JP2014233126A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014233126A JP2014233126A JP2013112142A JP2013112142A JP2014233126A JP 2014233126 A JP2014233126 A JP 2014233126A JP 2013112142 A JP2013112142 A JP 2013112142A JP 2013112142 A JP2013112142 A JP 2013112142A JP 2014233126 A JP2014233126 A JP 2014233126A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- converter
- phase
- unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
【課題】１パルス制御方式の電力変換装置において各単位変換器のコンデンサ電圧の変動を小さくする電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流コンデンサ５３の直流を交流に変換するＨブリッジ単位変換器５を複数直列接続した各相アーム４をデルタ結線してなり、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧をパルス制御する変換器制御部７３を備えるようにした。この変換器制御部７３は、１パルス制御により、Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧の立ち上げ及び立ち下げ位相をずらすことで、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧を階段状に積み上げてなる正弦波の相電圧を生成させ、出力電圧の立ち上げ及び立ち下げを三相交流系統の半周期に一回以下に制御するようにした。
【選択図】図５
【解決手段】直流コンデンサ５３の直流を交流に変換するＨブリッジ単位変換器５を複数直列接続した各相アーム４をデルタ結線してなり、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧をパルス制御する変換器制御部７３を備えるようにした。この変換器制御部７３は、１パルス制御により、Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧の立ち上げ及び立ち下げ位相をずらすことで、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧を階段状に積み上げてなる正弦波の相電圧を生成させ、出力電圧の立ち上げ及び立ち下げを三相交流系統の半周期に一回以下に制御するようにした。
【選択図】図５
Description
本実施形態は、無効電力を注入又は吸収する電力変換装置に関する。
長距離送電系統の定電圧制御や系統安定化対策として電力系統の無効電力を調整する無効電力補償装置が活用されている。無効電力補償装置は、例えば系統電圧が低いと無効電力を系統内に注入し、逆の場合には無効電力を吸収する。この無効電力補償装置は、電力系統における定電圧制御、系統安定化、調相の他、負荷に対する電圧フリッカの抑制や負荷不平衡の補償等の目的でも既に広く用いられている。
近年、大規模洋上風力発電や太陽光発電などの再生可能エネルギーによる電力供給設備が次々に建設され、今後も普及していくことが予想されている。但し、それらの大規模再生可能エネルギー発電所から大都市などの消費地まで大電力を長距離に送電しようとした場合、交流送電網のインピーダンスによる位相変化や電圧上昇により、送電線の不安定などが発生し一定容量以上は送電できない問題が発生することが懸念されている。そのため、無効電力補償装置の適用範囲はますます拡がりつつある。
無効電力補償装置としては、電力系統に対して絶縁トランスを介して接続されるインバータを有し、交流系統を安定化させる方向及び位相の無効電流を生成して電力系統へ供給し、電力系統の電圧調整に供するものがある。インバータは、直流コンデンサを直流電圧源として備え、スイッチング素子のオンオフにより直流コンデンサの直流を交流へ変換する。このインバータとしては、３相２レベルインバータや３相３レベルインバータが多用されている。特に３相２レベルインバータを用いた無効電力補償装置は、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。
しかしながら、３相２レベルインバータを用いた場合、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ制御によるパルス幅変調で行い、擬似的な交流波形となる。そうすると、高耐圧のスイッチング素子を使用しているためにＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない無効電力補償装置では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入する必要が生じていた。
このフィルタは、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために大きなフィルタ容量を有するものが必要とされ、無効電力補償装置のコスト向上及び重量増加を招いていた。
そこで、インバータを単位変換器として複数直列接続することで細かい電圧ステップを出力できるようにし、多段の階段状の電圧波形を出力する無効電力補償装置が研究開発の段階にある。出力電圧及び出力電流の波形が多レベル化により正弦波に近づけば、スイッチング高調波低減のためのフィルタを不要とすることができるメリットも生じるからである。
この回路方式においては、ＰＷＭ制御が考えられる（例えば特許文献１参照）。ＰＷＭ制御では、例えば、各単位変換器が三角キャリアの位相を均等にずらして、相全体で多段の階段状正弦波を合成するものである。しかしながら、本制御を適用する場合、三角波キャリア周波数を電源周波数より大きくする必要があり、スイッチングロスが大きくなってしまうし、スイッチング回数の低減には限界がある。
そこで、１周期に各単位変換器を１回スイッチングする１パルス制御が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。１パルス制御では、１周期の間に１回行われる各単位変換器の立ち上げと立下げの位相をずらすことで、各単位変換器の出力合成波を多段の階段状に形成するものである。スイッチング回数が大幅に低減するので、スイッチングロスの低減を図ることができる。
また、１パルス制御を採用するにあたっての必要事項としては、各単位変換器のコンデンサ電圧のバランスである。そこで、１パルス制御方式では、各単位変換器が出力する電圧の立ち上がり位相と立ち下がり位相を調整することで各単位変換器の充放電を均等化させることが提案されている。
しかしながら、従来の１パルス制御は１周期に各単位変換器を１回スイッチングする方式であるため、半周期におけるコンデンサ電圧の変動がＰＷＭ制御より大きくなる。そのため、出力電流歪みを回避するためにコンデンサ容量を大きくする必要があり、装置体積、コストが増大する問題があった。
また、従来の１パルス制御方式では電圧出力及び出力停止がなされる単位変換器の順番が規定されており、相電圧の大きさによっては電圧出力に関与せずに充電ができない単位変換器も存在していた。そのため、各単位変換器が出力する電圧の立ち上がり位相と立ち下がり位相を調整するだけでは、各単位変換器のコンデンサ電圧バランスを図る上で不十分であった。
F.Z.Peng, J.S. Lai, J. McKeever, J. VanCoevering, "A multilevel voltage sourceinverter with separate dc sources for static Var generation," ConferenceRecord of the IEEE-IAS Annual Meeting, 1995, pp. 2541-2548
本実施形態は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、１パルス制御方式の電力変換装置において各単位変換器のコンデンサ電圧の変動を小さくする電力変換装置を提供することを目的とする。
本実施形態の電力変換装置は、三相交流系統に対して無効電力を注入又は吸収する電力変換装置であって、直流コンデンサを含み、この直流コンデンサの直流を交流に変換する単位変換器と、前記単位変換器を複数直列接続してなる各相アームと、前記各相アームをデルタ結線して構成されるデルタ結線部と、前記単位変換器の出力電圧をパルス制御する変換器制御部と、を備え、前記変換器制御部は、１パルス制御により、前記単位変換器の出力電圧の立ち上げ及び立ち下げ位相をずらすことで、各単位変換器の出力電圧を階段状に積み上げてなる正弦波の相電圧を前記相アームに生成させ、前記出力電圧の立ち上げ及び立ち下げを三相交流系統の半周期に一回以下に制御すること、を特徴とする。
（構成）
以下、無効電力補償装置の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る無効電力補償装置の構成図である。この無効電力補償装置１は、３相５０／６０Ｈｚの交流電力系統に対して、変圧器２を介した無効電流の注入又は吸収を行う電力変換装置である。交流電力系統の電圧が低いと無効電力を交流電力系統に注入し、交流電力系統の電圧が高いと無効電力を交流電力系統から吸収することにより、交流電力系統のインピーダンスを利用して交流電力系統の電圧を調整する。
以下、無効電力補償装置の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る無効電力補償装置の構成図である。この無効電力補償装置１は、３相５０／６０Ｈｚの交流電力系統に対して、変圧器２を介した無効電流の注入又は吸収を行う電力変換装置である。交流電力系統の電圧が低いと無効電力を交流電力系統に注入し、交流電力系統の電圧が高いと無効電力を交流電力系統から吸収することにより、交流電力系統のインピーダンスを利用して交流電力系統の電圧を調整する。
この無効電力補償装置１はデルタ結線部３を備える。デルタ結線部３は、変圧器２を介して交流電力系統に接続されている。デルタ結線部３の各相には、相アーム４Ｒ、４Ｓ、４Ｔと短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔが直列接続されている。相アーム４Ｒ、４Ｓ、４Ｔは、Ｎ個（１≦Ｎ）のＨブリッジ単位変換器５が直列接続されてなり、多段階段波形の相電圧を出力する電源回路を形成する。短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔは、デルタ結線部３内にリアクタンスを発生させ、デルタ結線部３内の循環電流の急増を抑制する。
Ｈブリッジ単位変換器５は、図２に示すように、スイッチ５２を直列に２個接続したレグ５１を２つと直流コンデンサ５３とを並列に接続してなる。スイッチ５２は、オン時には一方向に電流を流すＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとにより構成される逆導通スイッチである。例えば、ＧＴＯ、ＧＣＴ、又はＭＯＳＦＥＴ等のように、自己消弧型素子であって、オンオフ制御可能なスイッチング素子であれば、ＩＧＢＴに代えて代用可能である。
より詳細には、図１に示すように、Ｒ相アーム４Ｒの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｓの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｓの負側端子とＳ相アーム４Ｓの正側端子とが接続されている。Ｓ相アーム４Ｓの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｔの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｔの負側端子とＴ相アーム４Ｔの正側端子とが接続されている。Ｔ相アーム４Ｔの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｒの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｒの負側端子とＲ相アーム４Ｒの正側端子とが接続されている。
これにより、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔと短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔとが直列接続の上、デルタ結線されている。尚、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔと短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔの接続位置関係は逆にすることもできる。
また、Ｒ相アーム４Ｒの正側端子、Ｓ相アーム４Ｓの正側端子、Ｔ相アーム４Ｔの正側端子は変圧器２の二次側に接続される。変圧器２の一次側は交流電力系統に接続される。変換器２は、各相において一次巻線と二次巻線とを備える絶縁トランスを有する。変圧器２の内部形態はデルタ結線又はＹ結線のどちらでもよく、電圧階級や接地の必要性を考慮し、最適な結線方式が選択される。
そして、この無効電力補償装置１には、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの各スイッチ５２の開閉を指令する制御部７（図３参照）を備えている。この制御部７は、同相のＨブリッジ単位変換器５が同位相の正弦波の電圧を出力し、また各相のＨブリッジ単位変換器５が１２０度シフトの正弦波の電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。
更には、制御部７は、相間及び段間の直流コンデンサ５３の電圧バランスを保つための零相電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。尚、循環電流はデルタ結線部３内で完結し、変換装置外部には流出しない。よって、制御部７は任意の循環電流の生成を制御し、この循環電流を利用し、各相アーム４を構成する直流コンデンサ５３の電圧バランスを制御する。
（制御動作）
図３に示す制御部７は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はＣＰＵを搭載したコンピュータのソフトウェア処理等によって実現される補償制御部７１と相間バランス制御部７２と変換器制御部７３とを備えている。
図３に示す制御部７は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はＣＰＵを搭載したコンピュータのソフトウェア処理等によって実現される補償制御部７１と相間バランス制御部７２と変換器制御部７３とを備えている。
補償制御部７１は、交流電力系統に対する無効電力の注入又は吸収のために各相アーム４の出力電圧を制御する。相間バランス制御部７２は、相間のコンデンサ電圧の平衡を図る。すなわち、補償制御部７１と相間バランス制御部７２は、循環電流を発生させる相電圧の瞬時値を決定する電圧決定部である。
変換器制御部７３は、Ｈブリッジ単位変換器５に対するゲート信号の出力源であり、相内の各直流コンデンサ５３の電圧平衡を図りつつ、補償制御部７１及び相間バランス制御部７２が生成した出力電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊に倣った出力電圧を各相アーム４に出力させる。
（補償制御部）
まず、補償制御部７１は、３相／ＤＱ変換部７１ａとＰＩ制御部７１ｂとＤＱ／３相変換部７１ｃとを備える。３相／ＤＱ変換部７１ａには、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの電流値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔが入力される。３相／ＤＱ変換部７１ａは、電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを３相／ＤＱ変換してＤ軸電流値ｉｄ及びＱ軸電流値ｉｑを出力する。
まず、補償制御部７１は、３相／ＤＱ変換部７１ａとＰＩ制御部７１ｂとＤＱ／３相変換部７１ｃとを備える。３相／ＤＱ変換部７１ａには、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの電流値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔが入力される。３相／ＤＱ変換部７１ａは、電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを３相／ＤＱ変換してＤ軸電流値ｉｄ及びＱ軸電流値ｉｑを出力する。
ＰＩ制御部７１ｂは、３相／ＤＱ変換部７１ａが出力するＤ軸電流値ｉｄ及びＱ軸電流値ｉｑとＤ軸電流指令値ｉｄ＊及びＱ軸電流指令値ｉｑ＊の入力を受ける。Ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びＱ軸電流指令値ｉｑ＊は、交流電力系統に対して予定される注入電流又は吸収電流を示す。このＰＩ制御部７１ｂは、比例積分制御により、Ｄ軸電流ｉｄ及びＱ軸電流ｉｑがＤ軸電流指令値ｉｄ＊及びＱ軸電流指令値ｉｑ＊に追従するためのＤ軸電圧指令値ｖｄ＊及びＱ軸電圧指令値ｖｑ＊を算出する。
そして、ＤＱ／３相変換部７１ａは、ＰＩ制御部７１ｂが算出したＤ軸電圧指令値ｖｄ＊及びＱ軸電圧指令値ｖｑ＊をＤＱ／三相変換により各相の電圧指令値に戻す。制御部７では、加算部７２ｈにより、これら各相の電圧指令値に対して零相電圧指令値ｖｚ＊が加算される。零相電圧指令値ｖｚ＊は、各相間の電圧バランスをとるための指令値であり、相間バランス制御部７２から出力される。
（相間バランス制御部）
図４に基づき、相間バランス制御部７２による零相電圧指令値ｖｚ＊の生成について説明する。相間バランス制御部７２は、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流フィードバック指令値を生成し、その循環電流フィードバック指令値を出力する零相電圧指令値を決定する。すなわち、相間バランス制御部７２は、循環電流制御部７２１と零相電圧制御部７２２とを備える。循環電流制御部７２１は、移動平均算出部７２ａと全相平均算出部７２ｂと偏差算出部７２ｃと三相／二相変換部７２ｄとＰＩ制御部７２ｅと循環電流算出部７２ｆを備える。
図４に基づき、相間バランス制御部７２による零相電圧指令値ｖｚ＊の生成について説明する。相間バランス制御部７２は、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流フィードバック指令値を生成し、その循環電流フィードバック指令値を出力する零相電圧指令値を決定する。すなわち、相間バランス制御部７２は、循環電流制御部７２１と零相電圧制御部７２２とを備える。循環電流制御部７２１は、移動平均算出部７２ａと全相平均算出部７２ｂと偏差算出部７２ｃと三相／二相変換部７２ｄとＰＩ制御部７２ｅと循環電流算出部７２ｆを備える。
まず、相間バランス制御部７２では、移動平均算出部７２ａにより、各相のコンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｒ＿ｍａ、ｖｃ＿ｓ＿ｍａ、ｖｃ＿ｔ＿ｍａと全コンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｍａを算出する。移動平均の周期は、直流コンデンサ５３の充放電周期である交流系統の２倍であり、交流系統の周波数が５０Ｈｚのときは移動平均周期は１００Ｈｚ、電源周波数が６０Ｈｚのときは移動平均周期は１２０Ｈｚである。全コンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｍａは、全相平均算出部７２ｂにより各コンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｒ＿ｍａ、ｖｃ＿ｓ＿ｍａ、ｖｃ＿ｔ＿ｍａを平均することで算出される。
偏差算出部７２ｃは、全コンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｍａと各相のコンデンサ電圧移動平均値ｖｃ＿ｒ＿ｍａ、ｖｃ＿ｓ＿ｍａ、ｖｃ＿ｔ＿ｍａのそれぞれの偏差をとる。すなわち、相間バランス制御部７２は、この各偏差を零にする零相電圧値ｖｚ＊を算出するものであり、各相のコンデンサ電圧を全相のコンデンサ電圧平均に揃える制御を行う。
そこで、相間制御部７２では、各相の偏差を三相／二相変換部７２ｄにより、偏差算出部７２ｃが算出した３相量の偏差をαβ変換することで、２相の偏差成分ｄｖｃ＿α、ｄｖｃ＿βに等価変換しておく。そして、ＰＩ制御部７２ｅは、この偏差成分ｄｖｃ＿α、ｄｖｃ＿βのそれぞれを比例積分制御して、２相の電流指令値成分ｐｉ＿ｖｃ＿α、ｐｉ＿ｖｃ＿βを算出する。
電流指令値成分ｐｉ＿ｖｃ＿α、ｐｉ＿ｖｃ＿βは、三相間のコンデンサ電圧の不平衡度合いを示す。すなわち、ベクトル（ｐｉ＿ｖｃ＿α，ｐｉ＿ｖｃ＿β）の大きさは、不均衡の度合いを示し、向きはどの相のコンデンサ電圧が大きいか乃至は小さいかを表している。
そこで、循環電流算出部７２ｆは、ベクトル（ｐｉ＿ｖｃ＿α，ｐｉ＿ｖｃ＿β）の大きさを√
(ｐｉ＿ｖｃ＿α２+ｐｉ＿ｖｃ＿β２)の計算により導いて循環電流振幅指令値ａｍｐ＿ｉｚ＊とし、ベクトル（ｐｉ＿ｖｃ＿α，ｐｉ＿ｖｃ＿β）の偏角をＡｒｃｔａｎ（ｐｉ＿ｖｃ＿β／ｐｉ＿ｖｃ＿α）の計算により導いて循環電流位相指令値θ＿ｉｚ＊とする。
(ｐｉ＿ｖｃ＿α２+ｐｉ＿ｖｃ＿β２)の計算により導いて循環電流振幅指令値ａｍｐ＿ｉｚ＊とし、ベクトル（ｐｉ＿ｖｃ＿α，ｐｉ＿ｖｃ＿β）の偏角をＡｒｃｔａｎ（ｐｉ＿ｖｃ＿β／ｐｉ＿ｖｃ＿α）の計算により導いて循環電流位相指令値θ＿ｉｚ＊とする。
循環電流振幅指令値ａｍｐ＿ｉｚ＊は相間コンデンサ電圧の不平衡度合いを表し、循環電流位相指令値θ＿ｉｚ＊はどの相のコンデンサ電圧が大きいか乃至は小さいかを表している。そこで、循環電流算出部７２ｆは、循環電流振幅指令値ａｍｐ＿ｉｚ＊と循環電流位相指令値θ＿ｉｚ＊から偏差を是正する循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂを計算する。すなわち、ｉＺ＊ｆｂ＝ａｍｐ＿ｉｚ＊×ｓｉｎ（θ−θ＿ｉｚ＊）を計算する。尚、θは全体の出力電圧位相指令値θである。
ここで、正相電流のみを出力しているとき、各直流コンデンサ５３の漏れ電流や各スイッチング素子の漏れ電流のバラツキが存在しない理想の状態においては、各相アーム４の１周期のエネルギー収支は０となり、相間のコンデンサ電圧は原理的に平衡を保つ。また、逆相電流を出力するとき、各相アーム４の１周期のエネルギー収支は０とならずに相間のコンデンサ電圧は不平衡に傾くが、相間バランス制御部７２のフィードバック制御によって定常状態では平衡状態を保つことができる。すなわち、逆相電流をｉｎ×ｓｉｎ（θｎ）とすると、フィードバック制御により流れる循環電流は、逆相電流と同一の振幅、位相となる。
しかしながら、逆相電流が変化する過渡状態においては、直流コンデンサ５３の不平衡度合いが大きくなる傾向がある。そこで、相間バランス制御部７２は、循環電流算出部７２ｆと零相電圧制御部７２２との間に、フィードフォワード指令値加算部７２ｉを備えている。フィードバック制御のみである場合には、相間のコンデンサ電圧がアンバランスとなって初めてバランス制御が機能することとなるが、フィードフォワード制御が追加されれば、相間のコンデンサ電圧のアンバランスを事前に抑制できる。
フィードフォワード指令値加算部７２ｉは、循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂを受け取り、この循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂに循環電流フィードフォワード指令値ｉＺ＊＿ｆｆを加算した循環電流指令値ｉＺ＊を生成し、零相電圧制御部７２２に出力する。すなわち、フィードフォワード指令値加算部７２ｉは、ｉＺ＊＝ｉＺ＊＿ｆｆ＋ｉＺ＊＿ｆｂを行う。循環電流フィードフォワード指令値ｉＺ＊＿ｆｆは、逆相電流と同一の振幅及び同位相であり、ｉＺ＊＿ｆｆ＝ｉｎ×ｓｉｎ（θｎ）とする。
零相電圧制御部７２２は、デルタ結線部３の循環電流ｉｚを検出し、循環電流指令値ｉＺ＊の入力を受けることで比例積分制御により零相電圧指令値ｖｚ＊を出力する。循環電流ｉｚは、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔから（ｉｚ＋ｉｓ＋ｉｔ）／３の計算により算出される。そして、循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂと循環電流ｉｚとにより得られる偏差信号が入力されたＰＩ制御部７２ｇにより、循環電流ｉｚが循環電流指令値ｉＺ＊に追従するための零相電圧指令値ｖｚ＊を算出する。加算部７２ｈは、補償制御部７１が出力した各相の電圧指令値に零相電圧指令値ｖｚ＊を加算し、各相の電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊とする。電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊は瞬時値である。
（変換器制御部）
変換器制御部７３は、各相の電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊が入力され、各Ｈブリッジ変換器５の充放電タイミングを規定するゲート信号を各Ｈブリッジ変換器５の各スイッチング素子に出力することで、各Ｈブリッジ変換器５の出力の開始又は停止と出力方向の正負を制御する。この制御は、各Ｈブリッジ変換器５を均等に使用することで、相内の各直流コンデンサ５３の電圧の平衡化を図るものである。
変換器制御部７３は、各相の電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊が入力され、各Ｈブリッジ変換器５の充放電タイミングを規定するゲート信号を各Ｈブリッジ変換器５の各スイッチング素子に出力することで、各Ｈブリッジ変換器５の出力の開始又は停止と出力方向の正負を制御する。この制御は、各Ｈブリッジ変換器５を均等に使用することで、相内の各直流コンデンサ５３の電圧の平衡化を図るものである。
すなわち、変換器制御部７３は、出力の立ち上げ及び立ち下げを実施する各直流コンデンサ５３を、相内の各直流コンデンサ５３が有するコンデンサ電圧の大小で選択する。選択の際は、コンデンサ電圧が高い順にＨブリッジ変換器５を選択する。また、充放電に関与しなかった直流コンデンサ５３が存在する場合、充放電の切り換えタイミングで、最もコンデンサ電圧が高い直流コンデンサ５３を有するＨブリッジ変換器５と充放電に不関与のＨブリッジ変換器５との出力の開始又は停止を入れ替える。充放電に不関与のＨブリッジ変換器５のコンデンサ電圧が高い場合には入れ替えを実施しない。
また、変換器制御部７３は、立ち上げ及び立ち下げの位相を、出力の開始又は停止するＨブリッジ変換器５の直流コンデンサ５３が有するコンデンサ電圧と電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊との定量的関係により決定する。Ｈブリッジ変換器５の出力方向の正負は、電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊の正負により決定される。
以下、図５に基づき、この変換器制御部７３による各相内の各コンデンサ電圧のバランス制御の具体例を説明する。説明の都合上、Ｒ相出力電流ｉｒの位相をＲ相出力電圧ｖｒより９０度進ませる進相運転を例に採る。また、Ｒ相アーム４Ｒは４つの各Ｈブリッジ単位変換器５で構成されているものとし、各Ｈブリッジ単位変換器５をＣｒ１〜Ｃｒ４と区別し、これらＨブリッジ単位変換器５をＣｒ１〜Ｃｒ４のコンデンサ電圧をｖｃ＿ｒ１〜ｖｃ＿ｒ４とし、その移動平均をｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａとする。移動平均の周期は、直流コンデンサ５３の充放電周期であり、Ｒ相アーム４の出力電流ｉｒ及び出力電圧ｖｒの２分の１である。
（タイミングｔ０〜ｔ４：コンデンサ放電期間）
まず、出力電圧指令値ｖｒ＊の値が正及び出力電流ｉｒが正の期間ｔ０〜ｔ４では、直流コンデンサ５３は放電期間である。この期間ｔ０〜ｔ４では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
まず、出力電圧指令値ｖｒ＊の値が正及び出力電流ｉｒが正の期間ｔ０〜ｔ４では、直流コンデンサ５３は放電期間である。この期間ｔ０〜ｔ４では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
（タイミングｔ１：コンデンサ放電期間）
まず、期間ｔ０〜ｔ４では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１÷２を上回ったタイミングｔ１で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１にゲート信号を出力し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１に正電圧を出力させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１の正電圧を立ち上げる。
まず、期間ｔ０〜ｔ４では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１÷２を上回ったタイミングｔ１で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１にゲート信号を出力し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１に正電圧を出力させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１の正電圧を立ち上げる。
（タイミングｔ２：コンデンサ放電期間）
タイミングｔ１経過後もＲ相アーム４への出力電圧指令値vr*は引き続き正であり、出力電流irも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ１＋ｖｃ＿ｒ２÷２）を上回ったタイミングｔ２で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の正電圧出力を追加させる。
タイミングｔ１経過後もＲ相アーム４への出力電圧指令値vr*は引き続き正であり、出力電流irも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ１＋ｖｃ＿ｒ２÷２）を上回ったタイミングｔ２で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の正電圧出力を追加させる。
（タイミングｔ３：コンデンサ放電期間）
タイミングｔ２経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値vr*は引き続き正であり、出力電流irも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ１＋ｖｃ＿ｒ２＋ｖｃ＿ｒ３÷２）を上回ったタイミングｔ３で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の正電圧出力を追加させる。
タイミングｔ２経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値vr*は引き続き正であり、出力電流irも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ１＋ｖｃ＿ｒ２＋ｖｃ＿ｒ３÷２）を上回ったタイミングｔ３で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の正電圧出力を追加させる。
（タイミングｔ４：充放電切り替わりタイミング）
次に、期間ｔ４〜ｔ８では出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが負及び出力電流ｉｒが負に転じる。すなわち、直流コンデンサ５３は充電期間に転じる。そのため、直前充電期間ｔ０〜ｔ４で電圧を出力しなかったＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４は充電される機会を失う。コンデンサはコンデンサ自身やスイッチング素子の漏れ電流により徐々に放電されるので、充電される機会が無いとコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４は電圧が低下する一方となり、コンデンサ電圧がアンバランスとなる。
次に、期間ｔ４〜ｔ８では出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが負及び出力電流ｉｒが負に転じる。すなわち、直流コンデンサ５３は充電期間に転じる。そのため、直前充電期間ｔ０〜ｔ４で電圧を出力しなかったＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４は充電される機会を失う。コンデンサはコンデンサ自身やスイッチング素子の漏れ電流により徐々に放電されるので、充電される機会が無いとコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４は電圧が低下する一方となり、コンデンサ電圧がアンバランスとなる。
そこで、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが負に転じ、直流コンデンサ５３が充電期間に転じたタイミングｔ４で、最もコンデンサ電圧が高い直流コンデンサ５３を有するＨブリッジ変換器５と充放電に不関与のＨブリッジ変換器５との出力の開始又は停止を入れ替える。この動作は、一のＨブリッジ単位変換器５の電圧出力を停止する代わりに、別の一のＨブリッジ単位変換器５が電圧を出力するので、全体の出力電圧ｖｒには影響しない。
すなわち、変換器制御部７３は、電圧未出力のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４＿ｍａがｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａの中で最小か判断し、最小であれば、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ３＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａが最大であったとすると、変換器制御部７３は、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１に対するゲート信号の出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１の電圧出力は停止させ、代わりに、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の正電圧出力に入れ替える。換言すれば、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１の電圧を立ち下げ、代わりに、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の電圧を立ち上げる。
（タイミングｔ４〜ｔ８：コンデンサ充電期間）
出力電圧指令値ｖｒ＊の値が正及び出力電流ｉｒが負の期間ｔ４〜ｔ８では、直流コンデンサ５３は充電期間となる。この期間ｔ４〜ｔ８では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
出力電圧指令値ｖｒ＊の値が正及び出力電流ｉｒが負の期間ｔ４〜ｔ８では、直流コンデンサ５３は充電期間となる。この期間ｔ４〜ｔ８では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
（タイミングｔ５：コンデンサ充電期間）
まず、期間ｔ４〜ｔ８では、変換器制御部７３は、電圧出力を継続しているコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ５で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の電圧出力を停止させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の電圧を立ち下げる。
まず、期間ｔ４〜ｔ８では、変換器制御部７３は、電圧出力を継続しているコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ５で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の電圧出力を停止させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の電圧を立ち下げる。
（タイミングｔ６：コンデンサ充電期間）
タイミングｔ５経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き正であり、出力電流ｉｒも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ６で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の正電圧出力を停止させる。
タイミングｔ５経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き正であり、出力電流ｉｒも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ６で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の正電圧出力を停止させる。
（タイミングｔ７：コンデンサ充電期間）
タイミングｔ６経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き正であり、出力電流ｉｒも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４へのゲート信号出力を、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４÷２を下回ったタイミングｔ７で停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の正電圧出力を停止させる。
タイミングｔ６経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き正であり、出力電流ｉｒも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４へのゲート信号出力を、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４÷２を下回ったタイミングｔ７で停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の正電圧出力を停止させる。
（タイミングｔ８〜ｔ１２：コンデンサ放電期間）
出力電圧指令値ｖｒ＊の値が負及び出力電流ｉｒが負の期間ｔ８〜ｔ１２では、直流コンデンサ５３は放電期間である。この期間ｔ８〜ｔ１２では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力を長くし、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
出力電圧指令値ｖｒ＊の値が負及び出力電流ｉｒが負の期間ｔ８〜ｔ１２では、直流コンデンサ５３は放電期間である。この期間ｔ８〜ｔ１２では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力を長くし、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
（タイミングｔ９：コンデンサ放電期間）
まず、期間ｔ８〜ｔ１２では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−ｖｃ＿ｒ４÷２を下回ったタイミングｔ９で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４にゲート信号を出力し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４に負電圧を出力させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の負電圧を立ち上げる。
まず、期間ｔ８〜ｔ１２では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ４＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−ｖｃ＿ｒ４÷２を下回ったタイミングｔ９で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４にゲート信号を出力し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４に負電圧を出力させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の負電圧を立ち上げる。
（タイミングｔ１０：コンデンサ放電期間）
タイミングｔ９経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流irも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ３＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ９で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の負電圧出力を追加させる。
タイミングｔ９経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流irも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ３＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ９で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の負電圧出力を追加させる。
（タイミングｔ１１：コンデンサ放電期間）
タイミングｔ１０経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流irも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ及びｖｃ＿ｒ２＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ１１で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧出力を追加させる。
タイミングｔ１０経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流irも引き続き負である。そのため、直流コンデンサ５３は放電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力を行っていないコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａ及びｖｃ＿ｒ２＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を下回ったタイミングｔ１１で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を追加し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧出力を追加させる。
（タイミングｔ１２：充放電切り替わりタイミング）
次に、期間ｔ１２〜ｔ１５では出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが正及び出力電流ｉｒが正に転じる。すなわち、直流コンデンサ５３は充電期間に転じる。そのため、直前充電期間ｔ１２〜ｔ１５で電圧を出力しなかったＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１は充電される機会を失う。そこで、変換器制御部７３は、直流コンデンサ５３が充電期間に転じたタイミングｔ１２で、最もコンデンサ電圧が高い直流コンデンサ５３を有するＨブリッジ変換器５と充放電に不関与のＨブリッジ変換器５との出力の開始又は停止を入れ替える。
次に、期間ｔ１２〜ｔ１５では出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが正及び出力電流ｉｒが正に転じる。すなわち、直流コンデンサ５３は充電期間に転じる。そのため、直前充電期間ｔ１２〜ｔ１５で電圧を出力しなかったＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ１は充電される機会を失う。そこで、変換器制御部７３は、直流コンデンサ５３が充電期間に転じたタイミングｔ１２で、最もコンデンサ電圧が高い直流コンデンサ５３を有するＨブリッジ変換器５と充放電に不関与のＨブリッジ変換器５との出力の開始又は停止を入れ替える。
但し、変換器制御部７３は、電圧未出力のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ１＿ｍａがｖｃ＿ｒ１＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａの中で最小か判断し、最小でなければ充電不要として、タイミングｔ４のようにＨブリッジ単位変換器５の出力電圧を入れ替えない。
（タイミングｔ１２〜ｔ１５：コンデンサ充電期間）
まず、出力電圧指令値ｖｒ＊の値が負及び出力電流ｉｒが正の期間ｔ１２〜ｔ１５では、直流コンデンサ５３は充電期間である。この期間ｔ１２〜ｔ１５では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
まず、出力電圧指令値ｖｒ＊の値が負及び出力電流ｉｒが正の期間ｔ１２〜ｔ１５では、直流コンデンサ５３は充電期間である。この期間ｔ１２〜ｔ１５では、変換器制御部７３は、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を長くし、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を短くする。
（タイミングｔ１３：コンデンサ充電期間）
この期間ｔ１２〜ｔ１５では、変換器制御部７３は、電圧出力を継続しているコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を上回ったタイミングｔ１３で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧出力を停止させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧を立ち下げる。
この期間ｔ１２〜ｔ１５では、変換器制御部７３は、電圧出力を継続しているコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａ〜ｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち最も大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ２＿ｍａが最大であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ２÷２＋ｖｃ＿ｒ３＋ｖｃ＿ｒ４）を上回ったタイミングｔ１３で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧出力を停止させる。すなわち、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ２の負電圧を立ち下げる。
（タイミングｔ１４：コンデンサ充電期間）
タイミングｔ１３経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流ｉｒも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を上回ったタイミングｔ１４で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の負電圧出力を停止させる。
タイミングｔ１３経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流ｉｒも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のコンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａ又はｖｃ＿ｒ４＿ｍａのうち大きい電圧を特定する。特定の結果、コンデンサ電圧ｖｃ＿ｒ３＿ｍａが大きい電圧であったとする。そうすると、変換器制御部７３は、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−（ｖｃ＿ｒ３÷２＋ｖｃ＿ｒ４）を上回ったタイミングｔ１４で、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３へのゲート信号出力を停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ３の負電圧出力を停止させる。
（タイミングｔ１５：コンデンサ充電期間）
タイミングｔ１４経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流ｉｒも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４へのゲート信号出力を、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−ｖｃ＿ｒ４÷２を上回ったタイミングｔ１５で停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の負電圧出力を停止させる。
タイミングｔ１４経過後もＲ相アーム４Ｒへの出力電圧指令値ｖｒ＊は引き続き負であり、出力電流ｉｒも引き続き正である。そのため、直流コンデンサ５３は充電処理の継続である。そこで、変換器制御部７３は、未だ電圧出力中のＨブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４へのゲート信号出力を、出力電圧指令値ｖｒ＊がコンデンサ電圧−ｖｃ＿ｒ４÷２を上回ったタイミングｔ１５で停止し、Ｈブリッジ単位変換器ｃｎｖ＿ｒ４の負電圧出力を停止させる。
以上の各Ｈブリッジ単位変換器５に対するスイッチング制御は他相についても同一に採用される。また、Ｒ相出力電流ｉｒの位相をＲ相出力電圧ｖｒより９０度遅らせる遅相運転の場合でも、コンデンサの充放電方向、コンデンサ電圧の大小、出力電圧指令値の正負から判断し、Ｈブリッジ単位変換器５の電圧出力位相を決定する。すなわち、充電期間では、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５は立ち下げさせ、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５は立ち上げる。放電期間では、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５は立ち上げさせ、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５は立ち下げる。
但し、遅相運転の場合、出力電圧指令値ｖｒ＊の傾きが正のときにはコンデンサが充電状態となるので、全てのコンデンサに充電機会が与えられる。よって、進相運転でのタイミングｔ４のときのように、充電機会を与えるために電圧出力するＨブリッジ単位変換器５を入れ替えなくともよい。遅相運転の場合には放電機会が与えられなくとも、直流コンデンサ５３はコンデンサ自身やスイッチング素子の漏れ電流により徐々に放電されるためである。
（効果）
以上のように、本実施形態に係る無効電力補償装置１は、直流コンデンサ５３の直流を交流に変換するＨブリッジ単位変換器５を複数直列接続した各相アーム４をデルタ結線してなり、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧をパルス制御する変換器制御部７３を備えるようにした。
以上のように、本実施形態に係る無効電力補償装置１は、直流コンデンサ５３の直流を交流に変換するＨブリッジ単位変換器５を複数直列接続した各相アーム４をデルタ結線してなり、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧をパルス制御する変換器制御部７３を備えるようにした。
この変換器制御部７３は、１パルス制御により、Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧の立ち上げ及び立ち下げ位相をずらすことで、各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧を階段状に積み上げてなる正弦波の相電圧を相アーム４に生成させ、出力電圧の立ち上げ及び立ち下げを三相交流系統の半周期に一回以下に制御するようにした。
本実施形態では、三相交流系統の周期の４分の１ごとに充放電を制御している。これにより、１パルス制御であっても同じ状態が継続する時間は短くなり、直流コンデンサ５３の電圧変動を最小限に留めることができる。
また、変換器制御部７３は、電圧決定部が各相アーム４の出力電圧バランスをとるために流す循環電流に応じて決定した相の瞬時電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊と、電圧出力しているＨブリッジ単位変換器５の合計コンデンサ電圧との差を検出する。そして、直流コンデンサ５３が放電期間の場合、その差が、次に電圧出力するＨブリッジ単位変圧器５の電圧の半分を上回ると、当該次に電圧出力するＨブリッジ単位変圧器５の電圧を出力させる。一方、直流コンデンサ５３が充電期間の場合、その差が、次に出力停止するＨブリッジ単位変圧器５のコンデンサ電圧の半分を下回ると、当該次に電圧出力するＨブリッジ単位変圧器５の電圧出力を停止させるようにした。
すなわち、電圧の立ち上げ及び立ち下げの閾値は、既に出力している電圧に対して、次に電圧を立ち上げ又は立ち下げ対象のＨブリッジ単位変換器５のコンデンサ電圧の２分の１を加算した値としている。従って、電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊に近い理想的な電圧を出力でき、コンデンサ電圧の変動が大きい１パルス制御であっても、出力電流歪を更に最小限に抑制できる。
また、変換器制御部７３は、直流コンデンサ５３が放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力期間を相対的に長くし、コンデンサ電圧が相対的に低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力を短くする。一方、直流コンデンサ５３が充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力停止期間を相対的に短くし、コンデンサ電圧が相対的に低いＨブリッジ単位変換器５の電圧出力停止期間を相対的に長くする。
一例としては、変換器制御部７３は、相電圧が立ち上がり位相で、直流コンデンサ５３が放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高いＨブリッジ単位変換器５を優先して電圧を立ち上げさせる。相電圧が立ち下がり位相で、直流コンデンサ５３が充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高いＨブリッジ単位変換器５を優先して電圧を立ち下げさせる。相電圧が立ち下がり位相で、直流コンデンサ５３が放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に低いＨブリッジ単位変換器５を優先して電圧を立ち下げさせる。相電圧が立ち上がり位相で、直流コンデンサ５３が充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に低いＨブリッジ単位変換器を優先して電圧を立ち上げさせる。
相電圧の立ち上がり位相とは、正電圧の正方向への増加期間又は負電圧の負方向への増加期間をいい、図５におけるタイミングｔ０〜ｔ４、ｔ８〜ｔ１２である。この相電圧の立ち上がり位相における電圧の立ち上げは、正電圧の正方向への増加期間であれば正電圧の出力をいい、負電圧の負方向への増加期間であれば負電圧の出力をいう。尚、この相電圧の立ち上がり位相における電圧の立ち下げは、正電圧の正方向への増加期間であれば正電圧の出力停止をいい、負電圧の負方向への増加期間であれば負電圧の出力停止をいう。
相電圧の立ち下がり位相とは、正電圧の減少期間又は負電圧の減少期間をいい、図５におけるタイミングｔ４〜ｔ８、ｔ１２〜ｔ１５である。この相電圧の立ち下がり位相における電圧の立ち下げは、正電圧の減少期間であれば正電圧の出力停止をいい、負電圧の減少期間であれば負電圧の出力停止をいう。尚、この相電圧の立ち下げ位相における電圧の立ち上げは、正電圧の減少期間であれば正電圧の出力をいい、負電圧の減少期間であれば負電圧の出力をいう。
これにより、充電期間では、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５は立ち下げられ、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５は立ち上げられる。放電期間では、コンデンサ電圧の高いＨブリッジ単位変換器５は立ち上げられ、コンデンサ電圧の低いＨブリッジ単位変換器５は立ち下げられる。よって、直流コンデンサ５３の蓄電圧の偏りが生じにくくなり、一相内の各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧のバランスをとり易くなるとともに、電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊に近い理想的な電圧の出力制御が可能となる。
更に、変換器制御部７３は、直流コンデンサ５３が放電期間から充電期間に変わるタイミングで、電圧出力するＨブリッジ単位変換器５の入れ替えを行うようにした。入れ替えでは、電圧出力中のＨブリッジ単位変換器５の一つを電圧出力停止させ、電圧未出力のＨブリッジ単位変換器５を電圧出力させる。一例としては、変換器制御部７３は、直流コンデンサ５３が放電期間から充電期間に変わるタイミングで、電圧未出力のＨブリッジ単位変換器５のコンデンサ電圧が、電圧出力しているＨブリッジ単位変換器５のうちの最大コンデンサ電圧よりも高い場合、入れ替えを中止する。
これにより、電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊の振幅等に影響されることなく、直流コンデンサ５３の蓄電圧の偏りが更に生じにくくなり、一相内の各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧のバランスを更にとり易くなるとともに、電圧指令値ｖｒ＊、ｖｓ＊、ｖｔ＊に近い理想的な電圧の出力制御が可能となる。
また、変換器制御部７３は、Ｈブリッジ単位変換器５のコンデンサ電圧を三相交流系統の２分の１の周期で移動平均し、当該移動平均した値でコンデンサ電圧の大小比較を行うようにした。コンデンサ電圧の大小比較に移動平均値を用いることによって、局所的なコンデンサ電圧変動に影響されず、安定したバランス制御が実現できる。
また、電圧決定部は、比例積分制御により、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂを生成し、当該循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂを出力する零相電圧指令値ｖｚ＊を決定するようにした。
これにより、無効電力補償装置１が逆相電流を出力するときであっても、逆相電流と同一振幅及び同位相の循環電流がデルタ結線部３を流れ、相間の電圧バランスは平衡に保たれる。しかも、この循環電流は、比例積分制御により算出される循環電流フィードバック指令値ｉＺ＊ｆｂを基にしているため、残留偏差も生じ得ず、精度の高い相間の電圧バランスを図ることができる。
（その他の実施の形態）
本明細書においては、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。具体的には、実施形態の全て又は一部を採用したものも包含される。以上のような実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。例えば、図６に示すように、変圧器２を備えず、デルタ結線部３を交流系統に直接接続するようにしてもよい。
本明細書においては、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。具体的には、実施形態の全て又は一部を採用したものも包含される。以上のような実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。例えば、図６に示すように、変圧器２を備えず、デルタ結線部３を交流系統に直接接続するようにしてもよい。
１ 無効電力補償装置
２ 変圧器
３ デルタ結線部
４ 相アーム
４Ｒ Ｒ相アーム
４Ｓ Ｓ相アーム
４Ｔ Ｔ相アーム
５ Ｈブリッジ単位変換器
５１ レグ
５２ スイッチ
５３ 直流コンデンサ
６Ｒ、６Ｓ、６Ｔ 短絡抑制用リアクトル
７ 制御部
７１ 補償制御部
７１ａ ３相／ＤＱ変換部
７１ｂ ＰＩ制御部
７１ｃ ＤＱ／３相変換部
７２ 相間バランス制御部
７２１ 循環電流制御部
７２ａ 移動平均算出部
７２ｂ 全相平均算出部
７２ｃ 偏差算出部
７２ｄ 三相／二相変換部
７２ｅ ＰＩ制御部
７２ｆ 循環電流算出部
７２２ 零相電圧制御部
７２ｇ ＰＩ制御部
７２ｈ 加算部
７２ｉ フィードフォワード指令値加算部
７３ 変換器制御部
２ 変圧器
３ デルタ結線部
４ 相アーム
４Ｒ Ｒ相アーム
４Ｓ Ｓ相アーム
４Ｔ Ｔ相アーム
５ Ｈブリッジ単位変換器
５１ レグ
５２ スイッチ
５３ 直流コンデンサ
６Ｒ、６Ｓ、６Ｔ 短絡抑制用リアクトル
７ 制御部
７１ 補償制御部
７１ａ ３相／ＤＱ変換部
７１ｂ ＰＩ制御部
７１ｃ ＤＱ／３相変換部
７２ 相間バランス制御部
７２１ 循環電流制御部
７２ａ 移動平均算出部
７２ｂ 全相平均算出部
７２ｃ 偏差算出部
７２ｄ 三相／二相変換部
７２ｅ ＰＩ制御部
７２ｆ 循環電流算出部
７２２ 零相電圧制御部
７２ｇ ＰＩ制御部
７２ｈ 加算部
７２ｉ フィードフォワード指令値加算部
７３ 変換器制御部
Claims (8)
- 三相交流系統に対して無効電力を注入又は吸収する電力変換装置であって、
直流コンデンサを含み、この直流コンデンサの直流を交流に変換する単位変換器と、
前記単位変換器を複数直列接続してなる各相アームと、
前記各相アームをデルタ結線して構成されるデルタ結線部と、
前記単位変換器の出力電圧をパルス制御する変換器制御部と、
を備え、
前記変換器制御部は、
１パルス制御により、前記単位変換器の出力電圧の立ち上げ及び立ち下げ位相をずらすことで、各単位変換器の出力電圧を階段状に積み上げてなる正弦波の相電圧を前記相アームに生成させ、
前記出力電圧の立ち上げ及び立ち下げを三相交流系統の半周期に一回以下に制御すること、
を特徴とする電力変換装置。 - 各相アームの出力電圧バランスをとる前記デルタ結線部内の循環電流に応じて相の瞬時電圧を決定する電圧決定部を備え、
前記変換器制御部は、
前記直流コンデンサが放電期間の場合、電圧出力している前記単位変換器の合計コンデンサ電圧と前記瞬時電圧との差が、次に電圧出力する前記単位変圧器の電圧の半分を上回ると、当該次に電圧出力する前記単位変圧器の電圧を出力させ、
前記直流コンデンサが充電期間の場合、電圧出力している前記単位変換器の合計コンデンサ電圧と前記瞬時電圧との差が、次に出力停止する前記単位変圧器のコンデンサ電圧の半分を下回ると、当該次に電圧出力する前記単位変圧器の電圧出力を停止させること、
を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 前記変換器制御部は、
前記直流コンデンサが放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高い前記単位変換器の電圧出力期間を相対的に長くし、コンデンサ電圧が相対的に低い前記単位変換器の電圧出力を短くし、
前記直流コンデンサが充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高い前記単位変換器の電圧出力停止期間を相対的に短くし、コンデンサ電圧が相対的に低い前記単位変換器の電圧出力停止期間を相対的に長くすること、
を特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。 - 前記変換器制御部は、
相電圧が立ち上がり位相で、前記直流コンデンサが放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高い前記単位変換器を優先して電圧を立ち上げさせ、
相電圧が立ち下がり位相で、前記直流コンデンサが充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に高い前記単位変換器を優先して電圧を立ち下げさせ、
相電圧が立ち下がり位相で、前記直流コンデンサが放電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に低い前記単位変換器を優先して電圧を立ち下げさせ、
相電圧が立ち上がり位相で、前記直流コンデンサが充電期間の場合、コンデンサ電圧が相対的に低い前記単位変換器を優先して電圧を立ち上げさせること、
を特徴とする請求項３記載の電力変換装置。 - 前記変換器制御部は、
前記直流コンデンサが放電期間から充電期間に変わるタイミングで、電圧出力する前記単位変換器の入れ替えを行い、
前記入れ替えでは、電圧出力中の前記単位変換器の一つを電圧出力停止させ、電圧未出力の前記単位変換器を電圧出力させること、
を特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の電力変換装置。 - 前記変換器制御部は、
前記タイミングで、前記電圧未出力の前記単位変換器のコンデンサ電圧が、電圧出力している前記単位変換器のうちの最大コンデンサ電圧よりも高い場合、前記入れ替えを中止すること、
を特徴とする請求項５記載の電力変換装置。 - 前記変換器制御部は、
前記単位変換器のコンデンサ電圧を前記三相交流系統の２分の１の周期で移動平均し、当該移動平均した値でコンデンサ電圧の大小比較を行うこと、
を特徴とする請求項３、４、又は６記載の電力変換装置。 - 前記電圧決定部は、
比例積分制御により、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流フィードバック指令値を生成し、当該循環電流フィードバック指令値を出力する零相電圧指令値を決定すること、
を特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013112142A JP2014233126A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013112142A JP2014233126A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014233126A true JP2014233126A (ja) | 2014-12-11 |
Family
ID=52126236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013112142A Pending JP2014233126A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2014233126A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016123159A (ja) * | 2014-12-24 | 2016-07-07 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP2016165213A (ja) * | 2015-02-26 | 2016-09-08 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
| JP2016197940A (ja) * | 2015-04-02 | 2016-11-24 | 株式会社日立製作所 | 電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 |
| JP2017085812A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | 株式会社東芝 | 電力変換装置およびその制御方法 |
| WO2018033204A1 (de) * | 2016-08-18 | 2018-02-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum betrieb eines mehrphasigen mehrstufenumrichters |
| JP2019140743A (ja) * | 2018-02-07 | 2019-08-22 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US10411469B2 (en) | 2017-12-07 | 2019-09-10 | Inventus Holdings, Llc | Reactive power control integrated with renewable energy power invertor |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5642275A (en) * | 1995-09-14 | 1997-06-24 | Lockheed Martin Energy System, Inc. | Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources |
| US6075350A (en) * | 1998-04-24 | 2000-06-13 | Lockheed Martin Energy Research Corporation | Power line conditioner using cascade multilevel inverters for voltage regulation, reactive power correction, and harmonic filtering |
| JP2011223784A (ja) * | 2010-04-13 | 2011-11-04 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| WO2012099176A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | 国立大学法人東京工業大学 | 電力変換器およびその制御方法 |
-
2013
- 2013-05-28 JP JP2013112142A patent/JP2014233126A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5642275A (en) * | 1995-09-14 | 1997-06-24 | Lockheed Martin Energy System, Inc. | Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources |
| US6075350A (en) * | 1998-04-24 | 2000-06-13 | Lockheed Martin Energy Research Corporation | Power line conditioner using cascade multilevel inverters for voltage regulation, reactive power correction, and harmonic filtering |
| JP2011223784A (ja) * | 2010-04-13 | 2011-11-04 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| WO2012099176A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | 国立大学法人東京工業大学 | 電力変換器およびその制御方法 |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016123159A (ja) * | 2014-12-24 | 2016-07-07 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP2016165213A (ja) * | 2015-02-26 | 2016-09-08 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
| JP2016197940A (ja) * | 2015-04-02 | 2016-11-24 | 株式会社日立製作所 | 電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 |
| JP2017085812A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | 株式会社東芝 | 電力変換装置およびその制御方法 |
| WO2018033204A1 (de) * | 2016-08-18 | 2018-02-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum betrieb eines mehrphasigen mehrstufenumrichters |
| US10411469B2 (en) | 2017-12-07 | 2019-09-10 | Inventus Holdings, Llc | Reactive power control integrated with renewable energy power invertor |
| JP2019140743A (ja) * | 2018-02-07 | 2019-08-22 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP7040077B2 (ja) | 2018-02-07 | 2022-03-23 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6289887B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Wang et al. | Topology and control of a four-level ANPC inverter | |
| JP2014233126A (ja) | 電力変換装置 | |
| Weidong et al. | A carrier-based virtual space vector modulation with active neutral-point voltage control for a neutral-point-clamped three-level inverter | |
| AU2009348270B2 (en) | An arrangement for exchanging power | |
| JP5387859B2 (ja) | マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 | |
| KR101688649B1 (ko) | 중성점 전압의 불평형 제어에 의한 고효율 3 레벨 태양광 인버터 | |
| JP6196071B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6178433B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Lu et al. | Cluster voltage regulation strategy to eliminate negative-sequence currents under unbalanced grid for star-connected cascaded H-bridge STATCOM | |
| EP3007297B1 (en) | Multilevel converter for reactive power compensation | |
| Zhang et al. | A multizero-sequence component injection algorithm for a five-level flying capacitor rectifier under unbalanced dc-link voltages | |
| Jayasingha et al. | Cascade multilevel static synchronous compensator configuration for wind farms | |
| He et al. | Quasi-selective harmonic elimination (Q-SHE) modulation-based DC current balancing method for parallel current source converters | |
| Miet et al. | Transformerless STATCOM based on a five-level modular multilevel converter | |
| Zhang et al. | A second-order voltage ripple suppression strategy of five-level flying capacitor rectifiers under unbalanced AC voltages | |
| JP2016063687A (ja) | 電力変換装置 | |
| Xue et al. | A flexible reactive power injection method for DC-link capacitors voltage balancing in back-to-back multilevel converters | |
| Behrouzian et al. | Individual capacitor voltage balancing in H-bridge cascaded multilevel STATCOM at zero current operating mode | |
| CN114402516B (zh) | 用于控制三角形连接级联多电平变换器的装置和方法 | |
| JP2015015778A (ja) | 系統連系用電力変換システム | |
| Qi et al. | Apply STATCOM with a novel topology to the power sub grid | |
| Zhu et al. | A Single-Phase Five-Level Transformer-less PV Inverter | |
| Kumar et al. | Simulation-Based performance analysis of three-level 48-pulse STATCOM with constant DC link voltage for reactive power compensation | |
| Li et al. | Offset PWM in modular multilevel converters for capacitor voltage reduction under grid imbalances |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160502 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170117 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20170905 |