条件に前記次回の操作状態として現在の操作状態以外の操作状態を仮設定して前記制御量を予測する第２予測手段とを備えることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の範囲を、前記回転機の電気角速度、前記回転機のトルク、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の温度の少なくとも１つに応じて可変設定することを特徴とする。

上記発明では、様々な要求要素に応じた制御性能を満たすように所定の範囲を設定することが可能となる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備え、前記所定の範囲を、前記電力変換回路の出力電圧の変調率に応じて可変設定することを特徴とする。

上記発明では、様々な要求要素に応じた制御性能を満たすように所定の範囲を設定することが可能となる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機を流れる電流のうち前記回転機の電気角速度の逆数である基本周波数よりも高い周波数成分を予め定められたレベル内にフィードバック制御すべく、前記所定の範囲を操作することを特徴とする。

上記発明では、高調波電流を確実に抑制することができることから、鉄損を確実に抑制することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記予測手段による予測に用いる初期値を予測する初期値取得手段を更に備えることを特徴とする。

電力変換回路の操作状態を仮設定した場合の仮設定期間における制御量を高精度に予測する上では、上記仮設定の採用時点（操作状態の更新タイミング）に極力近似した時点での予測処理の初期値（制御量または制御量を算出可能な物理量）を得ることが望まれる。ただし、制御量の予測を実際に操作がなされる時点よりも前に行う必要があるため、この時点またはこの時点に極力近似した時点での初期値を検出によって求めることは不可能または困難である。この点、上記発明では、初期値取得手段を備えることで、予測手段の予測に用いられる初期値を極力適切な値とすることができる。このため、モデル予測制御による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記初期値取得手段は、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を入力とし、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングにおける前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測するものであることを特徴とする。

上記発明では、次回の操作状態の更新タイミングにおける制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測手段の予測のための初期値とすることができるため、予測手段による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、前記予測手段は、前記初期値取得手段による予測値を初期値として用いて、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、操作手段による操作状態の決定を、次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量に基づき行うことができるため、操作手段による操作状態の決定を好適に行うことができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記初期値取得手段は、前記操作状態についての前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態と、該前回の更新タイミングに同期して検出された前記いずれかの値とに基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過した時点における前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測することを特徴とする。

上記発明では、初期値取得手段による処理を、予測手段の備える上記１制御周期経過時の制御量を予測する手段による処理と略同一とすることが可能となる。そしてこの場合には、初期値取得手段の設計が容易となったり、予測手段と初期値取得手段とで処理手段を一部共有化できたりするメリットがある。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の構造を簡素化することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるスイッチング制限優先閾値の設定処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるスイッチング制限優先閾値の設定処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第７の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用する制御（モデル予測制御）を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、および電気角速度ωは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、後述する場合を除き、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となり得ることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

ただし、こうした態様にて決定される操作状態は、インバータＩＶのスイッチング状態の切替数を低減するうえでは必ずしも適切なものとならない。そこで本実施形態では、操作状態決定部３４において、前回の操作状態を今回の操作状態に仮設定した場合の指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの偏差が所定以下の場合には、評価関数Ｊによらずに前回の操作状態を今回の操作状態として決定する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ１６では、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）とした場合について、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、ステップＳ１４において電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ（ｎ）とし、続くステップＳ１６において、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１８においては、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と予測電流ベクトルＩｄｑｅ（ｎ＋２）＝（ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２））との差のノルム（偏差ｅｄｑ（ｎ＋２））がスイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）を用いるか否かを判断するものである。ここで、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈは、要求トルクＴｒと電気角速度ωとに応じて可変設定される。

ここで、トルクは、モータジェネレータ１０を流れる電流の大きさと相関を有するパラメータである。同一の偏差ｅｄｑであっても電流が大きいほど指令値に対する誤差の割合（精度）が相違する。このため、モータジェネレータ１０の運転状態にかかわらずどれだけ精度を同一とすることを望むかに応じて、要求トルクＴｒに基づきスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定する。また、電流はスイッチング損失と相関を有するものであるため、この観点からスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定してもよい。一方、電気角速度ωは、モータジェネレータ１０の鉄損と相関を有するパラメータである。すなわち、電気角速度ωが大きいほどモータジェネレータ１０の鉄損が大きくなる。このため、電気角速度ωの増加に起因したモータジェネレータ１０の鉄損の増加を抑制したい度合いに応じて、電気角速度ωに応じたスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定する。

ステップＳ１８において否定判断される場合、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）を用いることが適切でないと判断し、ステップＳ２０に移行する。ステップＳ２０では、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち前回の電圧ベクトルＶ（ｎ）以外のそれぞれに仮設定した場合について、電流の予測処理を行う。この処理は、ステップＳ１６の処理の要領で行うことができる。

続くステップＳ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０の処理によって、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち前回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）以外のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら７通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と上記ステップＳ１６の処理によって予測される予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）とを用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。

ステップＳ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２４に移行する。ステップＳ２４においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図４〜図６に、上記処理の効果を示す。図４では、トルクおよび電気角速度ωによって定まる３つの動作点のそれぞれについて、三角波比較ＰＷＭ処理によるスイッチング状態の切替数に対する本実施形態のスイッチング状態の切替数の低減割合を示したものである。図示されるように、３つの動作点のいずれにおいても本実施形態の方がスイッチング状態の切替数を低減できている。ちなみに、図の縦軸および横軸のそれぞれは、モータジェネレータ１０の許容最大トルクと許容最大電気角速度とに対する割合にてスケーリングされている。

図５では、三角波比較ＰＷＭ処理と本実施形態の処理とについての電気角速度ωに対するスイッチング状態の切替数と損失とを示す。図示されるように、電気角速度ωが大きくなるほど、本実施形態の処理の方が、スイッチング状態の切替数や損失を低減する上で有利であることがわかる。ちなみに、図の横軸は、三角波比較ＰＷＭ処理による制御性が過度に低下しない上限の電気角速度を基準にスケーリングされている。

図６は、全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち評価関数Ｊによって最も高く評価される電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルとして決定する場合との比較結果である。図６（ａ）に示すように、評価関数Ｊのみを用いる場合（対策前）よりも本実施形態（対策後）の方がスイッチング状態の切替数を格段に低減することができている。図６（ｂ）および図６（ｃ）は、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相とともに、電圧ベクトルの推移を示したものである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの現在の操作状態を次回の操作状態とした場合の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとその指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの偏差ｅｄｑが、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下である場合、次回の操作状態を現在の操作状態に決定した。これにより、操作状態の変更がなされる頻度を好適に低減することができる。

（２）インバータＩＶの現在の操作状態を次回の操作状態とした場合の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとその指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの偏差ｅｄｑが、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下でない場合に限って、他の電圧ベクトルを検討した。これにより、演算負荷を低減することができる。

（３）スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、モータジェネレータ１０の電気角速度とトルクとに応じて可変設定した。これにより、様々な要求要素に応じた制御性能を満たすように上記閾値を設定することが可能となる。

（４）用いられることが既に決定された操作状態を入力として次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の決定に用いる予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）の予測に用いる初期値を予測した。これにより、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を高精度に予測することができる。

（５）次回の操作状態の更新タイミングｎ＋１から１制御周期Ｔｃ経過時の電流の予測値に基づき、更新タイミングｎ＋１における操作状態を決定した。これにより、インバータＩＶの操作状態を好適に決定することができる。

（６）次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に応じた電流予測の初期値の予測処理に用いる電流を、前回の更新タイミングにおいて検出された電流（ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ））とした。これにより、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測処理と、その予測に用いる電流の初期値の予測処理とを、略同一とすることが可能となる。このため、予測処理手段の設計が容易となったり、処理手段（演算プログラム）を一部共有化できたりするメリットがある。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。なお、図７において、先の図３に示した処理に対応した処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

本実施形態では、ステップＳ１８ａにおいて、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、モータジェネレータ１０を流れる電流Ｉ、電気角速度ω、およびモータジェネレータ１０の温度Ｔｅｍに基づき可変設定する。ここで、モータジェネレータ１０の電流は、上述したように、同一の偏差ｅｄｑであっても指令値に対する誤差の割合（精度）を変動させるパラメータである。このため、モータジェネレータ１０の運転状態にかかわらずどれだけ精度を同一とすることを望むかに応じて、電流Ｉに基づきスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定する。また、電流はスイッチング損失と相関を有するものであるため、この観点からスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定してもよい。また、温度Ｔｅｍは、モータジェネレータ１０の銅損と相関を有するパラメータである。温度Ｔｅｍが高いほどモータジェネレータ１０の銅損が大きくなるため、銅損を抑制したい度合いに応じて、温度Ｔｅｍに基づきスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、変調率Ｍに応じて可変設定する。

図８に、本実施形態にかかるスイッチング制限優先閾値ｅｔｈの設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングであるか否か（電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力タイミングであるか否か）を判断する。そして、更新タイミングであると判断される場合、ステップＳ３２において、今回採用された電圧ベクトルＶ（ｎ）を入力として変調率Ｍを算出する。これは、例えば電圧ベクトルの単純移動平均処理によって算出されるベクトルのノルムと電源電圧ＶＤＣとに基づき行うことができる。ちなみに、変調率Ｍとは、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。ここで、基本波成分とは、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを用いて「２π／ω」の周波数を有する正弦波のことである。また、上記フーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させている。続くステップＳ３４では、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを変調率Ｍに応じて可変設定する。

なお、ステップＳ３４の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流の高調波成分を上限値にフィードバック制御すべくスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを操作する。

図９に、本実施形態にかかるスイッチング制限優先閾値ｅｔｈの設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流の検出値（相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を取得する。続くステップＳ４２では、高調波電流Δｉｕ、Δｉｖ，Δｉｗを算出する。ここでは、指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒと相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとのそれぞれの差として高調波電流Δｉｕ、Δｉｖ，Δｉｗを算出する。ちなみに、指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒは、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを３相変換することで算出することができる。

続くステップＳ４４では、高調波電流実効値相当量Ｉｈｆを算出する。本実施形態では、高調波電流実効値相当量Ｉｈｆを、高調波電流Δｉｕ、Δｉｖ，Δｉｗのそれぞれの絶対値の和を、一電気角周期に渡って積分することで算出する。続くステップＳ４６においては、高調波電流実効値相当量Ｉｈｆを上限値Ｉｔｈにフィードバック制御するための操作量として、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈの補正量Δｅｔｈを算出する。続くステップＳ４８においては、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを補正量Δｅｔｈによって補正する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（７）高調波電流を予め定められたレベル内にフィードバック制御すべく、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを操作した。これにより、高調波電流を確実に抑制することができることから、鉄損を確実に抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。なお、図１０において、先の図３に示した処理に対応した処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

本実施形態では、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する偏差ｅｄｑの割合を示す値として、これを固定値とする。すなわち、ステップＳ１８ｂにおいて、偏差ｅｄｑ（ｎ＋２）の２乗を、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのノルムの２乗で除算した値の平方根がスイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下であるか否かを判断する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）〜（６）の効果に準じた効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（８）予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する割合についての許容範囲として、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを設定した。これにより、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを固定値としても、電流の制御精度を略一定の水準に維持することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、偏差ｅｄｑ（ｎ＋２）がスイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下とならないことを条件に、スイッチング状態の切替数が小さいものから段階的に偏差ｅｄｑ（ｎ＋２）を算出する。

図１１に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。なお、図１１において、先の図３に示した処理に対応した処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の完了後、電圧ベクトルを指定するパラメータｉを「０」とする。続くステップＳ１４では、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）と今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）との差のノルムがパラメータｉと等しくなるように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を設定する。そして、こうして設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）について、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。続くステップＳ１８では、偏差ｅｄｑ（ｎ＋２）がスイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下であるか否かを判断する。そして、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下でない場合、パラメータｉが「３」でないことを条件に（ステップＳ１７）、パラメータｉをインクリメントし（ステップＳ１９）、ステップＳ１４に戻る。

一方、ステップＳ１８においてスイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下であると判断される場合、ステップＳ２１に移行し、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下となる電圧ベクトルが複数あるか否かを判断する。この処理は、パラメータｉが「０」または「３」でない場合、この条件を満たす電圧ベクトルが複数あることに鑑みてなされるものである。そして、ステップＳ２１において複数あると判断される場合や、ステップＳ１７においてパラメータｉが「３」であると判断される場合には、ステップＳ２２に移行する。ステップＳ２２においては、評価関数Ｊを利用して電圧ベクトルを決定する。すなわち、ステップＳ２１において肯定判断される場合には、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈ以下となる複数の電圧ベクトルのうちのいずれかを評価関数Ｊによって最終的な電圧ベクトルに決定する。一方、ステップＳ１７において肯定判断される場合には、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のいずれかを評価関数Ｊによって最終的な電圧ベクトルに決定する。

なお、ステップＳ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ２１において否定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、βを乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。

なお、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の仮設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜スイッチング制限優先閾値ｅｔｈについて＞
・スイッチング制限優先閾値ｅｔｈの可変設定のための入力パラメータとしては、上記第１〜４、６、７の実施形態で例示したパラメータおよびその組み合わせに限らない。モータジェネレータ１０の温度、モータジェネレータ１０を流れる電流、トルクＴ、電気角速度ω、および変調率Ｍの少なくとも１つに応じて可変設定すればよい。

同様に、高調波電流実効値相当量Ｉｈｆを上限値Ｉｔｈ以下にフィードバック制御するための操作量としてのスイッチング制限優先閾値ｅｔｈについても、上記第１の実施形態に例示したものに限らず、上記少なくとも１つに応じて可変設定されるものであってよい。もっとも、これに限らず、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈをフィードバック補正量による補正処理を除けば固定されるものとしてもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの差のノルムについての閾値としたがこれに限らない。例えば、上記一対のベクトルについてのｄ軸成分の差とｑ軸成分の差とのそれぞれについて各別に閾値を設定してもよい。

・上記第１〜３、５〜７の実施形態におけるスイッチング制限優先閾値ｅｔｈを、上記第４の実施形態において例示した手法に基づき高調波電流を抑制することができる値に適合してもよい。
＜スイッチング状態の切替制限手法について＞
・上記各実施形態では、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）を用いて予測される制御量と指令値との差が所定の範囲内であるなら、それ以外の電圧ベクトルを用いた制御量の予測を行わないようにしたが、これに限らない。例えば、毎回、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて制御量の予測を行ってもよい。この場合、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）を用いた場合の偏差が所定の範囲内にない場合に評価関数Ｊに基づき電圧ベクトルを決定するようにすればよい。

・予測される制御量と指令値との偏差が所定の範囲内となることを条件にスイッチング状態の切替数を制限する手法としては、所定の範囲内となる場合にスイッチング状態の切替数が最小となるものを最終的な電圧ベクトルとして決定するものに限らない。例えば、所定の範囲内となるもののうちスイッチング状態が最小となるものと次に小さくなるものとについて評価関数Ｊによる評価が高い方を最終的な電圧ベクトルとして決定してもよい。またこれに代えて、偏差にスイッチング状態の切替数に応じた重み係数を乗算することで構成される評価関数Ｊを用いて評価が高い方を最終的な電圧ベクトルとして決定してもよい。
＜モデル予測手法について＞
・上記第１〜５，７の実施形態では、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）を用いた場合の偏差ｅｄｑ（ｎ＋２）の絶対値がスイッチング制限優先閾値ｅｔｈよりも大きい場合、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうちの残りの全てのそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、残りの電圧ベクトルにゼロベクトルＶ０，Ｖ７の双方が含まれる場合、それらについては一方のみについて制御量を予測してもよい。同様に、上記第６の実施形態において、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７については一方のみについて制御量を予測するなどの変更をしてもよい。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合であっても、１制御周期先の更新タイミングにおける制御量の予測値と指令値との差が所定の範囲内にある場合には、スイッチング状態の切替を制限することは有効である。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・連続系でのモデルを離散化する手法としては、前進差分法等の差分法を用いるものに限らない。例えば、Ｎ（≧２）段階の線形多段階法や、ルンゲ・クッタ型公式等を用いるものであってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・電流等を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流等の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。
＜制御量について＞
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
＜その他＞
・上記第３の実施形態では、選択される都度の電圧ベクトルＶ（ｎ）に基づき変調率を算出したが、これに限らない。例えば、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から微分演算子ｐの項を削除したものを用いて算出される電圧ベクトルのノルムに基づき算出してもよい。

・上記第４の実施形態では、３つの相全ての高周波電流に基づき高周波電流実効値を算出したが、これに限らず、いずれか１相または２相の高周波電流に基づき算出してもよい。また、回転座標系の電流に限らず、ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方に基づき高周波電流実効値を算出してもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば上記特許文献１に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (12)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束の少なくとも１つであり、
   前記電力変換回路の操作状態の仮設定に応じた前記制御量を予測する予測手段と、
   前記予測手段によって予測された制御量に基づき、前記電力変換回路の次回の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記操作手段は、前記電力変換回路の次回の操作状態の決定に際し、該次回の操作状態によって実現されると予測される制御量とその指令値との乖離度合いが所定の範囲内となることを条件に現在の操作状態からの前記スイッチング素子のスイッチング状態の切替数を制限する制限手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記制限手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態を次回の操作状態として前記予測手段によって予測される前記制御量とその指令値との乖離度合いが前記所定の範囲内にある場合、前記次回の操作状態を前記現在の操作状態に決定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記予測手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態とのスイッチング状態の切替数が小さいものについて選択的に前記制御量を予測するものであって且つ、該予測された制御量についての前記乖離度合いが所定の範囲内とならないことを条件に前記切替数の大きいものについての前記制御量を予測するものであり、
   前記制限手段は、前記予測手段によって制御量が予測された操作状態の中から前記電力変換回路の次回の操作状態を決定することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記予測手段は、前記電力変換回路の現在の操作状態を次回の操作状態として仮設定することで前記制御量を予測する第１予測手段と、該第１予測手段によって予測される制御量とその指令値との乖離度合いが所定の範囲にないことを条件に前記次回の操作状態として現在の操作状態以外の操作状態を仮設定して前記制御量を予測する第２予測手段とを備えることを特徴とする請求項２または３記載の回転機の制御装置。
5. 前記所定の範囲を、前記回転機の電気角速度、前記回転機のトルク、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の温度の少なくとも１つに応じて可変設定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、
   前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備え、
   前記所定の範囲を、前記電力変換回路の出力電圧の変調率に応じて可変設定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記回転機を流れる電流のうち前記回転機の電気角速度の逆数である基本周波数よりも高い周波数成分を予め定められたレベル内にフィードバック制御すべく、前記所定の範囲を操作することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記予測手段による予測に用いる初期値を予測する初期値取得手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記初期値取得手段は、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を入力とし、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングにおける前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測するものであることを特徴とする請求項８記載の回転機の制御装置。
10. 前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、
    前記予測手段は、前記初期値取得手段による予測値を初期値として用いて、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記初期値取得手段は、前記操作状態についての前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態と、該前回の更新タイミングに同期して検出された前記いずれかの値とに基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過した時点における前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測することを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
12. 前記電圧印加手段は、直流電源の正極および負極であり、
    前記電力変換回路は、前記直流電源の正極および負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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