JP2011223784A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１つまたは複数の単位セルの直列体からなるクラスタ３つから構成された三相電力変換装置に関し、該三相電力変換装置が逆相電流を出力するための回路方式と制御法を提供する。
【解決手段】１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置であって、前記電力変換装置が正相無効電流と逆相電流とを同時に出力することによって、前記電力系統に連系する他の不平衡負荷による正相無効電流と逆相電流とを大略相殺する機能を有する電力変換装置を提供する。
【選択図】 図１

Description

本発明は電力変換装置に関し、特に１つまたは複数の単位セルの直列体からなるクラスタ３つで構成された三相電力変換装置に関する。

カスケード・マルチレベル変換器（以下、ＣＭＣと称す）は、Insulated Gate Bipolar Transistor（以下、ＩＧＢＴと称す）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式である。非特許文献１によれば、ＣＭＣは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体３つをスター結線して構成される。

非特許文献１によれば、各単位セルは単相フルブリッジ回路であり、複数のスイッチング素子と直流コンデンサとを備えている。単位セルはスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、直流コンデンサの両端電圧（以下、直流電圧と称す）、直流電圧の逆極性の電圧、または零電圧を出力する。

各クラスタは１つまたは複数の単位セルの直列体であるため、各クラスタの出力電圧（以下、クラスタ電圧と称す）は該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セルの出力電圧の和となる。各クラスタが複数の単位セルを含む場合、該クラスタ内の各単位セルのスイッチング・タイミングを適切にシフトすることによって、クラスタ電圧をマルチレベル波形とすることができる。したがって、各クラスタに含まれる単位セルの個数を増加することによって、クラスタ電圧の高調波成分を低減できる。

非特許文献１は、ＣＭＣを電力系統と連系し、ＣＭＣによる自励式無効電力補償装置（以下、ＣＭＣ−ＳＴＡＴＣＯＭと称す）の実験結果を示している。

吉井・井上・赤木：「トランスレス・カスケードＰＷＭ ＳＴＡＴＣＯＭの直流電圧制御法の検討」，電気学会半導体電力変換・産業電力電機応用研究会資料，ＳＰＣ−０７−１１５／ＩＥＡ−０７−３８，ｐｐ．３２−３６。

アーク炉などの不平衡負荷が電力系統に連系している場合、不平衡負荷から流出する逆相電流によって電力系統のインピーダンスに不平衡な電圧降下が発生し、結果として、近傍の電力系統の電圧（以下、系統電圧と称す）に不平衡を引き起こす。

不平衡負荷に起因する系統電圧の不平衡を抑制するための一方法として、不平衡負荷の近傍に電力変換装置を連系し、前記不平衡負荷の逆相電流と逆位相の逆相電流を出力させる方法がある。

しかし、非特許文献１では、ＣＭＣ−ＳＴＡＴＣＯＭが正相無効電流のみを出力した実験結果を開示しており、逆相電流を出力する場合の回路方式や制御法については開示していない。

３つのクラスタがスター結線されたＣＭＣが逆相電流を出力する場合、各クラスタに流入する有効電力に不平衡が生じるため、各クラスタに含まれる単位セルの直流電圧が継続的に上昇または低下してしまう。

上記課題を解決するために、本発明は以下の解決策を提供する。

本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置を提供するものである。

また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置であって、前記電力変換装置が正相無効電流と逆相電流とを同時に出力することによって、前記電力系統に連系する他の不平衡負荷による正相無効電流と逆相電流とを大略相殺する機能を有する電力変換装置を提供するものである。

また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置であって、前記の各単位セルの直流コンデンサの両端電圧をバランスする機能を有する電力変換装置を提供するものである。

また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統の電圧の正相成分の位相角をφ１とし、前記電力変換装置の逆相電流指令値または実際の逆相電流の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２とすると、前記の各クラスタが次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０とを有する循環電流を流す機能を有する電力変換装置を提供するものである。

〔数１〕
Ｉ０＝Ｉ２

〔数２〕
δ０＝２×φ１−δ２±π

また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統の電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記クラスタに流れる電流の指令値または実際の電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２とした場合、各クラスタが、大略、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を有する循環電流を出力する機能を有することを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

〔数３〕
Ｉ０＝（Ｉ１×Ｖ２×cos（δ１−φ２）＋Ｉ２×Ｖ１×cos（δ２−φ１））
／（Ｖ１×cos（δ０−φ１）＋Ｖ２×cos（δ０−φ２））

〔数４〕
δ０＝tan^-1（（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×sin（δ１＋φ１−φ２）＋Ｖ２×sin（δ１
−２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２×sin（δ２＋φ２−φ１）＋Ｖ１
×sin（δ２−２×φ１）））／（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×cos（δ１＋φ１
−φ２）＋Ｖ２×cos（δ１−２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２×cos（δ２ −φ２＋φ１）−Ｖ１×cos（δ２−２×φ１））））

また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、Ｖ１，φ１，Ｖ２，φ２，Ｉ１，δ１，Ｉ２，δ２の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

前記循環電流の振幅と位相を、本発明のように制御することによって、各クラスタに正相無効電流と逆相電流が同時に流れている状態で、３つのクラスタの電圧と電流がそれぞれ直交する。したがって、各クラスタには有効電力が流入しない。

したがって、本発明によれば、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体３つからなる電力変換装置を用いて、不平衡負荷の正相無効電流と逆相電流との補償が可能となる。

デルタ結線ＣＭＣ−ＳＴＡＴＣＯＭ主回路図。 フルブリッジ形単位セル。 制御ブロック図。 補償電流指令値演算器。 フィードフォワード演算器。 クラスタバランス制御部。 本発明による波形例。 逆相電圧対応形フィードフォワード演算器。 実電流を使用する制御ブロック。 実電流を使用するフィードフォワード演算器。

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

本発明の第１の実施例について説明する。

実施例１では、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体３つからなる電力変換装置を用いて、不平衡負荷の正相無効電流と逆相電流との補償が可能となる。

以下、図１を用いて実施例１の全体構成を説明する。

電力系統１０１に接続する電力変換装置１０２は、３つのリアクトル１０３，ｕｖ相クラスタ１０４，ｖｗ相クラスタ１０５，ｗｕ相クラスタ１０６で構成されている。本明細書では、ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ相クラスタ１０４〜１０６を区別せず、単にクラスタと称する場合もある。

各クラスタ１０４〜１０６のそれぞれには、リアクトル１０３が直列接続されている。ｕｖ相クラスタ１０４とリアクトル１０３との直列体の一端は電力系統のｕ相に接続されており、他端はｖ相に接続されている。ｖｗ相クラスタ１０５とリアクトル１０３との直列体の一端は電力系統のｖ相に接続されており、他端はｗ相に接続されている。ｗｕ相クラスタ１０６とリアクトル１０３との直列体の一端は電力系統のｗ相に接続されており、他端はｕ相に接続されている。

各クラスタ１０４〜１０６のそれぞれは、１つまたは複数の単位セル１０７の直列体である。図１では各セルにＮ個の単位セル接続されている。各クラスタ１０４〜１０６において、リアクトル１０３に近い側から、第１セル，第２セルと番号を付して呼称する。単位セル１０７の内部構成については後述する。

電力系統１０１には不平衡負荷１０８が接続されている。不平衡負荷１０８は、正相有効電流，正相無効電流，逆相電流のすべて、またはいずれかの組み合わせを、電力系統１０１から引き込む。

以下、各電圧・電流を定義する。

電力系統１０１の相電圧をＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗとする。なお、Ｏ点はＶＳｕ＋ＶＳｖ＋Ｖｓｗ＝０となる仮想中性点である。また、電力系統１０１の線間電圧をＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕとする。

電力系統１０１から電力変換装置１０２に流れる電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとする。また、リアクトル１０３と各クラスタ１０４〜１０６に流れる電流をＩｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕとする。

各クラスタ１０４〜１０６の出力電圧（クラスタ電圧）を、それぞれＶｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕとする。

さらに、各クラスタ１０４〜１０６に含まれる単位セルの直流電圧をＶＣｉｊとする。ただし、ｉ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕであり、各クラスタに含まれる単位セル１０７の個数をＮとすれば、ｊ＝１，２，…，Ｎである。

以下、図２を用いて単位セル１０７の内部構成について説明する。なお、図２はｉ相第ｊセルを図示している（ｉ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ、ｊ＝１，２，…，Ｎ）。

単位セル１０７は、ｘ相上側素子２０１，ｘ相下側素子２０２，ｙ相上側素子２０３，ｙ相下側素子２０４，直流コンデンサ２０５からなる単相フルブリッジ回路であり、各素子２０１〜２０４のスイッチングを制御することによって、ｙ点を基準としたｘ点の電圧Ｖｉｊとして、Ｖｉｊ＝０，Ｖｉｊ＝ＶＣｉｊ、またはＶｉｊ＝−ＶＣｉｊを出力する。

なお、図２では、各素子２０１〜２０４をＩＧＢＴの記号で図示しているが、Gate Turn-Off Thyristor（ＧＴＯ），Gate-Commutated Turn-Off Thyristor（ＧＣＴ），Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor（ＭＯＳＦＥＴ）など、オン・オフ制御可能なスイッチング素子であればＩＧＢＴに代えて使用可能である。

図１の各クラスタ１０４〜１０６はＭ個の単位セル１０７の直列体である。したがって、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，ＶｗｕはそれぞれＭ個の単位セル１０７の出力電圧Ｖｉｊの和であり、Ｖｕｖ＝Ｖｕｖ１＋Ｖｕｖ２＋…＋ＶｕｖＮ、Ｖｖｗ＝Ｖｖｗ１＋Ｖｖｗ２＋…＋ＶｖｗＮ，Ｖｗｕ＝Ｖｗｕ１＋Ｖｗｕ２＋…＋ＶｗｕＮと書くことができる。

したがって、各単位セルをPulse-Width Modulation（ＰＷＭ）制御することで、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを制御できる。

特に断りがない限り、本明細書はクラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ、リアクトル１０３とクラスタ１０４〜１０６に流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕに含まれる基本波成分に着目して発明の原理と効果について説明を行う。

以下、図３を用いて、本発明による電力変換装置の制御法と本発明の原理について説明する。なお、図３は図１には図示されていない制御装置内の制御ブロックを表わした図である。

制御装置は、電力系統１０１の線間電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕを検出し、これらを正相ｄｑ変換することで、正相ｄ軸電圧Ｖｄと正相ｑ軸電圧Ｖｑとを得る。また、制御装置は、リアクトルに流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを検出し、これらを正相ｄｑ変換することで、正相ｄ軸電流Ｉｄ１と正相ｑ軸電流Ｉｑ１とを得る。さらに、制御装置は、リアクトルに流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを検出し、これらを逆相ｄｑ変換することで、逆相ｄ軸電流Ｉｄ２と逆相ｑ軸電流Ｉｑ２とを得る。得られたＶｄ，Ｖｑ，Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２を電流制御器３０８に与えられる。

なお、本明細書においては、正相ｄｑ変換ブロック３０６と逆相ｄｑ変換ブロックの基準位相角は、すべて電力系統１０１のｕｖ相線間電圧ＶＳｕｖに大略同期しているものとする。

電流制御器は、電流Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２がそれぞれの指令値Ｉｄ１^*，Ｉｑ１^*，Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*と一致するように、電流制御器からの各クラスタ電圧指令値Ｖｕｖｃｃ^*，Ｖｖｗｃｃ^*，Ｖｗｕｃｃ^*を演算する。

正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*と他の電流指令値Ｉｑ１^*，Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*は、異なる方法で与えられる。

正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*は、全平均直流電圧制御部３０３より与えられる。

正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１^*，逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２^*，逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２^*は、不平衡負荷１０８の電流（以下、負荷電流と称す）ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗから補償電流指令値演算部３０５を介して与えられる。補償電流指令値演算部３０５の内部構成については後述する。

制御装置は、各単位セル１０７の直流電圧ＶＣｕｖｊ，ＶＣｖｗｊ，ＶＣｗｕｊを検出し、これらをローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称す）３０１に通してＶＣｕｖｆｊ，ＶＣｖｗｆｊ，ＶＣｗｕｆｊを得る（ｊ＝１，２，…，Ｎ）。

平均値演算器３０２は、各クラスタ内の直流電圧の平均値（以下、クラスタ平均直流電圧と称す）ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗを次式のように演算する。

〔数５〕
ＶＣｕｖ＝（ＶＣｕｖｆ１＋ＶＣｕｖｆ２＋…＋ＶＣｕｖｆＮ）／Ｎ
ＶＣｖｗ＝（ＶＣｖｗｆ１＋ＶＣｖｗｆ２＋…＋ＶＣｖｗｆＮ）／Ｎ
ＶＣｗｕ＝（ＶＣｗｕｆ１＋ＶＣｗｕｆ２＋…＋ＶＣｗｕｆＮ）／Ｎ

全平均直流電圧制御部３０３は、ＶＣｕｖ，ＶＣｖｗ，ＶＣｗｕの平均値（以下、全平均直流電圧と称す）ＶＣ＝（ＶＣｕｖ＋ＶＣｖｗ＋ＶＣｗｕ）／３を演算し、指令値ＶＣ^*とＶＣの誤差に全平均直流電圧制御ゲイン３０４を乗じて正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１^*を演算し、これを電流制御器３０８に与える。

フィードフォワード演算器３１０は、逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２^*，逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２^*と、系統電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕより、各クラスタ１０４〜１０６の流入出有効電力を零とするような循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*を演算する。

クラスタバランス制御部３１１は、クラスタ平均直流電圧ＶＣｕｖ，ＶＣｖｗ，ＶＣｗｕと全平均直流電圧ＶＣとから、クラスタバランス制御に使用する循環電流指令値フィードバック項Ｉ０ＦＢ^*を演算する。これによって、クラスタバランス制御部３１１は、各単位セルの直流電圧をバランスする機能を提供する。クラスタバランス制御部３１１の内部構成については後述する。

循環電流制御部３１２は、循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*と循環電流指令値フィードバック項Ｉ０ＦＢ^*の和（Ｉ０ＦＦ^*＋Ｉ０ＦＢ^*）を実際の循環電流Ｉ０と比較し、循環電流制御ゲイン３１３を乗じて零相電圧指令値Ｖ０を演算する。さらに、得られたＶ０を、電流制御器からの各クラスタ電圧指令値Ｖｕｖｃｃ^*，Ｖｖｗｃｃ^*，Ｖｗｕｃｃ^*を加算し、クラスタ電圧指令値Ｖｕｖ^*，Ｖｖｗ^*，Ｖｗｕ^*を得る。

電圧指令値分配器３０９は、クラスタ電圧指令値Ｖｕｖ^*，Ｖｖｗ^*，Ｖｗ^*をそれぞれセル数Ｎで除算し、出力電圧指令Ｖｉｊ^*（ｉ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ、ｊ＝１，２，…，Ｎ）を各単位セル１０７に分配する。

以下、図４を用いて、補償電流指令値演算部３０５の内部構成について説明する。

補償電流指令値演算部３０５は、負荷電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗを検出し、正相ｄｑ変換ブロックと移動平均演算器４０１を介して正相ｄ軸電流＜ＩＬｄ１＞，正相ｑ軸電流＜ＩＬｑ１＞を演算する。また、ＩＬｕ、ＩＬｖ、ＩＬｗから、逆相ｄｑ変換ブロックと移動平均演算器４０１を介して逆相ｄ軸電流＜ＩＬｄ１＞，逆相ｑ軸電流＜ＩＬｑ１＞を演算する。ここで、移動平均演算器４０１の時間窓は系統の半周期またはその整数倍である。

得られた＜ＩＬｄ１＞，＜ＩＬｑ１＞，＜ＩＬｄ２＞，＜ＩＬｑ２＞のうち、＜ＩＬｄ１＞を除く３つは、電力系統１０１の図示されていない上位インピーダンスのリアクタンス成分に電圧降下を発生させる。

負荷の正相ｑ軸電流＜ＩＬｑ１＞は系統電圧の振幅を変化させる。また、負荷の逆相ｄ軸，ｑ軸電流＜ＩＬｄ２＞，＜ＩＬｑ２＞は、系統電圧の不平衡率を増加させる。そこで、＜ＩＬｑ１＞，＜ＩＬｄ２＞，＜ＩＬｑ２＞と逆位相の電流を、電力変換装置１０２から出力させ、系統電圧の振幅の変化と、不平衡率の増加を抑制することが望ましい。

したがって、電力変換装置１０２の電流指令値Ｉｑ１^*，Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*を次式で与える。

〔数６〕
Ｉｑ１^*＝−＜ＩＬｑ１＞
Ｉｄ２^*＝−＜ＩＬｄ２＞
Ｉｑ２^*＝−＜ＩＬｑ２＞

前述の通り、電流制御器３０８は、実際の電流Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２を与えられた電流指令値Ｉｑ１^*，Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*に一致させる制御を行う。

以下、図５を用いて、フィードフォワード演算器３１０の内部構成について説明する。

フィードフォワード演算器３１０は、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介して、与えられた電流指令値Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*のベクトル［Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*］の大きさと偏角から、逆相電流実効値Ｉ２，正相電流位相角δ２を得る。

また、フィードフォワード演算器３１０は、正相ｄｑ変換ブロック３０６を用いて電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを逆相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０１を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、正相ｄ軸電圧＜Ｖｄ１＞，正相ｑ軸電流＜Ｖｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ１，逆相電圧位相角φ１を得る。

発明者らは、各クラスタ１０４〜１０６の流入有効電力を零とするためには、以上で得られたＩ２，δ２，Ｖ１，φ１より、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を持つ循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*をクラスタに流せばよいことを見出した。本発明のメカニズムについては後述する。

〔数７〕
Ｉ０＝Ｉ２
〔数８〕
δ０＝２×φ１−δ２±π

上式は次式のように書いても数学的に等価であり、図５では次式を使用したブロック図を描いている。

〔数９〕
Ｉ０＝−Ｉ２

〔数１０〕
δ０＝２×φ１−δ２

正弦波発生器５０２は、実効値Ｉ０，位相角δ０を有する正弦波信号として循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*を発生させる。

フィードフォワード演算器３１０は、図４に示したブロックと完全に同一なアルゴリズムでなくても、〔数７〕〜〔数１０〕と数学的に等価な信号を出力することができれば、他のアルゴリズムを採用することもできる。

以下、図６を用いてクラスタバランス制御部３１１の内部構成について説明する。

クラスタバランス制御部３１１は、与えられた全平均直流電圧ＶＣとクラスタ平均直流電圧ＶＣｕｖ，ＶＣｖｗ，ＶＣｗｕとの差であるΔＶＣｕｖ，ΔＶＣｖｗ，ΔＶＣｗｕを演算する。得られた、ΔＶＣｕｖ，ΔＶＣｖｗ，ΔＶＣｗｕをαβ変換ブロック６０１を用いてαβ変換し、αβ軸上のベクトルとして［ΔＶＣα，ΔＶＣβ］を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック６０２を介して、ベクトル［ΔＶＣα，ΔＶＣβ］の大きさΔＶＣと偏角ξを演算する。

また、クラスタバランス制御部３１１は、与えられた正相ｄ軸電圧Ｖｄと正相ｑ軸電圧Ｖｑのベクトル［Ｖｄ，Ｖｑ］から、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介してベクトル［Ｖｄ，Ｖｑ］の偏角φ１、すなわち系統ｕｖ相線間電圧の位相角を演算する。

正弦波発生器５０２は、ΔＶＣとクラスタバランス制御ゲイン６０３を乗算して得られる実効値Ｉ０と位相角δ０＝φ１−ξとを有する正弦波信号として、循環電流指令値フィードバック項Ｉ０ＦＢ^*を出力する。

以下、本発明によって得られる効果について、図７を用いて説明する。

図７は、本発明による制御を行った場合の各部の概略波形であり、上から、電力系統１０１の線間電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕの概略波形、リアクトル１０３と各クラスタ１０４〜１０６に流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの概略波形，循環電流（Ｉ０ＦＦ＋Ｉ０ＦＢ）の概略波形，直流電圧ＶＣｕｖｊ，ＶＣｖｗｊ，ＶＣｗｕｊの概略波形，ＬＰＦ３０１を介して観測した直流電圧ＶＣｕｖｆｊ，ＶＣｖｗｆｊ，ＶＣｗｕｆｊの概略波形である。なお、図７は、循環電流指令値Ｉ０が指令値（Ｉ０ＦＦ^*＋Ｉ０ＦＢ^*）に理想的に追従していると仮定して描いている。

また、図７の横軸は時間または位相角であり、縦軸は電圧や電流の振幅を任意単位（arbitrary unit：a.u.）で表わしている。

電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕが逆相電流を含んでいる期間では、循環電流Ｉ０が流れている。

本発明のメカニズムについて以下で説明する。

リアクトル１０３と各クラスタ１０４〜１０６の電流Ｉｕｖ^*，Ｖｖｗ^*，Ｖｗｕ^*に、循環電流制御部３１２で制御される循環電流Ｉ０を重畳させることによって、ＶｕｖとＩｕｖの位相差、ＶｖｗとＩｖｗの位相差、ＶｗｕとＩｗｕの位相差が、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕに逆相成分が含まれている場合においても９０°となる。すなわち、各クラスタに流入出する有効電力が零となる。このため、各クラスタの流入出有効電力が零となり、直流電圧アンバランスの発生を抑制できる。

本発明において、零相フィードバック項Ｉ０ＦＢ^*は、使用部品の特性バラツキなどに起因する直流電圧アンバランス発生を抑制する役割を担う。

本実施例の電力変換装置１０２では、各クラスタ１０４〜１０６はリアクトル１０３を介して電力系統１０１に接続している。

本発明は、各クラスタ１０４〜１０６がリアクトル１０３に代えて変圧器を介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

また、本発明は、各クラスタ１０４〜１０６がリアクトル１０３と変圧器とを介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

本発明の第２の実施例について説明する。

実施例１では、フィードフォワード演算器３１０に逆相電流指令値Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*を与えていた。一方、実施例２では、Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*に代えて、実際の逆相電流Ｉｄ２，Ｉｑ２を与える。

これにより、何らかの外乱により、電流制御器３０８が意図した通りに電流を制御できなかった場合、すなわちＩｄ２≠Ｉｄ２^*，Ｉｑ２≠Ｉｑ２である場合においても、各クラスタ１０４〜１０６に流入する有効電力を大略零にできるという効果を得られる。

実施例１と実施例２の相違点は、制御ブロックとフィードフォワード演算器である。したがって、以下では、図８と図９を用いて、実施例２の制御ブロックとフィードフォワード演算器について説明する。

図８の制御ブロックでは、電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕをフィードフォワード演算器８０１に与えている。

次に、図９を用いて、フィードフォワード演算器８０１の内部構成について説明する。

フィードフォワード演算器８０１は、逆相ｄｑ変換ブロック３０７を用いて電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを逆相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０１を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、逆相ｄ軸電流＜Ｉｄ２＞と逆相ｑ軸電流＜Ｉｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介して、ベクトル［＜Ｉｄ２＞，＜Ｉｑ２＞］の大きさと偏角から逆相電流の実効値Ｉ２と位相角δ２を得る。

また、フィードフォワード演算器８０１は、正相ｄｑ変換ブロック３０６を用いて電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを逆相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０１を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、正相ｄ軸電圧＜Ｖｄ１＞、正相ｑ軸電流＜Ｖｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ１，逆相電圧位相角φ１を得る。

発明者らは、各クラスタ１０４〜１０６の流入有効電力を零とするためには、以上で得られたＩ２，δ２，Ｖ１，φ１より、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を持つ循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*をクラスタに流せばよいことを見出した。本発明のメカニズムについては後述する。

〔数１１〕
Ｉ０＝Ｉ２

〔数１２〕
δ０＝２×φ１−δ２±π

上式は次式のように書いても数学的に等価であり、図５では次式を使用したブロック図を描いている。

〔数１３〕
Ｉ０＝−Ｉ２

〔数１４〕
δ０＝２×φ１−δ２

正弦波発生器５０２は、実効値Ｉ０，位相角δ０を有する正弦波信号として循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*を発生させる。

以上で説明した制御ブロック（図３）とフィードフォワード演算器８０１以外は、実施例１と同様である。

本発明の第３の実施例について説明する。

実施例３では、電力系統１０１の電圧が三相不平衡であり、逆相成分を含んでいる場合においても、実施例１，２と同様に、各クラスタ１０４〜１０６の流入出有効電力を零にできるという効果を得られる。

実施例３は、実施例２の図９に示したフィードフォワード演算器８０１を、図１０に示した逆相電圧対応形フィードフォワード演算器１００１に置き換えたことを特徴とする。

逆相電流対応形フィードフォワード演算器１００１は、電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを正相ｄｑ変換ブロック３０６，移動平均演算器４０１を介して正相ｄ軸電流＜Ｉｄ１＞、正相ｑ軸電流＜Ｉｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換器５０１を介して、ベクトル［＜Ｉｄ１＞，＜Ｉｑ１＞］の大きさと偏角から、正相電流実効値Ｉ１，正相電流位相角δ１を得る。

逆相電流対応形フィードフォワード演算器１００１は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを逆相ｄｑ変換ブロック３０７，移動平均演算器４０１を介して逆相ｄ軸電流＜Ｉｄ２＞，逆相ｑ軸電流＜Ｉｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換器５０１を介して、ベクトル［＜Ｉｄ２＞，＜Ｉｑ２＞］の大きさと偏角から、逆相電流実効値Ｉ２，逆相電流位相角δ２を得る。

逆相電流対応形フィードフォワード演算器１００１は、電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕを正相ｄｑ変換ブロック３０６，移動平均演算器４０１を介して正相ｄ軸電圧＜Ｖｄ１＞、正相ｑ軸電圧＜Ｖｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換器５０１を介して、ベクトル［＜Ｖｄ１＞，＜Ｖｑ１＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ１，正相電圧位相角φ１を得る。

逆相電流対応形フィードフォワード演算器１００１は、電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕを逆相ｄｑ変換ブロック３０７，移動平均演算器４０１を介して逆相ｄ軸電圧＜Ｖｄ２＞、逆相ｑ軸電圧＜Ｖｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換器５０１を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ２，正相電圧位相角φ２を得る。

発明者らは、電圧ＶＳｕｖ，ＶＳｖｗ，ＶＳｗｕが逆相成分を含有している場合にも、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を有する循環電流指令値フィードフォワード項Ｉ０ＦＦ^*を循環電流制御部３１２に与えることによって、各クラスタの流入出有効電力を零にできることを見出した。

〔数１４〕
Ｉ０＝（Ｉ１×Ｖ２×cos（δ１−φ２）＋Ｉ２×Ｖ１×cos（δ２−φ１））
／（Ｖ１×cos（δ０−φ１）＋Ｖ２×cos（δ０−φ２））

〔数１５〕
δ０＝tan^-1（（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×sin（δ１＋φ１−φ２）＋Ｖ２
×sin（δ１−２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２×sin（δ２＋φ２−φ１）
＋Ｖ１×sin（δ２−２×φ１）））／（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×cos（δ１
＋φ１−φ２）＋Ｖ２×cos（δ１−２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２
×cos（δ２−φ２＋φ１）−Ｖ１×cos（δ２−２×φ１））））

上式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を有する零相をクラスタを流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕに重畳させると、ＶｕｖとＩｕｖの位相差、ＶｖｗとＩｖｗの位相差、ＶｗｕとＩｗｕの位相差がすべて９０°となる。すなわち、各クラスタに流入出する有効電力が零となり、直流電圧アンバランスの発生を抑制できる。

なお、フィードフォワード演算器１００１は、図１０に示したブロックと完全に同一なアルゴリズムでなくても、〔数１４〕，〔数１５〕と数学的に等価な信号を出力することができれば、他のアルゴリズムを採用することもできる。

本実施例の電力変換装置１０２では、各クラスタ１０４〜１０６はリアクトル１０３を介して電力系統１０１に接続している。

本発明は、各クラスタ１０４〜１０６がリアクトル１０３に代えて変圧器を介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

また、本発明は、各クラスタ１０４〜１０６がリアクトル１０３と変圧器とを介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

１０１ 電力系統
１０２ 電力変換装置
１０３ リアクトル
１０４ ｕｖ相クラスタ
１０５ ｖｗ相クラスタ
１０６ ｗｕ相クラスタ
１０７ 単位セル
２０１ ｘ相上側素子
２０２ ｘ相下側素子
２０３ ｙ相上側素子
２０４ ｙ相下側素子
２０５ 直流コンデンサ
３０１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３０２ 平均値演算器
３０３ 全平均直流電圧制御部
３０４ 全平均直流電圧制御ゲイン
３０５ 補償電流指令値演算部
３０６ 正相ｄｑ変換ブロック
３０７ 逆相ｄｑ変換ブロック
３０８ 電流制御器
３０９ 電圧指令値分配器
３１０ フィードフォワード演算器
３１１ クラスタバランス制御部
３１２ 循環電流制御部
３１３ 循環電流制御ゲイン
４０１ 移動平均演算器
５０１ 直交座標・極座標変換器
５０２ 正弦波発生器
６０１ αβ変換ブロック
６０２ 直交座標・極座標変換ブロック
６０３ クラスタバランス制御ゲイン
８０１ 実電流を使用するフィードフォワード演算器
１００１ 逆相電圧対応形フィードフォワード演算器

Claims (7)

1. １つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をデルタ結線して構成したデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置であって、前記電力変換装置が正相無効電流と逆相電流とを同時に出力することによって、前記電力系統に連系する他の不平衡負荷による正相無効電流と逆相電流とを大略相殺する機能を有する電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置であって、前記の各単位セルの直流コンデンサの両端電圧をバランスする機能を有する電力変換装置を提供するものである。
3. 請求項１，２の電力変換装置において、前記電力系統の電圧の正相成分の位相角をφ１とし、前記電力変換装置の逆相電流指令値または実際の逆相電流の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２とすると、前記の各クラスタが、大略、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０とを有する循環電流を流す機能を有する電力変換装置。
   〔数１〕
   Ｉ０＝Ｉ２
   〔数２〕
   δ０＝２×φ１−δ２±π
4. 請求項１〜３の電力変換装置において、前記電力系統の電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記クラスタに流れる電流の指令値または実際の電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２とした場合、各クラスタが、大略、次式で表わされる実効値Ｉ０と位相角δ０を有する循環電流を出力する機能を有することを特徴とする電力変換装置を提供するものである。
   〔数３〕
   Ｉ０＝（Ｉ１×Ｖ２×cos（δ１−φ２）＋Ｉ２×Ｖ１×cos（δ２−φ１））
   ／（Ｖ１×cos（δ０−φ１）＋Ｖ２×cos（δ０−φ２））
   〔数４〕
   δ０＝tan^-1（（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×sin（δ１＋φ１−φ２）＋Ｖ２×sin（δ１
   −２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２×sin（δ２＋φ２−φ１）＋Ｖ１
   ×sin（δ２−２×φ１）））／（Ｉ１×Ｖ２×（Ｖ１×cos（δ１＋φ１
   −φ２）＋Ｖ２×cos（δ１−２×φ２））−Ｉ２×Ｖ１×（Ｖ２×cos（δ２ −φ２＋φ１）−Ｖ１×cos（δ２−２×φ１））））
5. 請求項１〜４の電力変換装置において、前記の電圧・電流とその位相角、（Ｖ１，φ１，Ｖ２，φ２，Ｉ１，δ１，Ｉ２，δ２）の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜３の電力変換装置において、前記単位セルが単相フルブリッジであることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１〜３の電力変換装置において、前記リアクトルと直列に変圧器を接続したことを特徴とする電力変換装置。

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