JP6289887B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本実施形態は、無効電力を注入又は吸収する電力変換装置に関する。

長距離送電系統の定電圧制御や系統安定化対策として電力系統の無効電力を調整する無効電力補償装置が活用されている。無効電力補償装置は、例えば系統電圧が低いと無効電力を系統内に注入し、逆の場合には無効電力を吸収する。この無効電力補償装置は、電力系統における定電圧制御、系統安定化、調相の他、負荷に対する電圧フリッカの抑制や負荷不平衡の補償等の目的でも既に広く用いられている。

近年、大規模洋上風力発電や太陽光発電などの再生可能エネルギーによる電力供給設備が次々に建設され、今後も普及していくことが予想されている。但し、それらの大規模再生可能エネルギー発電所から大都市などの消費地まで大電力を長距離に送電しようとした場合、交流送電網のインピーダンスによる位相変化や電圧上昇により、送電線の不安定などが発生し一定容量以上は送電できない問題が発生することが懸念されている。そのため、無効電力補償装置の適用範囲はますます拡がりつつある。

無効電力補償装置としては、電力系統に対して絶縁トランスを介して接続されるインバータを有し、交流系統を安定化させる方向及び位相の無効電流を生成して電力系統へ供給し、電力系統の電圧調整に供するものがある。インバータは、直流コンデンサを直流電圧源として備え、スイッチング素子のオンオフにより直流コンデンサの直流を交流へ変換する。このインバータとしては、３相２レベルインバータや３相３レベルインバータが多用されている。特に３相２レベルインバータを用いた無効電力補償装置は、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。

しかしながら、３相２レベルインバータを用いた場合、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ制御によるパルス幅変調で行い、擬似的な交流波形となる。そうすると、高耐圧のスイッチング素子を使用しているためにＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない無効電力補償装置では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入する必要が生じていた。

このフィルタは、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために大きなフィルタ容量を有するものが必要とされ、無効電力補償装置のコスト向上及び重量増加を招いていた。

そこで、複数のインバータを直列接続することで細かい電圧ステップを出力できるようにし、多段の階段状の電圧波形を出力する無効電力補償装置が研究開発の段階にある。出力電圧及び出力電流の波形が多レベル化により正弦波に近づけば、スイッチング高調波低減のためのフィルタを不要とすることができるメリットも生じるからである。

ここで、無効電力補償装置が正相の無効電流のみを出力しているとき、理想の状態においては各相の1周期のエネルギー収支は零となる。一方、無効電力補償装置が逆相電流を出力するとき、各相の1周期のエネルギー収支が異なるため、零とならず、相間の直流コンデンサの電圧は不平衡となる。

そこで、各直流コンデンサのバランス制御が必要となってくる。各直流コンデンサの電圧に不平衡が発生すると、所望の出力電圧が得られないだけでなく、各スイッチング素子に印加される電圧が最大定格電圧を超え、スイッチング素子をはじめとする無効電力補償装置の各所の破壊をもたらす虞があるためである。

一般的には、複数のインバータを直列接続する場合、各相のインバータ群をデルタ結線し、デルタ結線内の循環電流を制御することにより、各相間及び各段間の直流コンデンサの電圧バランスを図る手法が提案されている。

例えば、循環電流の値を具体的に決定するために、三相間の電圧を平衡化する循環電流値を予め計算しておき、この値を循環電流指令値とするフィードフォワード制御が考案されている(例えば、非特許文献１、特許文献１参照)。循環電流指令値は、各相が出力する電圧、電流の値から、各相の1周期エネルギー収支が０になるように算出される。

また、三相のコンデンサ電圧から平均値を減算し、これを三相／二相変換することによって相間コンデンサの電圧不平衡度合いを指標化し、この値から循環電流指令値を算出するフィードバック制御が考案されている(例えば、非特許文献２、特許文献１参照)。

特開２０１１−２２３７８４号公報

Betz,R.E.;Summers,T.;Furney,T.,"Symmetry Compensation using aH-Bridge Multilevel STATCOM with Zero SequenceInjection,"Industry Applications Conference, 2006. 41st IAS AnnualMeeting. ConferenceRecord of the 2006 IEEE , vol.4, pp.1724,1731, 8-12 Oct. 2006 井上重徳,マハルジャン ラクスマン,朝倉 淳,赤木 泰文:「カスケードPWM変換器と二次電池を使用した6.6kVトランスレス電力貯蔵システム200V，10kW，3.6kWhミニモデルによる実験検証」,電学論D, Vol.129,No.1, pp.67-76(2009-1)

しかしながら、非特許文献１や特許文献１では、フィードフォワード制御による相間の直流コンデンサの平衡制御は、各インバータが理想状態で動作することを前提としている。実際には、各直流コンデンサの漏れ電流のバラツキ、各スイッチング素子の漏れ電流のバラツキが存在する。フィードフォワード制御において、これら漏れ電流のバラツキを事前に考慮することは困難であり、フィードフォワード制御のみでは、直流コンデンサの電圧に偏差が残ってしまう。

また、非特許文献２や特許文献１のフィードバック制御は、相間の直流コンデンサの電圧不平衡度合いに対する比例制御を実施しているため、原理的に直流コンデンサ電圧の残留偏差が生じてしまい、相間の直流コンデンサの電圧の偏差をゼロにすることはできない。

本実施形態は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、デルタ結線した相間の直流コンデンサの電圧バランスの偏差をより零に近づけることのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

本実施形態の電力変換装置は、本実施形態の電力変換装置は、三相交流系統に対して無効電力を注入又は吸収する電力変換装置であって直流コンデンサを含み、この直流コンデンサの直流を交流に変換する単位変換器と、前記単位変換器を複数直列接続してなる各相の電源回路部と、前記各相の電源回路部をデルタ結線して構成されるデルタ結線部と、前記デルタ結線部の循環電流を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、比例積分制御により、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流指令値を生成する循環電流制御部と、前記循環電流指令値を基に循環電圧フィードバック指令値と零相電圧フィードフォワード指令値を生成し、その和により零相電圧指令値を決定する零相電圧制御部と、を有すること、を特徴とする。

各無効電力補償装置の構成図である。 Ｈブリッジ単位変換器の構成図である。 制御部による制御全体構成を模式図である。 第１の実施形態に係る相間バランス制御部の制御構成を示す模式図である。 第１の実施形態に係る零相電圧制御部の制御構成を示す模式図である。 第１の実施形態に係る段間バランス制御部の制御ブロック図である。 第３の実施形態に係る相間バランス制御部の制御構成を示す模式図である。 他の実施形態に係る無効電力補償装置の構成図である。

以下、無効電力補償装置の実施形態について図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
（構成）
図１は、本実施形態に係る無効電力補償装置の構成図である。この無効電力補償装置１は、３相５０／６０Ｈｚの交流電力系統に対して、変圧器２を介した無効電流の注入又は吸収を行う、所謂電力変換装置である。交流電力系統の電圧が低いと無効電力を交流電力系統に注入し、交流電力系統の電圧が高いと無効電力を交流電力系統から吸収することにより、交流電力系統のインピーダンスを利用して交流電力系統の電圧を調整する。

この無効電力補償装置１はデルタ結線部３を備える。デルタ結線部３は、変圧器２を介して交流電力系統に接続されている。デルタ結線部３の各相には、相アーム４Ｒ、４Ｓ、４Ｔと短絡抑制用リアクトル６が直列接続されている。相アーム４Ｒ、４Ｓ、４Ｔは、１又は２以上Ｎ個のＨブリッジ単位変換器５が直列接続されてなり、多段階段波形の相電圧を出力する電源回路を形成する。短絡抑制用リアクトル６は、デルタ結線部３内にリアクタンスを発生させ、デルタ結線部３内の循環電流の急増を抑制する。

Ｈブリッジ単位変換器５は、図２に示すように、スイッチ５２を直列に２個接続したレグ５１を２つと直流コンデンサ５３とを並列に接続してなる。スイッチ５２は、オン時には一方向に電流を流すＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとにより構成される逆導通スイッチである。例えば、ＧＴＯ、ＧＣＴ、又はＭＯＳＦＥＴ等のように、自己消弧型素子であって、オンオフ制御可能なスイッチング素子であれば、ＩＧＢＴに代えて代用可能である。

より詳細には、図１に示すように、Ｒ相アーム４Ｒの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｓの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｓの負側端子とＳ相アーム４Ｓの正側端子とが接続されている。Ｓ相アーム４Ｓの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｔの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｔの負側端子とＴ相アーム４Ｔの正側端子とが接続されている。Ｔ相アーム４Ｔの負側端子と短絡抑制用リアクトル６Ｒの正側端子とが接続され、短絡抑制用リアクトル６Ｒの負側端子とＲ相アーム４Ｒの正側端子とが接続されている。

これにより、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔと短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔとが直列接続の上、デルタ結線されている。尚、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔと短絡抑制用リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔの接続位置関係は逆にすることもできる。

また、Ｒ相アーム４Ｒの正側端子、Ｓ相アーム４Ｓの正側端子、Ｔ相アーム４Ｔの正側端子は変圧器２の二次側に接続される。変圧器２の一次側は交流電力系統に接続される。変圧器２は、各相において一次巻線と二次巻線とを備える絶縁トランスを有する。変圧器２の内部形態はデルタ結線又はＹ結線のどちらでもよく、電圧階級や接地の必要性を考慮し、最適な結線方式が選択される。

そして、この無効電力補償装置１には、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの各スイッチ５２の開閉を指令する制御部７を備えている（図３参照）。この制御部７は、同相のＨブリッジ単位変換器５が同位相の正弦波の電圧を出力し、また各相のＨブリッジ単位変換器５が１２０度シフトの正弦波の電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。

更には、制御部７は、相間及び段間の直流コンデンサ５３の電圧バランスを保つための零相電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。尚、循環電流はデルタ結線部３内で完結し、変換装置外部には流出しない。よって、制御部７は任意の循環電流の生成を制御し、この循環電流を利用し、各相アーム４を構成する直流コンデンサ５３の電圧バランスを制御する。

（制御動作）
図３に示す制御部７は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はＣＰＵを搭載したコンピュータのソフトウェア処理等によって実現される補償制御部７１と相間バランス制御部７２と段間バランス制御部７３とを備えている。補償制御部７１は、交流電力系統に対する無効電力の注入又は吸収のために各相アーム４の出力電圧を制御する。相間バランス制御部７２は、相間のコンデンサ電圧の平衡を図る。段間バランス制御部７３は、相内の各直流コンデンサ５３の電圧平衡を図る。

（補償制御部）
まず、補償制御部７１は、３相／ＤＱ変換部７１ａとＰＩ制御部７１ｂとＤＱ／３相変換部７１ｃとを備える。３相／ＤＱ変換部７１ａには、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの電流値ir，is，itが入力される。３相／ＤＱ変換部７１ａは、電流ir，is，itを３相／ＤＱ変換してＤ軸電流値id及びＱ軸電流値iqを出力する。

ＰＩ制御部７１ｂは、３相／ＤＱ変換部７１ａが出力するＤ軸電流値id及びＱ軸電流値iqとＤ軸電流指令値id*及びＱ軸電流指令値iq*の入力を受ける。Ｄ軸電流指令値id*及びＱ軸電流指令値iq*は、交流電力系統に対して予定される注入電流又は吸収電流を示す。このＰＩ制御部７１ｂは、比例積分制御により、Ｄ軸電流id及びＱ軸電流iqがＤ軸電流指令値id*及びＱ軸電流指令値iq*に追従するためのＤ軸電圧指令値vd*及びＱ軸電圧指令値vq*を算出する。

そして、ＤＱ／３相変換部７１ｃは、ＰＩ制御部７１ｂが算出したＤ軸電圧指令値ｖｄ*及びＱ軸電圧指令値vq*をＤＱ／三相変換により各相の電圧指令値に戻す。制御部７では、加算部７２ｈにより、これら各相の電圧指令値に対して零相電圧指令値v_z_refが加算される。零相電圧指令値v_z_refは、各相間のコンデンサ電圧バランスをとるための指令値である。

（相間バランス制御部）
図４に基づき、相間バランス制御部７２による零相電圧指令値v_z_refの生成について説明する。相間バランス制御部７２は、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流指令値i_z_refを生成する。循環電流指令値i_z_refと循環電流の検出値i_zの差分を比例積分し、循環電圧フィードバック指令値v_z_ref_fbを生成する。また、零相電圧フィードフォワード指令値v_z_ref_ffを求め、これらの和により零相電圧指令値v_z_refを決定する。すなわち、相間バランス制御部７２は、循環電流制御部７２１と零相電圧制御部７２２とを備える。循環電流制御部７２１は、移動平均算出部７２ａと全相平均算出部７２ｂと偏差算出部７２ｃと三相／二相変換部７２ｄとＰＩ制御部７２ｅと循環電流算出部７２ｆを備える。

（循環電流制御部７２１）
まず、循環電流制御部７２１では、移動平均算出部７２ａにより、各相のコンデンサ電圧移動平均値vc_r_ma、vc_s_ma、vc_t_maと全コンデンサ電圧移動平均値vc_maを算出する。移動平均の周期は、直流コンデンサ５３の充放電周期である交流系統の２倍であり、交流系統の周波数が５０Ｈｚのときは移動平均周期は１００Ｈｚ、電源周波数が６０Ｈｚのときは移動平均周期は１２０Ｈｚである。全コンデンサ電圧移動平均値vc_maは、全相平均算出部７２ｂにより、コンデンサ電圧移動平均値vc_r_ma、vc_s_ma、vc_t_maの平均をとることにより算出する。

偏差算出部７２ｃは、全コンデンサ電圧移動平均値vc_maと各相のコンデンサ電圧移動平均値vc_r_ma、vc_s_ma、vc_t_maのそれぞれの偏差をとる。すなわち、相間バランス制御部７２は、この各偏差を零にする電圧値をフィードバック操作により算出するものであり、各相のコンデンサ電圧を全相のコンデンサ電圧平均に揃える制御を行う。

そこで、相間バランス制御部７２では、各相の偏差を三相／二相変換部７２ｄにより、偏差算出部７２ｃが算出した３相量の偏差をαβ変換することで、２相の偏差成分dvc_α、dvc_βに等価変換しておく。そして、ＰＩ制御部７２ｅは、この偏差成分dvc_α、dvc_βのそれぞれを比例積分制御して、２相の電流指令値成分pi_vc_α、pi_vc_βを算出する。

電流指令値成分pi_vc_α、pi_vc_βは、三相間のコンデンサ電圧の不平衡度合いを示す。すなわち、ベクトル（pi_vc_α、pi_vc_β）の大きさは、不均衡の度合いを示し、向きはどの相のコンデンサ電圧が大きいか乃至は小さいかを表している。

そこで、循環電流算出部７２ｆは、ベクトル（pi_vc_α、pi_vc_β）の大きさを√(pi_vc_α^２+pi_vc_β^２)の計算により導いて循環電流振幅指令値iamp_z_refとし、ベクトル（pi_vc_α，pi_vc_β）の偏角をArctan（pi_vc_β/pi_vc_α）の計算により導いて循環電流位相指令値θ_z_refとする。

循環電流振幅指令値iamp_z_refは相間コンデンサ電圧の不平衡度合いを表し、循環電流位相指令値θ_z_refはどの相のコンデンサ電圧が大きいか乃至は小さいかを表している。そこで、循環電流算出部７２ｆは、循環電流振幅指令値iamp_z_refと循環電流位相指令値θ_z_refから偏差を是正する循環電流指令値i_z_refを計算する。すなわち、i_z_ref＝iamp_z_ref×sin（θ＋θ_z_ref）を計算する。尚、θは全体の出力電圧位相指令値θである。

（零相電圧制御部７２２）
図４に示すように、零相電圧制御部７２２は、デルタ結線部３の循環電流i_zを検出し、循環電流指令値i_z_refの入力を受けることで零相電圧指令値v_z_refを出力する。循環電流i_zは、各相アーム４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの電流ir，is，itから（iz＋is＋it）／３の計算により算出される。そして、入力した循環電流指令値i_z_refから循環電流i_zを減算して比例または比例積分フィードバック制御した出力を、循環電圧フィードバック指令値v_z_ref_fbとおく。

また、図５に示すように、短絡抑制用リアクトルやスイッチの抵抗等から算出した変換器の零相インピーダンスZ_zを用いて零相電圧フィードフォワード値v_z_ref_ff＝Z_z×i_z_ref_fbを計算する。ここで、たとえばZ_z=R_z+jwL_zとおくと、零相電圧フィードフォワード値はv_z_ref_ff=iamp_z_ref*√（R_z^2+(wL_z)^2）×sin(θ+θ_z_ref+Arctan(wL_z/R_z))となる。

零相電圧制御部７２２は、循環電圧フィードバック指令値v_z_ref_fbと零相電圧フィードフォワード値v_z_ref_ffとを和した零相電圧指令値v_z_refを出力する。加算部７２ｈは、補償制御部７１が出力した各相の電圧指令値に零相電圧指令値v_z_refを加算し、各相の電圧指令値vr*、vs*、vt*とする。

（段間バランス制御部）
段間バランス制御部７３は、各相の電圧指令値vr*、vs*、vt*が入力され、相内の各直流コンデンサ５３の電圧の平衡化を図るための電圧指令値を算出する。図６に基づき、段間バランス制御部７３による各相内の各コンデンサ電圧のバランス制御について説明する。

以下、説明の都合上、Ｒ相アーム４Ｒの各Ｈブリッジ単位変換器５をCr1〜Crnと区別し、これらＨブリッジ単位変換器５をCr1〜Crnのコンデンサ電圧をvc_r1〜vc_rnとし、Ｒ相アーム４Ｒ内の１つのＨブリッジ単位変換器Ｃｒ１のコンデンサ電圧vc_r1を例に採り説明する。但し、同相及び他相の他のＨブリッジ単位変換器５の各コンデンサ電圧についても同一制御方法が採用される。

段間バランス制御部７３は、Ｒ相に対する電圧指令値vr*を各Ｈブリッジ単位変換器５の出力電圧指令値vr1*〜vrn*に分配する。コンデンサ電圧vc_r1〜vc_rnのバランスが取れている場合には分配量は均等となる。コンデンサ電圧vc_r1〜vc_rnがアンバランスである場合、コンデンサ電圧vc_r1〜vc_rnと其の平均値vc_rとの大小関係に応じて分配量を変化させる。

この段間バランス制御部７３は、コンデンサ電圧vc_r1〜vc_rnを其の平均値vc_rを基準として平衡化すべく、偏差算出部７３ａとＰ制御部７３ｂと指令値配分制御部７３ｃとを備える。偏差算出部７３ａは、コンデンサ電圧vc_r1とvc_r1〜vc_rnの平均値vc_rとの差分を算出する。差分はＰ制御部７３ｂに入力される。Ｐ制御部７３ｂは、比例ゲインＫｐを有し、差分を偏差信号として比例制御を行う。また、比例積分制御を採用してもよい。

指令値配分制御部７３ｃは、コンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３が充電モードの場合には、Ｒ相に対する電圧指令値vr*から比例制御結果を減算することで、当該直流コンデンサ５３の出力電圧指令値vr1*を決定する。コンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３が放電モードの場合には、Ｒ相に対する電圧指令値vr*から比例制御結果を加算することで、当該直流コンデンサ５３の出力電圧指令値vr1*を決定する。

すなわち、段間バランス制御部７３は、コンデンサ電圧vc_r1がvc_r1〜vc_rnの平均値よりも小さく、Ｒ相アーム４Ｒが充電状態にあるときには、このコンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３の出力電圧指令値vr1*をＲ相の電圧指令値vr*の均等分配値vr*/nより大きくし、コンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３がより充電されるように制御する。また、Ｒ相アーム４Ｒが放電状態にあるときには、段間バランス制御部７３は、このコンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３の出力電圧指令値vr1*をＲ相の電圧指令値vr*の均等分配値vr*／nより小さくし、コンデンサ電圧vc_r1を有する直流コンデンサ５３が放電されにくいように制御する。

段間バランス制御部７３は、コンデンサ電圧vc_r1がvc_r1〜vc_rnの平均値より大きいときは、逆の動作を行う。また、Ｓ相アーム４Ｓ及びＴ相アーム４Ｔ内の各直流コンデンサ５３のコンデンサ電圧のバランス制御もＲ相と同様に行う。

（効果）
以上のように、本実施形態に係る電力変換装置は、三相交流系統に対して無効電力を注入又は吸収する無効電力補償装置１であり、Ｈブリッジ単位変換器５を複数直列接続してなる各相アームをデルタ結線し、このデルタ結線部３の循環電流を制御することで、コンデンサ電圧のバランスを図るようにした。循環電流を制御する制御部７は、比例積分制御により、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流指令値i_z_refを生成する循環電流制御部７２１と、循環電圧フィードバック指令値v_z_ref_fbと零相電圧フィードフォワード値v_z_ref_ffとから零相電圧指令値v_z_refを決定する零相電圧制御部７２２とを有する。零相電圧指令値v_z_refをv_z_ref＝v_z_ref_fb＋v_z_ref_ffとして与えることで、正弦波状の循環電流フィードバック指令値i_z_refに変換器の循環電流を偏差なく追従させることができる。その結果、相間のコンデンサ電圧バランスも保たれる。

循環電流制御部７２１は、例えば、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差をαβ変換する三相／二相変換部７２ｄと、αβ変換により得られた二相の偏差成分をそれぞれ比例積分制御して二相の電流指令値成分を演算するＰＩ制御部７２ｅと、二相の電流指令値成分で表されるベクトルの大きさ及び偏角に基づき前記偏差を是正する循環電流指令値i_z_refを算出する循環電流算出部７２ｆとを有する。

これにより、無効電力補償装置１が逆相電流を出力するときであっても、逆相電流と同一振幅及び同位相の循環電流がデルタ結線部３を流れ、相間の電圧バランスは平衡に保たれる。しかも、この循環電流は、比例積分制御により算出される循環電流指令値i_z_refを基にしているため、残留偏差も生じ得ず、精度の高い相間の電圧バランスを図ることができる。

また、無効電力補償装置が逆相電流を出力するとき、各相アームの1周期のエネルギー収支は0とならず、相間のコンデンサ電圧は原理的にアンバランスする。これを回避するため、循環電流フィードフォワード指令値を逆相電流と同一の振幅、位相i_z_ref_ff=i_n×sin(θn)とし、全体の循環電流指令値をi_z_ref=i_n×sin(θn)+iamp_z_ref×sin(θ+θ_z_ref)とする。

さらに、前記循環電流指令値i_z_refを比例または比例積分フィーバック制御した出力v_z_ref_fbにフィードフォワード値v_z_ref_ff=i_n×√（R_z^2+(wL_z)^2）×sin(θn+Arctan(wL_z/R_z))＋iamp_z_ref×√（R_z^2+(wL_z)^2）×sin(θ+θ_z_ref+Arctan(wL_z/R_z))を加算して零相電圧指令値を決定することにより、変換器の循環電流を偏差なく循環電流指令値i_z_refに追従させ、相間のコンデンサ電圧バランスを保つことが出来る。

（第２の実施形態）
第１の実施形態における循環電流指令値i_z_refは、正弦波の指令値として計算した。すなわち、i_z_ref＝iamp_z_ref×sin(θ＋θ_ｉｚ*）の計算により算出されたが、これに代えて、方形波の指令値として計算するようにしてもよい。すなわち、i_z_ref＝iamp_z_ref×sign{sin(θ＋θ_iz*）}の計算により循環電流指令値i_z_refを求めるようにしてもよい。

循環電流指令値i_z_refが方形波であっても、循環電流i_zを減算して比例または比例積分フィードバック制御した出力v_z_ref_fbと、変換器の零相インピーダンスZ_zを用いて計算された零相電圧フィードフォワード値v_z_ref_ff＝Z_z×i_z_ref_fbとの和を零相電圧指令値v_z_refとすれば、方形波状の循環電流指令値に変換器の循環電流を偏差なく追従できる。

（第３の実施形態）
第１の実施形態の無効電力補償装置１では、正相無効電流のみを出力しているとき、各直流コンデンサ５３の漏れ電流や各スイッチング素子の漏れ電流のバラツキが存在しない理想の状態においては、各相アーム４の１周期のエネルギー収支は０となり、相間のコンデンサ電圧は原理的に平衡を保つ。また、逆相電流を出力するとき、各相アーム４の１周期のエネルギー収支は０とならずに相間のコンデンサ電圧は不平衡に傾くが、相間バランス制御部７２のフィードバック制御によって定常状態では平衡状態を保つことができる。すなわち、逆相電流をin×sin(θn)とすると、フィードバック制御により流れる循環電流は、逆相電流と同一の振幅、位相となる。

しかしながら、逆相電流が変化する過渡状態においては、直流コンデンサ５３の不平衡度合いが大きくなる傾向がある。そこで、第３の実施形態では、循環電流フィードフォワード指令値iz*_ffを利用して循環電流指令値iz*を算出する。

図７は、第３の実施形態に係る相間バランス制御部７２の制御構成を示す模式図である。この相間バランス制御部７２は、循環電流算出部７２ｆと零相電圧制御部７２２との間に、フィードフォワード指令値加算部７２ｉを備えている。フィードフォワード指令値加算部７２ｉは、循環電流フィードバック指令値ｉｚ*＿ｆｂを受け取り、この循環電流フィードバック指令値iz*_fbに循環電流フィードフォワード指令値iz*_ffを加算した循環電流指令値iz*を生成し、零相電圧制御部７２２に出力する。すなわち、フィードフォワード指令値加算部７２ｉは、iz*=iz*_ff+iz*_fbを行う。循環電流フィードフォワード指令値iz*_ffは、逆相電流と同一の振幅及び同位相であり、iz*_ff=in×sin(θn)とする。

フィードバック制御のみである場合には、相間のコンデンサ電圧がアンバランスとなって初めてバランス制御が機能することとなるが、フィードフォワード制御が追加されれば、相間のコンデンサ電圧のアンバランスを事前に抑制できる。

循環電流指令値i_z_refが循環電流フィードバック指令値と循環電流フィードフォワードの和であっても、循環電流i_zを減算して比例または比例積分フィードバック制御した出力v_z_ref_fbと、変換器の零相インピーダンスZ_zを用いて計算された零相電圧フィードフォワード値v_z_ref_ff＝Z_z×i_z_ref_fbとの和を零相電圧指令値v_z_refとすれば、循環電流指令値に変換器の循環電流を偏差なく追従できる。

（その他の実施の形態）
本明細書においては、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。具体的には、第１乃至第３の実施形態を全て又は一部を組み合わせたものも包含される。以上のような実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。例えば、図８に示すように、変圧器２を備えず、デルタ結線部３を交流系統に直接接続するようにしてもよい。

１ 無効電力補償装置
２ 変圧器
３ デルタ結線部
４ 相アーム
４Ｒ Ｒ相アーム
４Ｓ Ｓ相アーム
４Ｔ Ｔ相アーム
５ Ｈブリッジ単位変換器
５１ レグ
５２ スイッチ
５３ 直流コンデンサ
６Ｒ、６Ｓ、６Ｔ 短絡抑制用リアクトル
７ 制御部
７１ 補償制御部
７１ａ ３相／ＤＱ変換部
７１ｂ ＰＩ制御部
７１ｃ ＤＱ／３相変換部
７２ 相間バランス制御部
７２１ 循環電流制御部
７２ａ 移動平均算出部
７２ｂ 全相平均算出部
７２ｃ 偏差算出部
７２ｄ 三相／二相変換部
７２ｅ ＰＩ制御部
７２ｆ 循環電流算出部
７２２ 零相電圧制御部
７２ｇ ＰＩ制御部
７２ｈ 加算部
７２ｉ フィードフォワード指令値加算部
７３ 段間バランス制御部
７３ａ 偏差算出部
７３ｂ Ｐ制御部
７３ｃ 指令値配分制御部

Claims (7)

1. 三相交流系統に対して無効電力を注入又は吸収する電力変換装置であって、
   直流コンデンサを含み、この直流コンデンサの直流を交流に変換する単位変換器と、
   前記単位変換器を複数直列接続してなる各相の電源回路部と、
   前記各相の電源回路部をデルタ結線して構成されるデルタ結線部と、
   前記デルタ結線部の循環電流を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   比例積分制御により、全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差を是正する循環電流指令値を生成する循環電流制御部と、
   前記循環電流指令値と検出した循環電流の差分を比例積分し循環電圧フィードバック指令値を生成し、
   変換器の零相インピーダンスと循環電流指令値から零相電圧フィードフォワード指令値を生成し、前記循環電圧フィードバック指令値と前記零相電圧フィードフォワード指令値との和により零相電圧指令値を生成する零相電圧指令制御部と、
   を有すること、
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記循環電流指令値は、振幅iamp_z_ref、位相θ_z_refを持った正弦波であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記循環電流制御部は、
   全相のコンデンサ電圧平均と各相のコンデンサ電圧平均との各偏差をαβ変換する変換部と、
   前記αβ変換により得られた二相の偏差成分をそれぞれ比例積分制御して二相の電流指令値成分を演算するＰＩ制御部と、
   前記二相の電流指令値成分で表されるベクトルの大きさ及び偏角に基づき前記偏差を是正する循環電流指令値を算出する循環電流算出部と、
   を有すること、
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、
   各相のコンデンサ電圧平均値vc_r、vc_s、vc_tと全コンデンサ電圧平均値vcを減算した値をそれぞれdvc_r、dvc_s、dvc_tとし、
   dvc_r、dvc_s、dvc_tをαβ変換した値をdvc_α、dvc_βとし、
   dvc_α、dvc_βそれぞれを比例積分した出力をpi_vc_α、pi_vc_βとし、
   √(pi_vc_α²+pi_vc_β²)を循環電流振幅指令値iamp_z_refとし、
   Arctan(pi_vc_β/pi_vc_α)を循環電流位相指令値θ_iz*とし、
   出力電圧位相指令値θの入力を受けて、iamp_z_ref×sin(θ＋θ_iz*)を循環電流フィードバック指令値iz*_fbとし、
   iz*_fbを出力するように零相電圧指令値を決定すること、
   を特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記全相のコンデンサ電圧平均と前記各相のコンデンサ電圧平均を三相交流系統の２倍の周波数で移動平均して算出する移動平均算出部を有すること、
   特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
6. 前記循環電流制御部は、
   方形波を示す循環電流フィードバック指令値を生成すること、
   を特徴とする請求項１〜３、５の何れかに記載の電力変換装置。
7. 前記循環電流制御部は、
   出力逆相電流と同振幅及び同位相の循環電流フィードフォワード指令値を前記循環電流フィードバック指令値に加算する加算部を有し、
   前記零相電圧制御部は、前記加算部が出力する循環電流指令値を出力する零相電圧指令値を決定すること、
   を特徴とする請求項４又は６に記載の電力変換装置。

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