JP6494378B2 - 電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換システムに関する。

近年、交流を直流に、或いは直流を交流に変換する、電力変換装置が用いられている。電力変換装置として、複数の単位変換器を含むものが知られている。例えば、複数の単位変換器を直列に接続することで、高電圧に耐えられる電力変換装置が比較的容易に得られる。単位変換器は、コンデンサなどのエネルギー貯蔵要素と、半導体スイッチング素子とを含み、半導体スイッチング素子を動作させることでエネルギー貯蔵要素の電圧を出力端子へ出力するものである。

この種の電力変換装置では、相毎に、互いに直列に接続された複数の単位変換器を用いることで、直流と交流の間の電力変換を行う。そのような技術は、モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）と呼ばれる。

また、電力変換装置の省スペース化を目的として、ＭＭＣに附属するリアクトルを省く構成が存在する。そのような技術は、例えば特許文献１に記載されている。この技術では、電力変換するにあたって零相電流による起磁力を相殺する。

これらの電力変換装置において、単位変換器内に有するコンデンサなどのエネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量は、一定になるように制御される必要がある。そのような技術は、例えば特許文献２に記載されている。

特開２０１０−２３３４１１号公報 特開２０１４−０５７４８８号公報

このような電力変換装置では、単位変換器毎に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が行われることにより、運転中の各エネルギー貯蔵要素のエネルギーの流入や放出を行う時間が異なるため、各エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量に違いが発生する。

しかし、電力変換装置は、事故などの偶発的な状況を除くいかなる運転状態にあっても、エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量を制御する必要がある。エネルギー貯蔵要素としてコンデンサを例に説明すると、電力変換装置は、正常な運転の為にコンデンサ電圧を一定に保つように制御する必要がある。

特許文献２のような技術を用いると、充分な制御を行えるだけのエネルギーの流入や放出が存在すれば、各エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量を制御する事が出来る。エネルギー貯蔵要素としてコンデンサを例に説明すると、コンデンサに充分な電流が流れる状況であれば、コンデンサ電圧を一定に保つように制御することが出来る。

しかし、例えば、電力系統からの交流電力を電力変換装置により直流電力に変換し、その直流電力をもう一つの電力変換装置により交流電力に変換してもう一つの電力系統へ出力する周波数変換システムにおいて、電力系統と電力変換装置の間の融通量が極めて低くなり、電力変換装置間を結ぶ直流回路を介した電力の融通量が極めて低くなる場合がある。この場合、エネルギーのやり取りが小さくなるため、エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量の制御が難しくなる。エネルギー貯蔵要素がコンデンサである例を説明すると、電力系統と電力変換装置の電力の融通量が極めて低いため、コンデンサを流れる電流が小さくなり、各コンデンサの電圧のバランスを取るための充分な制御が行えなくなる恐れがある。

また、電力変換装置は、融通していない待機状態から、必要に応じて融通する状態へすぐに切り替えられることが望ましい。この待機状態においてもコンデンサの電圧のバランスが崩れる。

上記課題を解決するために、本発明の一態様である電力変換システムは、第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、前記第一電力変換器を制御する第一制御デバイスと、前記第二電力変換器を制御する第二制御デバイスと、を備える。前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含む。各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含む。前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流す。

交流回路と電力変換器の間の電力の融通量が小さい場合でも、電力変換器内の各エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵量のバランスを保つことができる。

実施例１の周波数変換システムの構成を示す。 電力変換器１０２の構成を示す。 単位変換器２０３の構成を示す。 変圧器２０１の構成を示す。 制御デバイス１０３の構成を示す。 直流電圧指令値生成部５０５の構成を示す。 循環電流指令値生成部６０８の構成を示す。 循環電流振幅指令値生成部７０７の動作を示す。 循環電流指令値Ｉ０の波形を示す。 コンデンサ電圧の波形を示す。 実施例２の電力変換器の構成を示す。 実施例３の電力変換器の構成を示す。 実施例３の変圧器１１０４の構成を示す。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

図１は、実施例１の周波数変換システムの構成を示す。

本実施例の周波数変換システムは、二つの三相電力系統１０１、１１０の間に接続されている。三相電力系統１０１、１１０の夫々を、交流回路と呼ぶ。この周波数変換システムは、電力変換器１０２と、電力変換器１０９と、電力変換器１０２、１０９の間を接続する直流回路１２１とを含む。

電力変換器１０２の交流回路側は、系統周波数が５０Ｈｚである三相電力系統１０１に接続されている。電力変換器１０２は、順変換器又は逆変換器となる。

また、電力変換器１０２の直流回路１２１側は、直流正側端子（Ｐ点）と直流負側端子（Ｎ点）を介して、他端の電力変換器１０９の直流回路１２１側に接続されている。電力変換器１０９の交流回路側は、系統周波数が６０Ｈｚである三相電力系統１１０に接続されている。

なお、三相電力系統１０１、１１０が同じ電力系統であってもよい。また、三相電力系統１０１、１１０の周波数が等しくてもよい。この場合、本実施例の構成が直流送電システムであってもよい。

ここで、電力変換器１０９は、電力変換器１０２と同一構成であってもよいし、電力変換器１０２と異なる構成であってもよい。

周波数変換システムは更に、電力変換器１０２に接続されている制御デバイス１０３と、電力変換器１０９に接続されている制御デバイス１２２とを含む。制御デバイス１０３は、電力変換器１０２を制御して、三相電力系統１０１の交流電力と直流回路１２１の直流電力との何れか一方から他方へ変換することを、電力変換器１０２に実行させる。同様に、制御デバイス１２２は、電力変換器１０９を制御して、三相電力系統１１０の交流電力と直流回路１２１の直流電力との何れか一方から他方へ変換することを、電力変換器１０９に実行させる。例えば、周波数変換システムは、電力変換器１０２で５０Ｈｚの交流電力を直流電力に変換し、電力変換器１０９で直流電力を６０Ｈｚの交流電力に変換する。また、周波数変換システムは、その逆方向の周波数変換を行うこともできる。

制御デバイス１０３は更に、少なくとも一方の電力変換器に流れる三相電力系統の電流の振幅が、予め設定された振幅閾値より低くなると、直流回路１２１を介して電力変換器１０２、１０９を循環する交流電流（循環電流）を流す。制御デバイス１０３の動作により、電力変換器１０２、１０９は、接続されている三相電力系統から流れ込む電流の振幅が零であっても、循環電流によって、電力変換器１０２、１０９内の各単位変換器内のコンデンサの電圧を一定の電圧範囲に保つ事が出来る。

制御デバイス１２２は、制御デバイス１０３と同一構成であってもよいし、循環電流を流す機能を含まなくてもよい。

以下、図１中に図示した電圧、電流を定義する。

三相電力系統１０１のＵ相相電圧をＶｓｕ、Ｖ相相電圧をＶｓｖ、Ｗ相相電圧をＶｓｗと称する。

また三相電力系統１０１のＵ相電流をＩｓｕ，Ｖ相電流をＩｓｖ，Ｗ相電流をＩｓｗと称する。Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗを三相電力系統電流と呼ぶことがある。

直流正側端子（Ｐ点）と直流負側端子（Ｎ点）の間の電圧をＶｄｃと称する。また、電力変換器１０２から直流正側端子（Ｐ点）を通り、電力変換器１０９に流れる電流を直流電流Ｉｄｃと称する。

次に、図１中に示した電圧検出デバイス、電流検出デバイス、制御デバイスについて説明する。

電圧検出デバイス１０５は、三相電力系統１０１の相電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを検出し、検出された相電圧を制御デバイス１０３に伝送する。なお、本実施例では電圧検出デバイス１０５が相電圧を検出する場合について記述しているが、線間電圧を検出してもよい。

電流検出デバイス１０４は、三相電力系統１０１と電力変換器１０２の間の連系点を流れる三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗを検出し、検出された電流を制御デバイス１０３に伝送する。

電流検出デバイス１０６は、直流回路１２１に流れる電流Ｉｄｃを検出し、検出された電流を制御デバイス１０３に伝送する。

電力変換器１０２は、電力変換器１０２内の各単位変換器内のコンデンサ電圧ＶＣｊｋと、各単位変換器に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとを、信号電線１０７を介して制御デバイス１０３に伝送する。

制御デバイス１０３は、電圧検出デバイス１０５から得られたＶｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗと、電流検出デバイス１０４から得られたＩｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗと、電流検出デバイス１０６から得られたＩｄｃと、電力変換器１０２から得られたコンデンサ電圧ＶＣｊｋと、電力変換器１０２から得られた電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとを用いて、電力変換器１０２の制御信号を生成し、ゲート信号送電線１０８を用いて制御信号を電力変換器１０２に伝送する。

本実施例の電力変換器１０２は、複数の単位変換器を含むマルチレベル変換器である。なお、電力変換器１０２は、一つの単位変換器を含んでいてもよいし、特許文献１及び２に示された構成以外の構成を持つ少なくとも一つの単位変換器を含んでいてもよい。

ここでは、制御デバイス１０３を一つの制御要素として描いているが、制御デバイス１０３を複数の構成要素に分割し、複数の構成要素を物理的に離れた場所や電気的に異なる電位に設置してもよい。

以下、電力変換器１０２が、特許文献２に示されているようなＺＣ−ＭＭＣ（Zero-Sequence Cancelling Modular Multilevel Converter）である場合について、電力変換器１０２内部の構成と信号の検出方法を説明する。

図２は、電力変換器１０２の構成を示す。

三相電力系統１０１の各相は、電力変換器１０２内の変圧器２０１を介して、直列接続された複数の単位変換器２０３を含むマルチレベル変換器（以後アームと呼称）の片端と接続されている。単位変換器２０３の内部構造については後述する。

具体的には、変圧器２０１の２次巻線のｕ点、ｖ点、ｗ点には、直列にＵ相アーム２０２ｕ、Ｖ相アーム２０２ｖ、Ｗ相アーム２０２ｗの一端が夫々接続されている。また、各アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの他端には、直流正側端子（Ｐ点）が接続されている。また、変圧器２次巻線の中性点が直流負側端子（Ｎ点）に接続されている。

つまり、変圧器２次巻線と各アーム２０２ｕ，ｖ，ｗが直列接続された回路が、Ｐ点とＮ点にて並列接続されている。なお、変圧器２０１の構成については後述する。

以下、図２中にて新たに図示した電圧、電流を定義する。

変圧器２０１のｕ点とＵ相アーム２０２ｕに流れる電流をＩｕ、変圧器２０１のｖ点とＶ相アーム２０２ｖに流れる電流をＩｖ、変圧器２０１のｗ点とＷ相アーム２０２ｗに流れる電流をＩｗと称する。

さらに、Ｕ相アーム２０２ｕに含まれる複数の単位変換器２０３の出力電圧の和を、Ｕ相アーム２０２ｕの出力電圧Ｖｕと称する。同様に、Ｖ相アーム２０２ｖに含まれる複数の単位変換器２０３の出力電圧の和を、Ｖ相アーム２０２ｖの出力電圧Ｖｖと称し、Ｗ相アーム２０２ｗに含まれる複数の単位変換器２０３の出力電圧の和を、Ｗ相アーム２０２ｗの出力電圧Ｖｗと称する。

さらに、各単位変換器２０３のコンデンサ電圧をＶＣｊｋと称する。ここで、ｊは、単位変換器が属するアーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの何れか一つを表しており、例えばｕ，ｖ，ｗである。またｋは、当該アーム内での当該単位変換器の番号であり、例えば１，２，…，Ｎｃである。ここで、Ｎｃは各アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗに含まれる単位変換器２０３の数である。

次に、図２中に示した電圧検出デバイス、電流検出デバイスについて説明する。

電流検出デバイス２０５ｕ，２０５ｖ，２０５ｗは、アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを夫々検出し、信号電線１０７を介して制御デバイス１０３に伝送する。

電圧検出デバイス２０４は、各単位変換器２０３内のコンデンサの電圧を検出し、コンデンサ電圧検出線２０７ｕ，２０７ｖ，２０７ｗを介して、制御デバイス１０３に伝送する。なお、ここでコンデンサ電圧検出線２０７ｕ，２０７ｖ，２０７ｗは信号電線１０７の一部に含まれる。

また、制御デバイス１０３から生成されて伝送されるゲート信号を伝えるゲート信号送電線１０８内には、ゲート信号送電線２０６ｕ，２０６ｖ，２０６ｗが含まれており、これらは、対応する単位変換器２０３にゲート信号を伝送して各単位変換器２０３の出力を決定する。

また、本実施例では、制御デバイス１０３が、Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ，Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗ，Ｉｄｃ，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、及びコンデンサ電圧ＶＣｊｋを、電圧検出デバイス１０５、電流検出デバイス１０４、電流検出デバイス１０６、電圧検出デバイス２０４、及び電流検出デバイス２０５を介して検出している場合を描いているが、他の電気量、例えばＶｄｃを検出してもよい。

図３は、単位変換器２０３の構成を示す。

単位変換器２０３は、双方向チョッパ回路方式として描かれているが、フルブリッジ回路方式や、エネルギー貯蔵要素とゲート信号による変換器の出力を決定する他の単位変換器であってもよい。

単位変換器２０３は、上側スイッチング素子３０１Ｈと上側環流ダイオード３０２Ｈが逆並列接続された回路と、下側スイッチング素子３０１Ｌと下側環流ダイオード３０２Ｌが逆並列接続された回路とが、ａ点で直列接続されたスイッチング回路を含む。単位変換器２０３は、スイッチング回路に並列接続されたエネルギー貯蔵要素であるコンデンサ３０３を含む。コンデンサ３０３のコンデンサ電圧ＶＣｊｋは、電圧検出デバイス２０４により検出される。

なお、上側スイッチング素子３０１Ｈと下側スイッチング素子３０１Ｌを区別する必要がない場合、それらを総称して、単にスイッチング素子３０１と称する。

なお、本実施例では、スイッチング素子３０１としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の記号が描かれているが、オン・オフ制御可能なパワー半導体デバイスであれば、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor），ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor），ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等、ＩＧＢＴとは異なる種類のスイッチング素子を用いることも可能である。このように、自己消弧素子を用いる自励式変換器に、本実施例を適用することができる。

前述のａ点と、コンデンサ３０３の一端（ｎ点）との間の電圧を単位変換器２０３の出力電圧Ｖｊｋと称する。ただし、ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ，ｋ＝１，２，…，Ｎｃであり、Ｎｃはアーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの夫々に含まれる単位変換器２０３の数を表す。

電圧検出デバイス２０４は、ＶＣｊｋを検出し、コンデンサ電圧検出線２０７を介してこれを制御デバイス１０３に伝送する。

ゲートドライバ３０４は、制御デバイス１０３からゲート信号送電線２０６を介して伝送されたゲート信号ｇｊｋに基づいて、上側スイッチング素子３０１Ｈと下側スイッチング素子３０１Ｌのオン・オフを制御する。

図４は、変圧器２０１の構成を示す。

鉄心４０３Ｕには、１次巻線４０１Ｕ、２次分割巻線４０２Ｕｎ，４０２Ｕｐが巻回されている。同様に、鉄心４０３Ｖには、１次巻線４０１Ｖ、２次分割巻線４０２Ｖｎ，４０２Ｖｐが巻回されている。同様に、鉄心４０３Ｗには、１次巻線４０１Ｗ、２次分割巻線４０２Ｗｎ，４０２Ｗｐが巻回されている。

１次巻線４０１Ｕ，４０１Ｖ，４０１Ｗは、Ｍ点でスター結線されている。

また、２次分割巻線４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎは、Ｎ点でスター結線されている。

さらに、２次分割巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐの一端は、ｕ点、ｖ点、ｗ点を介してアーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗに、夫々接続されている。

２次分割巻線Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐにおいてアーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗと反対側の端は、２次分割巻線Ｖｎ，Ｗｎ，ＵｎのＮ点と反対側の端に、夫々接続されている。

言い換えれば、６つの２次分割巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎは千鳥結線を構成している。本実施例では、６つの２次分割巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎを総称して、単に２次巻線４０２と称する。ここで、２次分割巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎの巻数は概ね等しい。

なお、本実施例では、１次巻線４０１Ｕ，４０１Ｖ，４０１Ｗがスター結線されている場合を描いているが、１次巻線４０１Ｕ，４０１Ｖ，４０１Ｗがデルタ結線されていていてもよい。

さらに、本実施例では、２次分割巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎの結線として、例えば４０２Ｕｐと４０２Ｖｎが接続されている場合を描いているが、２次巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎが、図４とは異なる２次分割巻線の組み合わせを用いた千鳥結線であってもよい。

また、２次巻線４０２Ｕｐ，４０２Ｖｐ，４０２Ｗｐ，４０２Ｕｎ，４０２Ｖｎ，４０２Ｗｎが、千鳥巻線を構成していなくてもよい。例えば変圧器２０１は、特許文献１の図２３、図２５に示された変圧器であってもよい。

さらに、本実施例では、変圧器２０１の巻線のうち、三相電力系統１０１に接続されている巻線を１次巻線と称し、アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗに接続されている巻線を２次巻線と称している。ここでの「１次」及び「２次」は説明のための便宜的な呼称であって、呼称が逆であってもよい。

この変圧器２０１によれば、特許文献１と同様、電力変換器１０２において変圧器２０１と各相のアームとの間のリアクトルを省くことができ、電力変換器１０２を小型化することができる。

図５は、制御デバイス１０３の構成を示す。

制御デバイス１０３は、交流電流制御部５０１（AC current control）、平均コンデンサ電圧制御部５０２（Average balance control）、相間コンデンサ電圧バランス制御部５０３（Phase balance control）、ＰＷＭ制御部５０４（Cell balance control and PWM）、直流電圧指令値生成部５０５を含む。

交流電流制御部５０１は、三相電力系統１０１の相電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗと、アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗに夫々流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとを用いて、アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。これにより、交流電流制御部５０１は、アーム２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの出力を制御することで電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御することが出来る。

平均コンデンサ電圧制御部５０２は、予め設定されたコンデンサ電圧指令値ＶＣ＊に対する各コンデンサ電圧ＶＣｊｋの誤差の移動平均を算出し、その移動平均に基づいて、各コンデンサ電圧の平均値を指令値ＶＣ＊に近づけるための電流指令値Ｉｄ＊を生成する。移動平均の長さは、三相電力系統１０１の周期（周波数の逆数）の整数倍である。これにより、周期変動の影響を除いた誤差を算出することができる。

相間コンデンサ電圧バランス制御部５０３は、各コンデンサ電圧ＶＣｊｋの移動平均を算出し、その移動平均と三相電力系統１０１の位相θとに基づいて、相毎のコンデンサ電圧の平均値を平衡させるための電流指令値Ｉｄ２＊及びＩｑ２＊を生成する。移動平均の長さは、三相電力系統１０１の周期（周波数の逆数）の整数倍である。これにより、周期変動の影響を除いた平均値を算出することができる。位相θは、三相電力系統１０１に設けられ、図示されていない位相検出器により検出される。

加算器５０６は、電流指令値Ｉｄ２＊に電流指令値Ｉｄ＊を加算し、その結果を交流電流制御部５０１へ出力する。加算器５０７は、電流指令値Ｉｑ２＊に、外部から指示された無効電力の融通量を示す電流指令値Ｉｑ＊を加算し、その結果を交流電流制御部５０１へ出力する。

加算器５０８，５０９，５１０は、交流電流制御部５０１により生成されたアーム電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に、後述する直流電圧指令値生成部５０５により生成された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を加算する。

ＰＷＭ制御部５０４は、加算器５０８，５０９，５１０による加算結果と、各コンデンサ電圧ＶＣｊｋとを用いて、各アーム内の複数のコンデンサ２０４の電圧を等しくするための、各単位変換器のゲート信号ｇｕｋ，ｇｖｋ，ｇｗｋを生成する。

なお、ＰＷＭ制御部５０４が、各アームに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、またはその指令値となるＩｄ＊，Ｉｑ＊などを用いて、ゲート信号ｇｕｋ，ｇｖｋ，ｇｗｋを生成してもよい。

制御デバイス１０３によれば、平均コンデンサ電圧制御部５０２により、各コンデンサの電圧ＶＣｊｋをコンデンサ電圧指令値ＶＣ＊に近づけることができ、相間コンデンサ電圧バランス制御部５０３により、各相のコンデンサ電圧の平均値を平衡させることができる。

図６は、直流電圧指令値生成部５０５の構成を示す。

直流電圧指令値生成部５０５において、掛算器６０１、６０２、６０３は、電圧検出デバイス１０５から得られた三相電力系統電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗと、電流検出デバイス１０４から得られた三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗとを夫々乗算する。加算器６０４は、各相の乗算結果を加算する。フィルター６０５は、加算結果からノイズや高調波成分等を取り除くことにより、有効電力値Ｐを得る。

減算器６０６は、有効電力値Ｐから、外部から指示された有効電力指令値Ｐ＊を減算する。ＰＩ制御器６０７は、減算結果をＰＩ制御することにより直流電流指令値Ｉｄｃ＊を得る。

循環電流指令値生成部６０８は、三相電力系統１０１と電力変換器１０２の間を流れる三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗと、三相電力系統１０１の系統周波数に基づいて、Ｉ０を決定する。

図７は、循環電流指令値生成部６０８の構成を示す。

αβ変換器７０１は、三相電力系統１０１と電力変換器１０２の間の三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗのαβ変換により、ＩαとＩβを出力する。累乗器７０２は、Ｉαの二乗とＩβの二乗とを算出する。加算器７０３は、Ｉαの二乗とＩβの二乗とを加算する。平方根器７０４は、加算結果の平方根を算出することにより、瞬時的な振幅を得る。フィルター７０５は、瞬時的な振幅からノイズを取り除き、電流振幅Ｉａｃを得る。

もう一つの電力変換器１０９と三相電力系統１１０の間を流れる三相電力系統電流Ｉｓｕ’，Ｉｓｖ’，Ｉｓｗ’については、電流検出デバイス１０４と同様のデバイスにより計測される。循環電流指令値生成部６０８は、Ｉｓｕ’，Ｉｓｖ’，Ｉｓｗ’についても、同様にして、累乗器７０２、加算器７０３、平方根器７０４の処理を行うことにより、電流振幅Ｉａｃ’を得る。

比較器７０６は、電流振幅Ｉａｃ，Ｉａｃ’の値の小さい方を電流振幅Ｉａｍｐとして選択して出力する。

なお、周波数変換システムに三つ以上の三相電力系統が接続されている場合、各三相電力系統電流の振幅のうち最も小さい振幅を電流振幅Ｉａｍｐとして選択する。

図８は、循環電流振幅指令値生成部７０７の動作を示す。

循環電流振幅指令値生成部７０７は、Ｉａｍｐが予め設定された振幅閾値ＩａｍｐＴｈ以上である場合、出力の電流振幅Ｉ０ａｍｐは零であり、Ｉａｍｐが振幅閾値ＩａｍｐＴｈを下回る場合、Ｉａｍｐが減少するほど、Ｉ０ａｍｐを増加させ、Ｉａｍｐが零である場合、Ｉ０ａｍｐを最大値Ｉ０ａｍｐＭａｘにする。言い換えれば、Ｉａｍｐが振幅閾値ＩａｍｐＴｈ以下である場合、Ｉ０ａｍｐは、Ｉａｍｐに対して単調減少である。本実施例の循環電流振幅指令値生成部７０７において、Ｉａｍｐが零以上ＩａｍｐＴｈ以下である場合のＩ０ａｍｐは、Ｉａｍｐの一次関数で表される。なお、循環電流振幅指令値生成部７０７は、Ｉａｍｐが振幅閾値を下回る場合に、予め設定された振幅をＩ０ａｍｐとして出力してもよい。これにより、循環電流指令値生成部６０８は、電力変換器１０２、１０９を流れる電流が小さい場合に、循環電流を流すことができる。

平均演算器７０８は、予め設定された三相電力系統１０１の系統周波数ｆ１と、予め設定された三相電力系統１１０の系統周波数ｆ２との平均値を算出し、その平均値を正弦波出力器７０９の正弦波の周波数ｆとして入力する。本実施例の平均演算器７０８は、５０Ｈｚと６０Ｈｚの平均値である５５Ｈｚを、ｆに対して設定する。これにより、三相電力系統１０１、１１０の間の周波数を持つ交流電流を、電力変換器１０２、１０９の間に流すことができる。

正弦波出力器７０９は、循環電流振幅指令値生成部７０７から出力されたＩ０ａｍｐを振幅とし、平均演算器７０８から出力されたｆを周波数とする正弦波である、循環電流指令値Ｉ０を生成する。

つまり、三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗの振幅と三相電力系統電流Ｉｓｕ’，Ｉｓｖ’，Ｉｓｗ’の振幅とのどちらかが振幅閾値を下回ると、循環電流指令値生成部６０８から出力される正弦波の振幅が増大する。

制御デバイス１０３が、電力変換器１０２の入力と出力と電力変換器１０９の入力と出力との少なくとも何れかに基づいて、循環電流の振幅を算出することにより、コンデンサ電圧の制御に必要な循環電流を流すことができる。また、制御デバイス１０３が、電力変換器１０２の電流の振幅と、電力変換器１０９の電流の振幅との少なくとも何れかが振幅閾値を下回る場合に、循環電流を流すことにより、電力変換器１０２、１０９に流れる電流がコンデンサ電圧の制御に不足する場合に、循環電流を流すことができる。また、制御デバイス１０３が、電力変換器１０２の電流の振幅と電力変換器１０９の電流の振幅のうち小さい振幅を選択し、選択された振幅が小さいほど、交流電流の振幅を増大させることにより、循環電流を用いてコンデンサ電圧を一定の範囲に保つことができる。

また、循環電流指令値生成部６０８により出力する正弦波の周波数ｆは、連系する二つの三相電力系統１０１、１１０の系統周波数ｆ１、ｆ２の平均値である。本実施例においては、二つの系統周波数ｆ１、ｆ２が５０Ｈｚと６０Ｈｚであるため、循環電流指令値生成部６０８により出力される正弦波の周波数は５５Ｈｚである。

なお、電力変換器の数が三つ以上であり、連系する三相電力系統の系統周波数が三つ以上であってもよい。

電力変換器１０２、１０９の間で有効電力が融通されている場合、その電流によりコンデンサ電圧を一定の電圧範囲に保つことができる。また、電力変換器１０２、１０９の間で有効電力が融通されていていなくても、三相電力系統１０１と電力変換器１０２の間で無効電力が融通され、且つ三相電力系統１１０と電力変換器１０９の間で無効電力が融通されている場合、その電流によりコンデンサ電圧を一定の電圧範囲に保つことができる。

循環電流指令値生成部６０８は、三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗ以外にも、有効電力を示す指令値Ｐ＊や、無効電力を示す指令値Ｉｑ＊等、電力変換器１０２の入力と出力と電力変換器１０９の入力と出力との少なくとも何れかを用いて、Ｉ０ａｍｐを決定してもよい。

例えば、循環電流指令値生成部６０８は、Ｐ＊が予め設定された有効電力閾値を下回る場合に、Ｉ０ａｍｐを零でない値に設定し、Ｐ＊が小さくなるほどＩ０ａｍｐを増大させてもよい。また、循環電流指令値生成部６０８は、指令値に基づき、電力変換器１０２及び電力変換器１０９の間の有効電力を示す指令値が、予め設定された閾値を下回り、且つ三相電力系統１０１及び電力変換器１０２の間の無効電力を示す指令値と、三相電力系統１１０及び電力変換器１０９の間の無効電力を示す指令値との、少なくとも何れかが、予め設定された閾値を下回る場合に、Ｉ０ａｍｐを零でない値に設定してもよい。更に循環電流指令値生成部６０８は、それらの有効電力及び無効電力が小さくなるほどＩ０ａｍｐを増大させてもよい。

これにより、循環電流指令値生成部６０８は、電力変換器１０２、１０９を流れる電流が小さい場合に、循環電流を流すことができる。また、循環電流が三相電力系統電流に与える影響を抑えつつ、循環電流を用いてコンデンサ電圧を一定の範囲に保つことができる。

なお、本実施例のように、循環電流指令値生成部６０８が、三相電力系統１０１の三相電力系統電流の振幅と、三相電力系統１１０の三相電力系統電流の振幅とを用いることで、有効電力を示す指令値及び無効電力を示す指令値を用いる場合と同様の効果が得られる。

直流電圧指令値生成部５０５において、加算器６０９は、ＰＩ制御器６０７から出力された直流電流指令値Ｉｄｃ＊に、循環電流指令値生成部６０８から出力される循環電流指令値Ｉ０を加算することにより、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＊を算出する。これにより、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＊は、振動する成分を含む。

減算器６１０は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＊から、予め設定された直流電流値Ｉｄｃを減算する。ＰＩ制御器６１１は、減算結果をＰＩ制御することにより、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を生成する。前述の加算器５０８、５０９、５１０により、Ｖｄｃ＊は、交流電流制御部５０１により生成されたアーム電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加算される。

以下、直流電圧指令値生成部５０５の動作により、三相電力系統電流の振幅が零であるときにおいても、ＶＣｊｋの電圧を維持できる原理について説明する。

図９は、循環電流指令値Ｉ０の波形を示す。

電力の融通をしている通常時、循環電流指令値Ｉ０は零である。三相電力系統電流の振幅が零のとき、循環電流指令値Ｉ０は正弦波信号になる。この出力が直流電流指令値Ｉｄｃ＊に加算されることによって、補正された直流電流指令値Ｉｄｃ＊＊は正弦波が加算された波形となる。

また、三相電力系統電流の振幅が零であるときにおいては、電力変換器１０２と電力変換器１０９の間の電力の融通量も概ね零となるため、直流電流指令値Ｉｄｃ＊は零となる。そのため、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に循環電流指令値生成部６０８の出力Ｉ０を加算すると、減算器６１０に入力される信号Ｉｄｃ＊＊は正弦波信号となる。減算器６１０により、正弦波信号と直流電流指令値Ｉｄｃとの差分が算出され、ＰＩ制御器６１１によりその差分から直流電圧指令値Ｖｄｃ＊が生成される。

その結果、循環電流指令値生成部６０８の出力Ｉ０を反映した直流電圧指令値Ｖｄｃ＊により、循環電流指令値生成部６０８の出力Ｉ０に追従するように直流電流Ｉｄｃが流れる。

直流回路１２１に直流電流Ｉｄｃを流すと、一時的に電力変換器１０２、１０９の間で電力を融通することとなる。しかし、循環電流指令値生成部６０８の出力を基にして流す直流電流Ｉｄｃの振幅は直流電流Ｉｄｃの定格値と比べて充分に小さい。加えて、振動していることにより一周期の平均で考えると電力の融通量は零となる。

ここで、各アームのインピーダンスは概ね等しく、且つＩｄｃとＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗには数１の関連性があるため、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは数２によって求めることが出来る。

つまり、本実施例によれば、三相電力系統電流の振幅が零であるときにおいても、単位変換器２０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに、振動する成分の電流が流れることとなる。

制御デバイス１０３は、ＶＣｊｋが予め設定された電圧閾値より大きいコンデンサ３０３を持つ単位変換器２０３に対し、コンデンサ３０３の放電方向に電流が流れているときに、スイッチング素子３０１Ｈにオン信号を与え、スイッチング素子３０１Ｌにオフ信号を与えることで、コンデンサ３０３を放電できる。更に制御デバイス１０３は、ＶＣｊｋが電圧閾値より小さいコンデンサ３０３を持つ単位変換器２０３に対し、コンデンサ３０３の充電方向に電流が流れているときに、スイッチング素子３０１Ｈにオン信号を与え、スイッチング素子３０１Ｌにオフ信号を与えることで、コンデンサ３０３を充電できる。

これにより、電力変換器１０２、１０９の間で電力融通することなく、また三相電力系統電流の振幅が零であるときにおいても、電力変換器１０２、１０９内の全ての単位変換器２０３においてコンデンサ３０３の充放電を行う事が出来る為、段間バランス制御を適切に行い各コンデンサ３０３の電圧ＶＣｊｋを一定の電圧範囲に保つことが出来る。

図１０は、コンデンサ電圧の波形を示す。

この波形は、シミュレーションにより算出された、三相電力系統電流の振幅が零である場合のコンデンサ３０３の電圧の時間波形を示す。電圧の軸において、コンデンサ電圧指令値ＶＣ＊が１に相当する。コンデンサ３０３の電圧は、原理的に発生する電圧の脈動が存在するものの、脈動は十分小さく、所定の電圧範囲内で安定していることがわかる。

本実施例では、実施例１と比べて、電力変換器の構成が異なる。

図１１は、実施例２の電力変換器の構成を示す。

本実施例の周波数変換システムは、実施例１に比較して、電力変換器１０２に代えて電力変換器１００１を含む。本実施例において、実施例１と同一符号が付された要素は、実施例１の要素と同一物又は相当物を示す。

以下、本実施例において実施例１と異なる点について説明する。

電力変換器１００１は、直列接続された複数の単位変換器２０３を含む上アーム１００２ｕｐ，１００２ｖｐ，１００２ｗｐと、同様に直列接続された複数の単位変換器２０３を含む下アーム１００２ｕｎ，１００２ｖｎ，１００２ｗｎとを含む。上アーム１００２ｕｐ，１００２ｖｐ，１００２ｗｐの一端は、直流正側端子（Ｐ点）に接続されており、他端は、リアクトル１００３を介して変圧器１００４の２次巻線のｕ点、ｖ点、ｗ点に夫々接続されている。下アーム１００２ｕｎ，１００２ｖｎ，１００２ｗｎの一端は、リアクトル１００３を介して変圧器１００４の２次巻線のｕ点、ｖ点、ｗ点に夫々接続されており、他端は、直流負側端子（Ｎ点）に接続されている。

なお、本実施例における変圧器１００４の構造は、スター結線同士であるが、デルタ結線同士や、他の組み合わせであってもよい。また、電力変換器１０９が、電力変換器１００１と同一構成であってもよい。

この電力変換器１００１によれば、リアクトル１００３により零相電流を抑圧することができる。

これにより、変圧器１００４から流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、上下のアーム１００２に半分ずつ分担される。また、各アーム１００２のインピーダンスは概ね等しいため、Ｉｄｃは３分割され、各アーム１００２に流れる。

三相電力系統電流の振幅が零の場合、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及びＩｄｃは極めて小さい値となる。しかし、本実施例の周波数変換システムは、実施例１と同様の制御を行う事で、Ｉｄｃにのみ振動成分を加算することが出来る。

これにより、電力変換器の間で電力融通することなく、且つ三相電力系統電流の振幅が零であるときにも、電流が、単位変換器２０３内のコンデンサ３０３の充電方向及び放電方向の両方向に流れることとなり、コンデンサ３０３の充放電が可能となる。即ち、コンデンサ３０３の電圧を制御出来る。

また、直列接続される単位変換器２０３の数を増加させることにより、直流電圧を増加させることができる。

本実施例では、実施例２と比べて、電力変換器の構成が異なる。

図１２は、実施例３の電力変換器の構成を示す。

本実施例の周波数変換システムは、実施例２に比較して、電力変換器１００１に代えて、電力変換器１１０１を含む。本実施例において、実施例２と同一符号が付された要素は、実施例２の要素と同一物又は相当物を示す。

以下、本実施例が実施例２と異なる点について説明する。

電力変換器１１０１は、直列接続された複数の単位変換器２０３を含む上アーム１１０２ｕｐ，１１０２ｖｐ，１１０２ｗｐと、直列接続された複数の単位変換器２０３を含む下アーム１１０２ｕｎ，１１０２ｖｎ，１１０２ｗｎとを含む。上アーム１１０２ｕｐ，１１０２ｖｐ，１１０２ｗｐの一端は、直流正側端子（Ｐ点）に接続されており、他端は、変圧器１１０４のｕｐ点、ｖｐ点、ｗｐ点に夫々接続されている。下アーム１１０２ｕｎ，１１０２ｖｎ，１１０２ｗｎの一端は、変圧器１１０４のｕｐ点、ｖｐ点、ｗｐ点に夫々接続されており、他端は、直流負側端子（Ｎ点）に接続されている。

変圧器１１０４は、三相３巻線変圧器である。

図１３は、実施例３の変圧器１１０４の構成を示す。

鉄心１２０３Ｕには、１次巻線１２０１Ｕ，２次巻線１２０２Ｕｐ，３次巻線１２０２Ｕｎが巻回されている。同様に、鉄心１２０３Ｖには、１次巻線１２０１Ｖ，２次巻線１２０２Ｖｐ，３次巻線１２０２Ｖｎが巻回されている。さらに、鉄心１２０３Ｗには、１次巻線１２０１Ｗ，２次巻線１２０２Ｗｐ，３次巻線１２０２Ｗｎが巻回されている。

１次巻線１２０１Ｕ，１２０１Ｖ，１２０１Ｗは、三相電力系統１０１側とデルタ結線している。

２次巻線１２０２Ｕｐ，１２０２Ｖｐ，１２０２Ｗｐの一端は、ｕｐ点、ｖｐ点、ｗｐ点を介してアーム１１０２ｕｐ，１１０２ｖｐ，１１０２ｗｐに夫々接続されている。２次巻線１２０２Ｕｐ，１２０２Ｖｐ，１２０２Ｗｐの他端は、Ｍ点に接続されている。

また３次巻線１２０２Ｕｎ，１２０２Ｖｎ，１２０２Ｗｎの一端はｕｎ点、ｖｎ点、ｗｎ点を介してアーム１１０２ｕｎ，１１０２ｖｎ，１１０２ｗｎに夫々接続されている。３次巻線１２０２Ｕｎ，１２０２Ｖｎ，１２０２Ｗｎの他端は、Ｍ点に接続されている。

言い換えれば、２次巻線１２０２Ｕｐ，１２０２Ｖｐ，１２０２Ｗｐの一端は、アーム１１０２Ｕｐ，１１０２Ｖｐ，１１０２Ｗｐに直列接続されており、他端は、Ｍ点にてスター結線されている。同様に、３次巻線１２０２Ｕｎ，１２０２Ｖｎ，１２０２Ｗｎの一端は、アーム１１０２Ｕｎ，１１０２Ｖｎ，１１０２Ｗｎと直列接続されており、他端は、Ｍ点にてスター結線されている。

つまり、２次巻線１２０２Ｕｐ，１２０２Ｖｐ，１２０２Ｗｐのスター結線の中性点と、３次巻線１２０２Ｕｎ，１２０２Ｖｎ，１２０２Ｗｎのスター結線の中性点とが、Ｍ点で接続されている。

この変圧器１１０４によれば、特許文献１と同様、電力変換器１１０１において変圧器１０４と各相のアームとの間のリアクトルを省くことができ、電力変換器１１０１を小型化することができる。

各アームのインピーダンスは概ね等しい為、直流電流Ｉｄｃは３分割され、各アーム１１０２ｕｐ，１１０２ｖｐ，１１０２ｗｐ，１１０２ｕｎ，１１０２ｖｎ，１１０２ｗｎを流れる。

電流検出デバイス１１０３ｕｐ，１１０３ｖｐ，１１０３ｗｐ，１１０３ｕｎ，１１０３ｖｎ，１１０３ｗｎは、各アーム１１０２ｕｐ，１１０２ｖｐ，１１０２ｗｐ，１１０２ｕｎ，１１０２ｖｎ，１１０２ｗｎに流れる電流Ｉｕｐ，Ｉｖｐ，Ｉｗｐ，Ｉｕｎ，Ｉｖｎ，Ｉｗｎを検出し、制御デバイス１０３に伝送する。なお、制御デバイス１０３は実施例１、２と概ね同じである。

即ち、本実施例の周波数変換システムは、実施例１、２と同様の制御を行う事で、各電力変換器に流れる三相電力系統電流の振幅が零であるときにおいても、直流電流Ｉｄｃにのみ振動成分を加算することが出来る。

これにより、電力変換器の間で電力融通することがなく、且つ三相電力系統から流れる電流の振幅が零であるときにおいても、単位変換器２０３内のコンデンサ３０３に電流が充電方向及び放電方向の両方向に流れることとなり、コンデンサ３０３の充放電が可能となる。即ち、コンデンサ３０３の電圧を制御出来る。

また、直列接続される単位変換器２０３の数を増加させることにより、直流電圧を増加させることができる。

なお、本実施例では変圧器１１０４の１次巻線がデルタ結線されているが、スター結線されていてもよい。また、電力変換器１０９が、電力変換器１１０１と同一構成であってもよい。

また、本実施例では、上アーム１１０２Ｕｐ，１１０２Ｖｐ，１１０２Ｗｐと接続されている巻線を２次巻線と称し、下アーム１１０２Ｕｎ，１１０２Ｖｎ，１１０２Ｗｎと接続されている巻線を３次巻線と称しているが、２次、３次の区別は説明のための便宜的な呼称であって、呼称が逆であってもよい。

なお、以上の各実施例を、直流回路１２１を用いて送電する直流送電システムに適用することができる。

以上の各実施例によれば、三相電力系統電流が小さい場合に、直流回路を介して二つの電力変換器の間に循環電流を流すことにより、各コンデンサの電圧の制御に充分な電流を流すことができる。これにより、電力変換器が、三相電力系統との間で極めて低い量の電力を入出力している状況においても、電力変換器内のエネルギー貯蔵要素の貯蔵エネルギー量を一定の範囲に保つことができる。

本発明の表現に用いられる用語を示す。第一電力変換器は、電力変換器１０２を含んでもよい。第二電力変換器は、電力変換器１０９を含んでもよい。第一制御デバイスは、制御デバイス１０３を含んでもよい。第二制御デバイスは、制御デバイス１２２を含んでもよい。第一電流は、三相電力系統電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗを含んでもよい。第二電流は、三相電力系統電流Ｉｓｕ’，Ｉｓｖ’，Ｉｓｗ’を含んでもよい。第一電力系統は、三相電力系統１０１を含んでもよい。第二電力系統は、三相電力系統１１０を含んでもよい。電圧指令値は、コンデンサ電圧指令値ＶＣ＊を含んでもよい。第一移動平均は、平均コンデンサ電圧制御部５０２の移動平均を含んでもよい。第二移動平均は、相間コンデンサ電圧バランス制御部５０３の移動平均を含んでもよい。動作条件は、振幅Ｉａｍｐが振幅閾値ＩａｍｐＴｈを下回ることを含んでもよい。

以上、幾つかの実施例を説明したが、これらは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲をこれらの実施例にのみ限定する趣旨ではない。本発明は、他の種々の形態でも実行することが可能である。

１０１…三相電力系統、 １０２…電力変換器、 １０３…制御デバイス、 １０４…電流検出デバイス、 １０５…電圧検出デバイス、 １０６…電流検出デバイス、 １０７…信号電線、 １０８…ゲート信号送電線、 １０９…電力変換器、 １１０…三相電力系統、 ２０１…変圧器、 ２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗ…アーム、 ２０３…単位変換器、 ２０４…電圧検出デバイス、 ２０５ｕ，２０５ｖ，２０５ｗ…電流検出デバイス、 ５０１…交流電流制御部、 ５０２…平均コンデンサ電圧制御部、 ５０３…相間コンデンサ電圧バランス制御部、 ５０４…ＰＷＭ制御部、 ５０５…直流電圧指令値生成部、 ６０８…循環電流指令値生成部

Claims (10)

1. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、
   前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、
   前記第一電力変換器を制御する第一制御デバイスと、
   前記第二電力変換器を制御する第二制御デバイスと、
   を備え、
   前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、
   各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含み、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかに基づいて、前記交流電流の振幅を算出し、前記交流電流の振幅に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   前記第一制御デバイスは、前記第一交流回路及び前記第一電力変換器の間の第一電流と、前記第二交流回路及び前記第二電力変換器の間の第二電流とを測定し、
   前記動作条件は、前記第一電流の振幅と前記第二電流の振幅との、少なくとも何れかが、予め設定された振幅閾値を下回ることである、
   電力変換システム。
2. 前記第一制御デバイスは、前記第一電流の振幅と前記第二電流の振幅とのうち小さい振幅を選択し、前記選択された振幅が小さいほど、前記交流電流の振幅を増大させる、
   請求項１に記載の電力変換システム。
3. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、
   前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、
   前記第一電力変換器を制御する第一制御デバイスと、
   前記第二電力変換器を制御する第二制御デバイスと、
   を備え、
   前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、
   各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含み、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかに基づいて、前記交流電流の振幅を算出し、前記交流電流の振幅に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   前記動作条件は、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間の有効電力を示す指令値が、予め設定された閾値を下回り、且つ前記第一交流回路及び前記第一電力変換器の間の無効電力を示す指令値と、前記第二交流回路及び前記第二電力変換器の間の無効電力を示す指令値との、少なくとも何れかが、予め設定された閾値を下回ることである、
   電力変換システム。
4. 前記動作条件は、前記有効電力を示す指令値と前記無効電力を示す指令値とに基づいて、前記交流電流の振幅を算出する、
   請求項３に記載の電力変換システム。
5. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、
   前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、
   前記第一電力変換器を制御する第一制御デバイスと、
   前記第二電力変換器を制御する第二制御デバイスと、
   を備え、
   前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、
   各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含み、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一交流回路は、三相の第一電力系統であり、
   前記エネルギー貯蔵要素は、コンデンサであり、
   前記第一制御デバイスは、前記コンデンサの電圧を取得し、前記スイッチング回路を制御することで、前記コンデンサの電圧の平均値を予め設定された電圧指令値に近づけ、
   前記第一制御デバイスは、予め設定されたコンデンサ電圧指令値に対する前記コンデンサの電圧の誤差の第一移動平均を算出し、前記コンデンサの電圧の第二移動平均を算出し、前記第一移動平均及び前記第二移動平均に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   前記第一移動平均の長さ及び前記第二移動平均の長さは、前記第一電力系統の周期の整数倍である、
   電力変換システム。
6. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、
   前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、
   前記第一電力変換器を制御する第一制御デバイスと、
   前記第二電力変換器を制御する第二制御デバイスと、
   を備え、
   前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、
   各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含み、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一交流回路は、三相の第一電力系統であり、
   前記第二交流回路は、三相の第二電力系統であり、
   前記第一電力変換器は、三相の夫々に対して、互いに直列に接続された複数の単位変換器であるアームを含む、マルチレベル変換器であり、
   前記第一電力変換器は、前記第一電力系統と前記三相のアームとの間に接続される変圧器を更に含み、
   前記第二電力系統の周波数は、前記第一電力系統の周波数と異なり、
   前記第一制御デバイスは、前記第一電力系統の周波数と前記第二電力系統の周波数との平均値を、前記交流電流の周波数に対して設定する、
   電力変換システム。
7. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、を含む電力変換システムであって、前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含む、前記電力変換システムの制御方法であって、
   前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかに基づいて、前記交流電流の振幅を算出し、前記交流電流の振幅に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   
   前記第一交流回路及び前記第一電力変換器の間の第一電流と、前記第二交流回路及び前記第二電力変換器の間の第二電流とを測定し、
   前記動作条件は、前記第一電流の振幅と前記第二電流の振幅との、少なくとも何れかが、予め設定された振幅閾値を下回ることである、
   制御方法。
8. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、を含む電力変換システムであって、前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含む、前記電力変換システムの制御方法であって、
   前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかに基づいて、前記交流電流の振幅を算出し、前記交流電流の振幅に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   前記動作条件は、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間の有効電力を示す指令値が、予め設定された閾値を下回り、且つ前記第一交流回路及び前記第一電力変換器の間の無効電力を示す指令値と、前記第二交流回路及び前記第二電力変換器の間の無効電力を示す指令値との、少なくとも何れかが、予め設定された閾値を下回ることである、
   制御方法。
9. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、を含む電力変換システムであって、前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含む、前記電力変換システムの制御方法であって、
   前記第一交流回路は、三相の第一電力系統であり、
   前記エネルギー貯蔵要素は、コンデンサであり、
   前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
   前記コンデンサの電圧を取得し、前記スイッチング回路を制御することで、前記コンデンサの電圧の平均値を予め設定された電圧指令値に近づけ、
   予め設定されたコンデンサ電圧指令値に対する前記コンデンサの電圧の誤差の第一移動平均を算出し、前記コンデンサの電圧の第二移動平均を算出し、前記第一移動平均及び前記第二移動平均に基づいて、前記スイッチング回路を制御し、
   前記第一移動平均の長さ及び前記第二移動平均の長さは、前記第一電力系統の周期の整数倍である、
   制御方法。
10. 第一交流回路の交流電力及び直流回路の直流電力の間で電力を変換する第一電力変換器と、前記直流回路の前記直流電力及び第二交流回路の交流電力の間で電力を変換する第二電力変換器と、を含む電力変換システムであって、前記第一電力変換器は、複数の単位変換器を含み、各単位変換器は、前記制御デバイスからの制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路に並列に接続されるエネルギー貯蔵要素と、を含む、前記電力変換システムの制御方法であって、
    前記第一電力変換器の入力と前記第一電力変換器の出力と前記第二電力変換器の入力と前記第二電力変換器の出力との少なくとも何れかが、予め設定された動作条件を満たす場合、前記スイッチング回路を制御することで、前記第一電力変換器及び前記第二電力変換器の間に前記直流回路を介して循環する交流電流を流し、
    前記第一交流回路は、三相の第一電力系統であり、
    前記第二交流回路は、三相の第二電力系統であり、
    前記第一電力変換器は、三相の夫々に対して、互いに直列に接続された複数の単位変換器であるアームを含む、マルチレベル変換器であり、
    前記第一電力変換器は、前記第一電力系統と前記三相のアームとの間に接続される変圧器を更に含み、
    前記第二電力系統の周波数は、前記第一電力系統の周波数と異なり、
    前記第一電力系統の周波数と前記第二電力系統の周波数との平均値を、前記交流電流の周波数に対して設定する、
    制御方法。