JP3369487B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、低高調波、正弦波
出力を要求される電力変換装置の制御装置に関する

【０００２】

【従来の技術】可変速で運転される電動機などをインバ
ータで運転する場合には、インバータは直流を含む交流
電圧を発生する必要があり、加えて電動機の滑らかな回
転を得るためにインバータの発生する電圧は正弦波状で
あることが要求される。

【０００３】このような低高調波である正弦波出力特性
が要求されるインバータ応用分野において、近年盛んに
用いられているものにＮＰＣインバータ（３レベルイン
バータ）がある。

【０００４】ＮＰＣインバータの主回路構成を図１７に
示す。ＮＰＣインバータは、相電圧で３段、線間電圧で
５段の電圧を出力することができるので、大幅に高調波
が低減でき、また、個々のデバイスに印加される電圧が
原理的には２分の１になる特徴を有しているため、大容
量・高電圧化が容易である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図１７に示す
ように、ＮＰＣインバータは直流電圧をコンデンサで分
割して出力レベルを増やしているために、その定電圧特
性には限界がある。つまり、直流電源の中性点がダイオ
ードとスイッチング素子を介して負荷に接続される期間
があり、その期間に直流電源の中性点に電流が流れる。

【０００６】このため、直流電圧が一定にも関わらず、
中性点電位が出力周波数の３倍の周波数で変動してしま
う。また出力電圧の直流分に偏りがあると分圧電位も大
きく偏り、デバイスに大きな電圧が印加される恐れがあ
る。この中性点電位変動はインバータの出力電圧を工夫
することによって抑制することが可能ではあるが、この
ためにはインバータの負荷に必要とされる出力線間電圧
以上に直流リンク電圧を設定する必要がある。

【０００７】言い換えるとＮＰＣインバ一タには変調率
の限度があることになる。例えば、この変調率の上限が
約０．８とすると、電力変換装置の出力線間電圧のピー
ク値は（√３／２）×Ｍ×Ｖｄｃとなる（但し、Ｍ：変
調度、Ｖｄｃ：直流電圧）。つまり、出力線間電圧のピ
ーク値は直流電圧の約０．６９倍が上限となる。

【０００８】換言すれば必要な出力線間電圧のピーク値
を得るためには、そのピーク値の約１．４５倍の高い直
流電圧が必要となる。したがって、高い直流電圧に対応
するため、スイッチング素子を複数個直列に接続する必
要があり、スイッチング素子の使用数はそのまま価格に
反映されるため電力変換装置が高価になるという問題が
ある。

【０００９】また、ＮＰＣインバータのＰＷＭ制御に
は、一般にキャリア周波数が一定の三角波比較ＰＷＭ制
御が用いられるが、このＰＷＭ制御法は電圧利用率が低
いだけでなく、キャリア周期に同期したスイッチングを
繰り返すため、不必要なスイッチング動作を含むことに
なり、結果としてスイッチング損失が大きくなる。

【００１０】このスイッチング損失は、変換装置効率を
低下させるだけでなくスタックや冷却系が大きくなり装
置全体のコストが高くなる等の問題がある。よって、本
発明は、スイッチング回数を必要最低限に抑えスイッチ
ング損失を低減し、更に、分圧変圧器を用いて並列多重
した変換装置においては変圧器の偏磁を抑制するＰＷＭ
制御法を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置の制御装置で
は、電流指令値と負荷電流検出値とを基に電圧指令値ベ
クトルを求め、この電圧指令値ベクトルを電力変換装置
が出力することのできる出力可能電圧ベクトルの始点を
原点にとり、前記出力可能電圧ベクトルの終点で各ベク
トルを表現した平面上に取る。

【００１２】そして、実際に出力する電圧実際値ベクト
ルと電圧指令値ベクトルの誤差ベクトルの絶対値を積分
し、その積分値が許容値を超えた時、誤差ベクトルの先
端から実際に出力することのできる電圧ベクトルヘ向か
う差ベクトルの中から誤差ベクトルとのなす角が最小の
ベクトルが指す出力可能ベクトルを、実際に出力する電
圧実際値ベクトルとして選択し、電圧実際値ベクトルに
基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフ指令を与
える。

【００１３】本発明の請求項２に係る電力変換装置の制
御装置では、分圧変圧器により多重化された電力変換装
置において、電流指令値と負荷電流検出値とを基に電圧
指令値ベクトルを求め、この電圧指令値ベクトルを電力
変換装置が出力することのできる出力可能電圧ベクトル
の始点を原点にとり、前記出力可能電圧ベクトルの終点
で各ベクトルを表現した平面上に取る。

【００１４】そして、実際に出力する電圧実際値ベクト
ルと電圧指令値ベクトルの誤差ベクトルの絶対値を積分
し、その積分値が許容値を超えた時、誤差ベクトルの先
端から実際に出力することのできる電圧ベクトルヘ向か
う差ベクトルの中から誤差ベクトルとのなす角が最小の
ベクトルが指す出力可能ベクトルを、実際に出力する電
圧実際値ベクトルとして選択し、電圧実際値ベクトルに
基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフ指令を与
える。

【００１５】本発明の請求項３に係る電力変換装置の制
御装置では、分圧変圧器に発生する磁束が所定値に達す
ると該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換装置
の出力を振り分ける。

【００１６】本発明の請求項４に係る電力変換装置の制
御装置では、分圧変圧器の励磁電流を基に分圧変圧器の
推定磁束を求め、この推定磁束が所定値に達すると該分
圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換装置の出力を
振り分ける。

【００１７】本発明の請求項５に係る電力変換装置の制
御装置では、分圧変圧器の巻線にかかる電圧を基に分圧
変圧器の推定磁束を求め、この推定磁束が所定値に達す
ると該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換装置
の出力を振り分ける。

【００１８】本発明の請求項６に係る電力変換装置の制
御装置では、電力変換装置の出力スイッチング関数を基
に圧変圧器の推定磁束を求め、この推定磁束が所定値に
達すると該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換
装置の出力を振り分ける。

【００１９】本発明の請求項７に係る電力変換装置の制
御装置では、分圧変圧器磁束推定手段で求められた分圧
変圧器の推定磁束を分圧変圧器の磁束あるいは励磁電流
あるいは巻線間電圧を基に実際の磁束との誤差を補正す
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実
施の形態を表す構成図である。図１において、電流指令
と実際の電流を制御するための電圧指令発生回路１によ
り出力された電源と同期して回転する回転座標系の電圧
指令はＶｄ＊，Ｖｑ＊は、回転→静止変換回路２で静止
座標上の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊へと変換され、電圧指
令ベクトルを算出する。

【００２１】ここで得られた電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊と
実際に出力している電圧指令ベクトルＶａ，Ｖｂの誤差
を連続して積分制御器３で積分し、その大きさを設定許
容値判別回路４にてその大きさを判別する。

【００２２】この電圧誤差積分値が設定値を越えていれ
ば、出力ベクトル選択回路５により、最適スイッチング
状態への切り替えを実行し、電圧実際ベクトルとして出
力する。越えていなければ、現在の状態を維持する。

【００２３】この出力ベクトル選択回路５の出力は、二
相→三相変換回路６にて三相電圧指令に変換され、この
値に応じてゲートパターン決定回路７は、自己消弧型素
子のオンオフを制御するゲートパルス信号を発生する。

【００２４】さらに、図１〜図５を用いて図１の動作を
説明する。電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、電圧指令発生回
路１から得られた回転座標上の電圧指令である。電圧指
令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、回転→静止座標変換回路２におい
て、次式に従って電圧指令ベクトルＶａ＊、Ｖｂ＊に変
換される。ここで、Ａ軸はＵ相方向にとり、Ｂ軸はＡ軸
より９０度進んだ軸で、θはインバータが出力しようと
する電圧の位相である。

【００２５】

【数１】 Ｖａ＊＝Ｖｄ＊×ｃｏｓθ−Ｖｑ＊×ｓｉｎθ Ｖｂ＊＝Ｖｄ＊×ｓｉｎθ＋Ｖｑ＊×ｃｏｎθ これにより、電圧指令ベクトルＶａ＊、Ｖｂ＊が得られ
る。積分制御器３では、この電圧指令ベクトルＶａ＊、
Ｖｂ＊と現在出力しているベクトルＶａ、Ｖｂとの偏差
すなわち誤差を、下式にて連続して積分する。

【００２６】

【数２】 Ａ０＝∫（Ｅａ）ｄｔ Ｅａ＝Ｖａ＊−Ｖａ Ｂ０＝∫（Ｅｂ）ｄｔ Ｅｂ＝Ｖｂ＊−Ｖｂ 許容値判定回路４では、下式より得られる電圧誤差積分
値Ｚの大きさを判別し、これが設定値より大きければ、
許容値判定回路４よりベクトル選択回路５へ最適ベクト
ル選択実行許可指令が送られる。

【００２７】

【数３】Ｚ＝√（Ａ０２＊Ｂ０２） 次に、ベクトル選択回路５でのベクトル選択方法につい
て説明する。図２は、単位変換器１台が発生できる電圧
ベクトルを表す図であり、図３は最適ベクトル選択の様
子を示す図であり、図４はそのときの流れ図である。

【００２８】図２に示すように、１台の単位変換器が出
力できるベクトルは、Ｖ０からＶ７の７通りのベクトル
である。ベクトル選択回路５は、許容値判定回路４より
最適ベクトル選択実行許可指令が入力されると、電圧誤
差積分値Ｚが許容値を越えたことを認識し（ＳＴＥＰ
１）、７つの出力可能ベクトルで囲まれた小三角形から
電圧指令ベクトルＶｒｅｆ（＝Ｖａ＊＋ｊＶｂ＊）の属
する小三角形を選択する（ＳＴＥＰ２）。

【００２９】次に、電圧指令ベクトルの先端から先ほど
求めた小三角形の各頂点を結ぶ差ベクトルＶｓ，Ｖｔ，
Ｖｕを求め（ＳＴＥＰ３）、その差ベクトルと誤差ベク
トルＥｒのなす角度を求め（ＳＴＥＰ４）、誤差ベクト
ルと差ベクトルとのなす角度が最小となるベクトルの指
す頂点のベクトルを次に出力すべきベクトルＶａ＋ｊＶ
ｂとして選択する（ＳＴＥＰ５）。２／３座標変換回路
６では、ベクトル選択回路５の出力を下式で表される二
相三相変換を用いて三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変
換する。

【００３０】

【数４】 ゲートパターン決定回路７は、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗに従って各自己消弧型素子をオンオフする。

【００３１】このように、電圧指令と実際に出力してい
る電圧指令ベクトルとの差分を積分し、その値が所定値
を越えたことを条件にスイッチングの切替を行ってい
る。これにより、差分が小さな場合には、積分値が許容
値に達するまでの時間が長くなり、スイッチング周波数
が下がるので、トータル的にスイッチング動作を必要最
低限に抑えることができるためスイッチング損失を低減
した高効率な電力変換器を実現できる。

【００３２】また、積分値によっては、最小オンパルス
幅よりも狭いパルス幅となるような指令が出力される場
合があるが、このような場合は、指示通りの狭いパルス
幅は出力せずに最小パルス幅に固定したパルスを出力す
ることが考えられるが、そうすると等価的に電圧指令を
歪ませてしまうことになり、その結果、出力電圧波形が
歪んでしまう。

【００３３】よって、このような場合には、最小オンパ
ルス幅を確保するまでは許容値を越えても電圧ベクトル
を切り換えず、積分を継続させ、最小オンパルス幅を確
保した時点で電圧ベクトルを切り換えることによって、
最小オンパルス幅を確保でき、かつ、許容値を越えた分
だけ次の許容値に達するまでの時間が長くなるため、波
形が歪むことがない。

【００３４】このように、本実施の形態によれば、スイ
ッチング素子の最小オンパルス幅の制約を回避すること
ができ、電圧利用率を最大１まで高めることができる。
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。

【００３５】図５は、本発明の第２の実施の形態の電力
変換装置の構成図である。図５において、電力変換装置
は、交流１３を直流に変換する電力変換器１４と、電力
変換器１４に並列に接続されたインバータ群１５，１
６，１７と、各インバータそれぞれの同相の出力電圧を
合成する分圧変圧器群１８、１９、２０と、分圧変圧器
の出力を各相の入力とする負荷２１とからなる。

【００３６】分圧変圧器群１８は、３つの分圧変圧器か
らなり、各分圧変圧器の巻線の一方の端子には各インバ
ータ１５、１６、１７のＵ相の交流端子が接続され、こ
の巻線の他端を他相の巻線と結合し、最終端が負荷のＵ
相に接続される。同様に、分圧変圧器群１９、２０に
は、インバータのＶ相、Ｗ相が接続され、負荷のＶ相、
Ｗ相に接続される。負荷２１は、説明の便のため三相負
荷で説明するが、例えば、可変速電動機負荷などであ
る。

【００３７】ここで、分圧変圧器の作用について図６、
図７を用いて説明する。図６は分圧変圧器が発生する磁
束とそのときの巻線の電流を表した図である。通常、３
台のインバータの出力電流は同相で、かつ同じ大きさで
運転するため、鉄心内で生じる磁束は互いに打ち消され
る。

【００３８】したがって、このときインバータからみた
分圧変圧器のインダクタンスは零となり、負荷電流に対
して分圧変圧器はインダクタンスとして作用せず、負荷
電流Ｉｕが分圧変圧器の巻線に流れることによる電圧降
下は原理的に発生しない。

【００３９】一方、各インバータが発生する電圧の基本
波は、一致しているが、瞬時瞬時の電圧波形は相違して
いる。そのためインバータ間を流れる電流、例えば横流
電流Ｉｕ２３が生じる。図７は、このときの分圧変圧器
が発生する磁束と巻線の電流を表した図である。

【００４０】図６と違い、分圧変圧器内に磁束が生じ、
結果としてインダクタンスが増加する。したがって、横
流電流は小さい値に抑制できる。従来の交流リアクトル
による多重化では負荷電流による電圧降下が交流リアク
トルで発生するため交流リアクトルのインダクタンスを
あまり大きく設計できない。これにより、インバータ間
を環流する横流が大きくなる欠点がある。

【００４１】それに対して、分圧変圧器による多重化で
は、負荷電流に対しては、原理的に電圧降下を発生せ
ず、しかも横流電流を小さく抑制するために必要な大き
なインダクタンスも持ち合わせているため、横流電流の
小さい電力変換装置の多重化ができる特徴がある。

【００４２】なお、任意のＮ台のインバータを並列多重
化する場合は、分圧変圧器の脚数をＮにすればよい。次
に、第２の実施の形態の制御装置について説明する。

【００４３】第２の実施の形態の制御装置は、基本的に
は図１に示した第１の実施の形態と同様の構成となる
が、多重化されているため、多重インバータが出力する
ことができる電圧ベクトルが増加しており、それに伴い
出力ベクトル選択回路５が多重化に対応している。

【００４４】図８は、３多重インバータが出力すること
のできる電圧ベクトルを表し、小三角形の各頂点がそれ
を表している。単インバータのときに比べ３多重インバ
ータでは、出力ベクトルが３７通りに増加している。

【００４５】ここで、出力ベクトル選択回路５の動作に
ついて説明する。許容値判定回路４が、誤差積分値の大
きさが許容値を超えたことと判断すると、図４の流れ図
に沿って、出力ベクトルが選択される。

【００４６】許容値判定回路４より最適ベクトル選択実
行許可指令が入力されると、電圧誤差積分値Ｚが許容値
を越えたことを認識し（ＳＴＥＰ１）、３７つの出力可
能ベクトルで囲まれた小三角形から電圧指令ベクトルＶ
ｒｅｆの属する小三角形を選択する（ＳＴＥＰ２）。

【００４７】次に、電圧指令ベクトルの先端から先ほど
求めた小三角形の各頂点を結ぶ差ベクトルＶｓ，Ｖｔ，
Ｖｕを求め（ＳＴＥＰ３）、その差ベクトルと誤差ベク
トルＥｒのなす角度を求め（ＳＴＥＰ４）、誤差ベクト
ルと差ベクトルとのなす角度が最小となるベクトルの指
す頂点のベクトルを次に出力すべきベクトルとして選択
する（ＳＴＥＰ５）。

【００４８】２／３座標変換回路６では、ベクトル選択
回路５の出力を二相三相変換を用いて三相電圧指令Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、ゲートパターン決定回路７
で、三相指令電圧値から各相のゲートパターンを決定す
る。

【００４９】本実施の形態によれば、第１の実施の形態
と同様に、電圧利用率を最大１まで高めることが出来、
スイッチング動作を必要最低限に抑えることができ、ス
イッチング損失を低減した高効率で、多重化の効果によ
り高調波を低減した電力変換器を実現できる。

【００５０】次に本発明の第３の実施の形態について説
明する。図９は、本発明の第３の実施の形態の制御装置
の構成図である。ここで、第２の実施の形態の制御装置
と異なる点は、分圧変圧器内磁束検出回路２２と、磁束
飽和抑制回路２３とが追加された点である。

【００５１】図９において、分圧変圧器内磁束検出回路
２２は、分圧変圧器の各脚に発生する磁束を検出する回
路であり、磁束飽和抑制回路２３は各相ごとに設けられ
ており、各インバータ１５、１６、１７に割り振る出力
電圧を調整することによって、線間電圧を指令値にでき
る限り近づけながら分圧変圧器内の磁束の飽和を抑制す
る回路である。

【００５２】磁束飽和抑制回路２３の動作を図１０の流
れ図で説明する。ここで、インバータの出力電圧は、図
１１に示すように±Ｅと表記する。先ず、出力電圧指標
Ｖ’を初期化して、現在の出力電圧を整数化して出力電
圧指標Ｖ‘とする（ＳＴＥＰ１０）。この出力電圧指標
Ｖ’と電圧指令Ｖ＊とが一致しているかどうかで分岐が
決定される（ＳＴＥＰ１１）。

【００５３】電圧指令Ｖ＊が出力電圧指標Ｖ‘よりも大
きいときは、出力が−Ｅのインバータの中で他のインバ
ータと比べて磁束が最小のインバータの出力を＋Ｅ出力
にし、出力電圧指標を増加させる（ＳＴＥＰ１２）。一
方、電圧指令Ｖ＊が出力電圧指標Ｖ‘よりも小さいとき
は、出力が＋Ｅのインバータの中で他のインバータと比
べて磁束が最大のインバータの出力を−Ｅ出力にし、出
力電圧指標を減少させる（ＳＴＥＰ１３）。この作業を
電圧指標Ｖ’と電圧指令Ｖ＊が一致するまで繰り返す
（ＳＴＥＰ１４）。

【００５４】次に、磁束制限指標ＢＩと検出磁束Ｂｄと
が一致しているかどうかで分岐を決定する（ＳＴＥＰ１
５）。検出磁束Ｂｄが磁束制限指標ＢＩの範囲を上回っ
た時は、磁束が最小で現在の出力が−Ｅのインバータが
あれば、そのインバータを＋Ｅ出力に切り替え、制限値
を上回ったインバータを−Ｅ出力とする（ＳＴＥＰ１
６）。一方、検出磁束Ｂｄが磁束制限指標ＢＩの範囲を
下回った時は、磁束が最大で現在の出力が＋Ｅのインバ
ータがあれば、そのインバータを−Ｅ出力に切り替え、
制限値を下回ったインバータを＋Ｅ出力とする（ＳＴＥ
Ｐ１７）。

【００５５】以上のように、インバータの出力を振り分
ければ、出力線間電圧波形への影響を最小限に抑えつ
つ、磁束の飽和を抑制することができる。本実施の形態
によれば、電圧利用率を最大１まで高めることが出来、
スイッチング動作を必要最低限に抑えることができ、ス
イッチング損失を低減した高効率で、多重化の効果によ
り高調波を低減し、変圧器磁束の偏磁を抑制した電力変
換器を実現できる。

【００５６】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明する。図１２は、本発明の第４の実施の形態の制御
装置の構成図である。ここで、図９に示した第３の実施
の形態の制御装置と異なる点は、分圧変圧器内磁束検出
回路２２の代わりに励磁電流検出回路３２が設けられて
いる点である。

【００５７】励磁電流検出回路２３は、分圧変圧器の各
脚に巻かれた巻線に発生する励磁電流を検出する回路で
ある。通常、磁束は励磁電流に比例するので、磁束を求
めていることと等価となる。例えば、分圧変圧器の第１
脚の巻線に入力する電流をＩｔ１、結合点から出力する
電流をＩｔ０とすると、この巻線の励磁電流Ｉｍは、下
式で得られる。

【００５８】

【数５】Ｉｍ＝Ｉｔ１−Ｉｔ０／３ この値に変圧器鉄心の特性から得られる係数Ｋを乗算し
て、磁束Φを求める。

【００５９】

【数６】Φ＝Ｋ＊Ｉｍ そして、この磁束から磁束飽和抑制２３を行うことによ
り、第３の実施の形態と同様の効果を得ることができ
る。

【００６０】本実施の形態によれば、電圧利用率を最大
１まで高めることが出来、スイッチング動作を必要最低
限に抑えることができ、スイッチング損失を低減した高
効率で、多重化の効果により高調波を低減し、変圧器磁
束の偏磁を抑制した電力変換器を実現できる。

【００６１】次に本発明の第５の実施の形態について説
明する。図１３は、本発明の第５の実施の形態の制御装
置の構成図である。ここで、図９に示した第３の実施の
形態の制御装置と異なる点は、分圧変圧器内磁束検出回
路２２の代わりに分圧変圧器巻線電圧検出回路３３が設
けられている点である。

【００６２】分圧変圧器巻線電圧検出回路３３では、分
圧変圧器巻線間にかかる電圧を検出して、分圧変圧器内
磁束を推定する。巻線に印加される電圧をｅ、巻き線内
の磁束をΦとすると、

【００６３】

【数７】Φ＝∫ｅｄｔ で求められる。そして、この磁束から磁束飽和抑制２３
を行うことにより、第３の実施の形態と同様の効果を得
ることができる。

【００６４】本実施の形態によれば、電圧利用率を最大
１まで高めることが出来、スイッチング動作を必要最低
限に抑えることができ、スイッチング損失を低減した高
効率で、多重化の効果により高調波を低減し、変圧器磁
束の偏磁を抑制した電力変換器を実現できる。

【００６５】次に本発明の第６の実施の形態について説
明する。図１４は、本発明の第６の実施の形態の制御装
置の構成図である。ここで、図９に示した第３の実施の
形態の制御装置と異なる点は、分圧変圧器内磁束検出回
路２２の代わりに直流電圧検出回路３４と分圧変圧器磁
束演算回路３５が設けられている点である。

【００６６】直流電圧検出回路３４は、コンバータ１４
の出力直流電圧を検出する回路であり、分圧変圧器磁束
演算回路３５は、インバータの出力スイッチング関数か
ら分圧変圧器に印加される電圧を演算して求め電流比較
値を演算し、それを積分することによって、分圧変圧器
の各脚に発生する磁束を演算する回路である。分圧変圧
器磁束演算回路３５の動作についてＵ相を例にとって説
明する。直流電圧検出回路３４の出力がＥのとき、イン
バータのスイッチング関数は、

【００６７】

【数８】 Ｓｕ＝１（Ｖｕ＝＋Ｅ）、Ｓｕ＝０（Ｖｕ＝−Ｅ） Ｓｘ＝０（Ｖｕ＝＋Ｅ）、Ｓｘ＝１（Ｖｕ＝−Ｅ） と定義できる。よって、インバータ１５のＵ相交流電圧
は、

【００６８】

【数９】ＥＡ１＝（Ｓｕ−Ｓｘ）＊Ｅ と表される。同様にして、インバータ１６に対してＥＡ
２、インバータ１７に対してＥＡ３が得られ、分圧変圧
器の結合点相電圧は、

【００６９】

【数１０】ＥＡＡＴ＝（ＥＡ１＋ＥＡ２＋ＥＡ３）／３ となる。これらより、インバータ１５によって分圧変圧
器の脚に印加される電圧は、

【００７０】

【数１１】ＶＬＵ１＝ＥＡ１−ＥＡＡＴ と求められる。よって、この分圧変圧器の脚の磁束は、

【００７１】

【数１２】Φ＝∫（ＶＬＵ１）ｄｔ で求められる。そして、この磁束から磁束飽和抑制２３
を行うことにより、第３の実施の形態と同様の効果を得
ることができる。

【００７２】本実施の形態によれば、電圧利用率を最大
１まで高めることが出来、スイッチング動作を必要最低
限に抑えることができ、スイッチング損失を低減した高
効率で、多重化の効果により高調波を低減し、変圧器磁
束の偏磁を抑制した電力変換器を実現できる。

【００７３】次に本発明の第７の実施の形態について説
明する。図１５は、本発明の第７の実施の形態の制御装
置の構成図である。ここで、図１４に示した第６の実施
の形態の制御装置と異なる点は、補正値演算回路３６と
推定磁束補正回路３７が設けられている点である。

【００７４】推定磁束補正回路３７は、補正値演算回路
３６より得られた値を分圧変圧器推定磁束に加算するこ
とによって、推定磁束と実際の磁束との誤差を補正する
回路である。

【００７５】補正値演算回路３６では、補正に励磁電
流、分圧変圧器巻線磁束、分圧変圧器巻線間電圧のどれ
かを用い、直接若しくはローパスフィルタを通して直流
分Δを出力する。分圧変圧器磁束演算回路３５より得ら
れた磁束をΦ、ゲインをＧとすると、補正された磁束Φ
ｃは、

【００７６】

【数１３】Φｃ＝Φ＋Ｇ＊△ となる。そして、この磁束から磁束飽和抑制２３を行う
ことにより、第３の実施の形態と同様の効果を得ること
ができる。

【００７７】このように、実際の電流値等を用いて、演
算で求めた磁束を補正することにより、磁束演算の誤差
による影響を小さくすることができる。図１６は、可変
速揚水発電システムの概略図である。可変速揚水発電シ
ステムは、系統に主変圧器３８を介して一次巻線が接続
された巻線型誘導発電機３９と、この巻線型誘導発電機
の二次巻線に励磁電流を供給する第１と第２と第３の電
力変換装置４０，４１，４２と、第１と第２と第３の電
力変換器４０と４１と４２とを結合する分圧変圧器４３
ｕ，４３ｖ，４３ｗと、第１と第２と第３の電力変換装
置の直流側に設けられた直流コンデンサ４４と、直流コ
ンデンサ４４に電力を供給する直流電源４５と、巻線型
誘導発電機３９の一次側の位相を検出する第１の位相検
出器４６と、巻線型誘導発電機３９の二次側の位相を検
出する第２の位相検出器４７と、巻線型誘導発電機３９
の二次側の電流を検出する電流検出器４８ｕ，４８ｖ，
４８ｗと、第１の位相検出器４６の出力と第２の位相検
出器４７の出力の差と電流検出器４８ｕ，４８ｖ，４８
ｗの出力とを基に第１、第２、第３の電力変換装置を制
御する制御回路４９とからなる。

【００７８】この可変速揚水発電システムを構成する電
力変換装置に第２の実施の形態乃至第６の実施の形態の
いずれかを適用することにより、本システムにおいても
同様の効果を得ることができる。

【００７９】

【発明の効果】本発明によれば、インバータの電圧利用
率が高くでき、またスイッチング周波数を低く抑えるこ
とができ、さらに分圧変圧器による多重化の効果から高
調波の少ない大容量の電力変換装置を低コストで実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態の制御装置の構成
図。

【図２】 単位変換器１台が発生できる電圧ベクトルを
表す図。

【図３】 電圧誤差積分ベクトルと差ベクトルを表す
図。

【図４】 電圧ベクトルの選択を説明する図。

【図５】 本発明の第２の実施の形態の制御装置の構成
図。

【図６】 分圧変圧器の作用説明図。

【図７】 分圧変圧器の作用説明図。

【図８】 ３多重変換装置が発生できる電圧ベクトルを
表す図。

【図９】 本発明の第３の実施の形態の制御装置の構成
図。

【図１０】 偏磁抑制のための出力振り分けを説明する
図。

【図１１】 インバータの振幅を仮定するための図。

【図１２】 本発明の第４の実施の形態の制御装置の構
成図。

【図１３】 本発明の第５の実施の形態の制御装置の構
成図。

【図１４】 本発明の第６の実施の形態の制御装置の構
成図。

【図１５】 本発明の第７の実施の形態の制御装置の構
成図。

【図１６】 可変速揚水発電の構成図。

【図１７】 ＮＰＣインバータの主回路構成図。

【符号の説明】

１・・・電圧指令発生回路 ３・・・積分器 ４・・・許容値判定回路 ５・・・出力ベクトル選択回路 ７・・・ゲートパターン決定回路 １４・・・電力変換器 １５、１６、１７・・・インバータ １８、１９、２０・・・分圧変圧器 ２２・・・分圧変圧器内磁束検出回路 ２３・・・磁束飽和抑制回路 ３２・・・分圧変圧器励磁電流検出回路 ３３・・・分圧変圧器巻線電圧検出回路 ３５・・・分圧変圧器磁束演算回路 ３７・・・推定磁束補正回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤田 崇 東京都港区芝浦一丁目１番１号 株式会 社東芝 本社事務所内 (72)発明者 影山 隆久 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東 芝 府中工場内 (72)発明者 金井 丈雄 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東 芝 府中工場内 (72)発明者 坂本 匡大 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東 芝 府中工場内 (56)参考文献 特開 平10−225199（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−87748（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−243659（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のスイッチング素子をブリッジ接続
   した電力変換装置を制御する電力変換装置の制御装置に
   おいて、電流指令値と負荷電流検出値とを基に前記電力
   変換装置が出力するべき電圧指令値ベクトルを発生する
   手段と、前記電力変換装置が出力することのできる出力
   可能電圧ベクトルの始点を原点にとり、前記出力可能電
   圧ベクトルの終点で各ベクトルを表現した平面上で、実
   際に出力する電圧実際値ベクトルと電圧指令値ベクトル
   の誤差ベクトルの絶対値を積分し、その積分値が許容値
   を超えた時、誤差ベクトルの先端から実際に出力するこ
   とのできる電圧ベクトルヘ向かう差ベクトルの中から誤
   差ベクトルとのなす角が最小のベクトルが指す出力可能
   ベクトルを、前記電力変換装置が実際に出力する電圧実
   際値ベクトルとして選択する出力ベクトル選択手段と、
   前記電圧実際値ベクトルに基づいて、前記複数のスイッ
   チング素子のオンオフ指令を演算するゲートパターン決
   定手段を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装
   置。
2. 【請求項２】 複数のスイッチング素子をブリッジ接続
   した複数の電力変換装置と、前記複数の電力変換装置の
   第１相の交流端子に複数脚ある鉄心に巻かれた第１巻線
   の一端が接続されこの巻線の他端を結合した第１の分圧
   変圧器と、前記複数の電力変換装置の第２相の交流端子
   に複数脚ある鉄心に巻かれた第２巻線の一端が接続され
   この巻線の他端を結合した第２の分圧変圧器と、前記複
   数の電力変換装置の第３相の交流端子に複数脚ある鉄心
   に巻かれた第３巻線の一端が接続されこの巻線の他端を
   結合した第３の分圧変圧器で構成された電力変換装置を
   制御する電力変換装置の制御装置において、電流指令値
   と負荷電流検出値とを基に前記電力変換装置が出力する
   べき電圧指令値ベクトルを発生する手段と、前記電力変
   換装置が出力することのできる出力可能電圧ベクトルの
   始点を原点にとり、前記出力可能電圧ベクトルの終点で
   各ベクトルを表現した平面上で、実際に出力する電圧実
   際値ベクトルと電圧指令値ベクトルの誤差ベクトルの絶
   対値を積分し、その積分値が許容値を超えた時、誤差ベ
   クトルの先端から実際に出力することのできる電圧ベク
   トルヘ向かう差ベクトルの中から誤差ベクトルとのなす
   角が最小のベクトルが指す出力可能ベクトルを、前記電
   力変換装置が実際に出力する電圧実際値ベクトルとして
   選択する出力ベクトル選択手段と、前記電圧実際値ベク
   トルに基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオ
   フ指令を演算するゲートパターン決定手段を備えたこと
   を特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 【請求項３】 請求項２記載の電力変換装置の制御装置
   において、前記分圧変圧器に発生する磁束を検出する磁
   束検出手段と、前記出力ベクトル選択手段の出力と前記
   磁束検出手段の出力とを基に前記分圧変圧器の磁束が所
   定値に達すると該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電
   力変換装置の出力を決定する磁束飽和抑制手段とを備え
   たことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 【請求項４】 請求項２記載の電力変換装置の制御装置
   において、前記分圧変圧器の励磁電流を検出する励磁電
   流検出手段と、その励磁電流を基に前記分圧変圧器の推
   定磁束を求める分圧変圧器磁束検出推定手段と、前記出
   力ベクトル選択手段の出力と前記分圧変圧器磁束検出推
   定手段の出力とを基に分圧変圧器の磁束が所定値に達す
   ると該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換装置
   の出力を決定する磁束飽和抑制手段とを備えたことを特
   徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 【請求項５】 請求項２記載の電力変換装置の制御装置
   において、前記分圧変圧器の巻線にかかる電圧を検出す
   る電圧検出手段と、その電圧を基に前記分圧変圧器の推
   定磁束を求める分圧変圧器磁束検出推定手段と、前記出
   力ベクトル選択手段の出力と前記分圧変圧器磁束推定手
   段の出力とを基に分圧変圧器の磁束が所定値に達すると
   該分圧変圧器の磁束が減少する方向に電力変換装置の出
   力を決定する磁束飽和抑制手段とを備えたことを特徴と
   する電力変換装置の制御装置。
6. 【請求項６】 請求項２記載の電力変換装置の制御装置
   において、前記電力変換装置の出力スイッチング関数を
   基に前記分圧変圧器の推定磁束を求める分圧変圧器磁束
   検出推定手段と、前記出力ベクトル選択手段の出力と前
   記分圧変圧器磁束推定手段の出力とを基に分圧変圧器の
   磁束が所定値に達すると該分圧変圧器の磁束が減少する
   方向に電力変換装置の出力を決定する磁束飽和抑制手段
   とを備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
7. 【請求項７】 請求項４乃至請求項６のいすれかに記載
   の電力変換装置の制御装置において、前記分圧変圧器磁
   束推定手段で求められた前記分圧変圧器の推定磁束を分
   圧変圧器の磁束あるいは励磁電流あるいは巻線間電圧を
   基に実際の磁束との誤差を補正する手段を備えたことを
   特徴とする電力変換装置の制御装置。