JP2015142467A - 電力変換換装及び電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術では，交流系統と変換回路の間に設置する変圧器に関しては，電流センサのオフセット誤差等の存在を想定し，鉄心断面積を大きくすることで偏磁耐量を高めた変圧器を用いることが一般的であった。偏磁耐量を高めた変圧器は，その鉄心断面積が大きいため，これを用いたＳＴＡＴＣＯＭ等，電力変換装置全体の体積・重量・設置面積を増大させている。
【解決手段】エネルギー貯蔵素子とスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線して構成し，前記Δ結線した点を変圧器に接続した電力変換装置において，前記アームまたは前記単位変換器が少なくとも１つのコンデンサを備えており，前記アームに流れる電流が前記のコンデンサのいずれかを必ず流れることを特徴とする電力変換装置を提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換換装置及び電力変換方法に関し、特に、変圧器の耐偏磁の対応に好適な電力変換換装及び電力変換方法に関する。

近年多くの技術分野で電力変換装置が利用されている。この電力変換装置について、特に高電圧を取り扱う分野において知られるモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）を例にとって説明する。

ＭＭＣＣは、双方向チョッパ回路またはフルブリッジ回路を単位変換器とし，複数の単位変換器を直列接続して構成した「アーム」（以下，１つまたは複数の単位変換器の直列回路を「アーム」と称する）を用いて構成した変換器で、正弦波に近く，かつ，単位変換器の内部で使用している半導体スイッチング素子の耐圧以上の高電圧を直接出力できる電圧形電力変換回路（以下，単に変換回路と称する）である。

非特許文献１は，ＭＭＣＣの４つの方式を分類し，それぞれの方式の特徴と応用可能性について開示している。

例えば，非特許文献１は，前記４つの方式のうち２つ，すなわち，ＭＭＣＣ−ＳＳＢＣ（single-star bridge cells）とＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ（single-delta bridge cells）を，ＳＴＡＴＣＯＭに好適な方式として記載している。

なお，ＭＭＣＣ−ＳＳＢＣは，単位変換器としてフルブリッジ回路を直列接続して構成したアーム３つを，Ｙ結線して構成した方式である。

一方，ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣは，前記のアームとリアクトルとを直列接続した回路３つをΔ結線して構成した方式である。

H. Akagi, "Classification, terminology, and application of the modular multilevel cascade converter (MMCC)," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 26, no. 11, Nov. 2011, pp. 3119-3129.

電力変換装置に用いられる変圧器の偏磁を説明するに、例えば、ＭＭＣＣ等の変換回路をとって、その応用として、ＳＴＡＴＣＯＭとして送配電系統（以下，交流系統と称する）に連系する場合，交流系統と変換回路の間に変圧器を設置することが一般的であり、変圧器を設置することによって，電圧の昇降圧や，電気的絶縁の確保が可能となる。

この場合，変換回路の出力電圧は変圧器の巻線に印加されるが，その電圧は交流成分のみを含有し，直流成分を含有していないことが望ましい。

このように，ＭＭＣＣ技術を用いたＳＴＡＴＣＯＭに限らず、広く変圧器を用いた電力変換装置においては、変圧器の巻線に直流電圧が印加された場合，その直流電圧の時間積分に比例した電流が巻線に流れ，変圧器鉄心の磁束密度に直流成分を発生させてしまう。

本明細書では，変圧器鉄心の磁束密度に直流成分が発生することを，直流偏磁(DC magnetization)と称することにする。

過度な直流偏磁が発生すると，変圧器鉄心の磁束密度が，鉄心材料の飽和磁束密度に近付く，あるいはこれを超えてしまうため，変圧器としての正常な動作が阻害されてしまう。

本明細書では，変圧器の巻線に流れる電流の直流成分の許容値を，偏磁耐量と称することにする。

過度な直流偏磁を防止するため，変換回路の出力電圧や，変換回路と変圧器の間を流れる電流をセンサ等で検出し，前記の電圧や電流が交流成分のみを含有し，直流成分を含有しないようにフィードバック制御を行う方法も考えられるが、前記のセンサの検出値や，前記フィードバック制御を実施する手段にオフセット誤差が存在する場合，やはり，過度な直流偏磁を発生させてしまう恐れがある。

したがって，交流系統と変換回路の間に設置する変圧器に関しては，前記のオフセット誤差等の存在を想定し，鉄心断面積を大きくすることで偏磁耐量を高めた変圧器を用いることが一般的であった。

このように偏磁耐量を高めた変圧器は，その鉄心断面積が大きいため，電力変換装置全体の体積・重量・設置面積を増大させる要因となっていた。

本発明の目的は、体積・重量・設置面積を増大させることなく、変圧器の耐偏磁が可能な電力変換換装及び電力変換方法を提供することにある。

上記目的を達成するために，本発明は，変圧器の巻線を通る回路に、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、第１のコンデンサの電圧を出力可能とする第１のスイッチング素子と、第２のコンデンサの電圧を出力可能とする第２のスイッチング素子とを配置し、変圧器の巻線を通る回路に直流成分の電流が流れた場合に、直流成分を減衰させるように第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させるように構成した。

あるいは、コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線して構成し，Δ結線した点を変圧器に接続し，電力変換動作を行っているときに、アームに流れる電流が単位変換器のコンデンサのいずれかを必ず流れるように構成した。

あるいは、コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアーム３つをＹ結線して構成し，Ｙ結線した点を変圧器に接続し，電力変換動作を行っているときに、アームに流れる電流が単位変換器のンデンサのいずれかを必ず流れるように構成した。

あるいは、エネルギー貯蔵素子とスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路２つを直列接続して構成したレグを複数並列接続し，直列回路２つの直列接続した点と変圧器との間の経路に追加単位変換器を配置し、追加単位変換器は、変圧器に流れる電流が，コンデンサのいずれかを必ず流れるように構成した。

あるいは、コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線して構成し，Δ結線した点を変圧器に接続し，単位変換器の少なくも１は、スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、アームに流れる電流が単位変換器のコンデンサを流れるように構成されるように構成した。

あるいは、コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアーム３つをＹ結線して構成し，Ｙ結線した点を変圧器に接続し，単位変換器の少なくも１は、スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、アームに流れる電流が単位変換器のコンデンサを流れるように構成した。

あるいは、エネルギー貯蔵素子とスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路２つを直列接続して構成したレグを複数並列接続した電力変換装置において，直列回路２つの直列接続した点と変圧器との間の経路に追加単位変換器を配置し、単位変換器は、スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、アームに流れる電流が単位変換器のコンデンサを流れるように構成した。

本発明による電力変換装置の第１の形態 ハーフブリッジ形単位変換器 フルブリッジ形単位変換器 本発明による電力変換装置の第２の形態 本発明による電力変換装置の第３の形態 ダブルハーフブリッジ形単位変換器 本発明による電力変換装置の第４の形態 本発明による電力変換装置の第５の形態 双方向チョッパ形単位変換器 ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その１ ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その２ ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その３ コンデンサ電圧に基づいて出力電圧指令値を補正する制御ブロック図 コンデンサ電圧に基づいて電流検出値を補正する制御ブロック図 コンデンサ電圧に基づいて電流指令値を補正する制御ブロック図

本発明の第１の実施例について説明する。

実施例１は，１つまたは複数の単位変換器を直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線し，変圧器を介して交流系統と連系する電力変換装置であって，ＳＴＡＴＣＯＭとして交流系統に連系している。

実施例１の特徴は，各アームに含まれる前記の単位変換器のうち，少なくとも１つが，ハーフブリッジ回路である点である。

言い換えれば，非特許文献１に記載されているＭＭＣＣ−ＳＤＢＣに用いられている単位変換器のうち，各アームに含まれる前記の単位変換器の少なくとも１つを，フルブリッジ回路からハーフブリッジ回路に置き換えた構成である。

本実施例によれば，簡便な回路構成で，前記の変圧器の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる。

以下，実施例１の全体構成を説明した後，単位変換器の構成，単位変換器の出力電圧と電流経路について説明し，アームとしての出力電圧を合成するための制御手段の動作について説明する。加えて，本発明の電力変換装置がＳＴＡＴＣＯＭとして機能することを説明し，最後に，本発明によって変圧器の直流偏磁を防止できる原理を説明する。

まず，図１を参照して，実施例１の全体構成を説明する。

電力変換装置１０４は，変圧器１０５を介して連系母線１０３に連系している。また，連系母線１０３と交流系統１０１の間に，系統インピーダンス１０２が存在している。

以下，電力変換装置１０４の内部構成を説明する。

電力変換装置１０４は，リアクトル１０６とアーム１０７ｕｖの直列回路，リアクトル１０６とアーム１０７ｖｗの直列回路，リアクトル１０６とアーム１０７ｗｕの直列回路の３つが，図１に示すＵ点，Ｖ点，Ｗ点でΔ結線されている構成である。

なお，本明細書では，特に区別する必要が無い場合，アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕを総称して「アーム１０７」と称することとする。

また，各アーム１０７は，ハーフブリッジ形単位変換器１０８と，フルブリッジ形単位変換器１０９の直列回路である。ハーフブリッジ形単位変換器１０８とフルブリッジ形単位変換器１０９の内部構成については後述する。

本発明の特徴は，各アーム１０７にハーフブリッジ形単位変換器を用いた点にある。

なお，以下では，一例として図１に描いたように，各アーム１０７が，１つのハーフブリッジ形変換器１０８と複数のフルブリッジ形単位変換器１０９を含んでいる場合について説明する。

しかし，各アーム１０７が含んでいるハーフブリッジ形単位変換器１０８の数は必ずしも１つである必要はなく，複数であっても本発明の効果を得ることができる。さらに，各アーム１０７がハーフブリッジ形単位変換器１０８のみを含んでおり，フルブリッジ形単位変換器１０９を含んでいない場合にも，本発明の効果を得ることができる。

また，本実施例では，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の個数と，フルブリッジ形単位変換器１０９の個数の合計をＮと表記する。

本明細書では，特に区別する必要が無い場合，ハーフブリッジ形単位変換器１０８とフルブリッジ形単位変換器１０９，および図６，図９を参照して後述するダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３，双方向チョッパ形単位変換器８０４を，総称して単に「単位変換器」と称する。

なお，電力変換装置１０４の動作原理，および，中央制御手段１１０，送信用通信線１１１，受信用通信線１１２については，単位変換器１０８，１０９の内部構成を説明した後に説明する。

以下，図１に描いた各部の電圧・電流を定義する。

交流系統１０１と連系母線１０３の各相をＡ相，Ｂ相，Ｃ相と称し，交流系統１０１の線間電圧をＶＳａｂ，ＶＳｂｃ，ＶＳｃａと表記し，連系母線１０３の線間電圧をＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと表記する。

また，連系母線から電力変換装置１０４に流れる電流をＩａ，Ｉｂ，Ｉｃと表記する。

変圧器１０５のアーム１０７側の各相をＵ相，Ｖ相，Ｗ相と称し，変圧器１０５からＵ点，Ｖ点，Ｗ点に流れる電流をＩＵ，ＩＶ，ＩＷと表記する。

さらに，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕの出力電圧をそれぞれＶｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕと表記し，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕを流れる電流をそれぞれＩｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕと表記する。

以下，図２を参照して，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部構成を説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されている。これを，第１の直列回路と称することとする。

また，ハーフブリッジ形単位変換器１０８は，エネルギー貯蔵素子として，上側コンデンサ２０３Ｐと下側コンデンサ２０３Ｎの２つのコンデンサを備えている。

上側コンデンサ２０３Ｐと下側コンデンサ２０３Ｎはｍ点で直列接続されている。これを，第２の直列回路と称することとする。

ハーフブリッジ形単位変換器１０８は，前記の第１，第２の直列回路をｐ点とｎ点で並列接続した構成である。

以下，ハーフブリッジ形単位変換器１０８における電圧・電流を定義する。

ｍ点を基準としたｘ点の電圧をハーフブリッジ形単位変換器１０８の出力電圧と称し，Ｖｊｋと表記する。

ただし，ｊは該ハーフブリッジ形単位変換器１０８の属するアーム１０７を表わし，ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕである。また，ｋは該ハーフブリッジ形単位変換器１０８のアーム１０７における番号を表わし，ｋ＝１，２，…，Ｎである。以下，本明細書において，単位変換器の各部電圧に付記されたｊ，ｋは同様の意味を表わす。

上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＰｊｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＮｊｋと表記する。

本明細書では，特に区別する必要が無い場合，図２のＸ相上側スイッチング素子２０１ＸＰ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮ，および，後述する他の単位変換器（図３，図６，図９を参照）に用いられているスイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮについても，総称して単に「スイッチング素子２０１」と称する。

また，本明細書では，特に区別する必要が無い場合，図２のＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰ，Ｘ相下側環流ダイオード２０２ＸＮ，および，後述する他の単位変換器（図３，図６，図９を参照）に用いられている環流ダイオード２０２ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮについても，総称して単に「環流ダイオード２０２」と称する。

また，図２，図３，図６，図９では，スイッチング素子としてＩＧＢＴ（insulated-gate bipolar transistor）の記号を描いているが，本発明はこれに限るものではなく，オン・オフ制御形スイッチング素子であれば，ＢＪＴ（bipolar junction transistor），ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor），ＧＴＯ（gate turn-off）サイリスタ，ＩＧＣＴ（integrated gate-commutated thyristor）等，他の方式のスイッチング素子を用いた場合にも，本発明の効果を得ることができる。

以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｊｋの関係を説明する。また，電流Ｉｊの流れる経路についても説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフである場合，ｍ点を基準としたｘ点の電圧は，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｊｋと概ね等しくなる。すなわち，Ｖｊｋ＝ＶＣＰｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，上側コンデンサ２０３Ｐを通って流れる。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオンである場合，ｍ点を基準としたｘ点の電圧は，下側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＮｊｋと大きさが概ね等しく，かつ，逆極性の電圧となる。すなわち，Ｖｊｋ＝−ＶＣＮｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，下側コンデンサ２０３Ｎを通って流れる。

以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋを制御できることが分かる。

また，ハーフブリッジ形単位変換器１０８においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｊはコンデンサ２０３Ｐ，Ｎのいずれかを通ることが分かる。

なお，ハーフブリッジ形単位変換器１０８は，ハーフブリッジ形単位変換器制御手段２０４を備えているが，その動作については，後述する。

以下，図３を参照して，フルブリッジ形単位変換器１０９の内部構成を説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されている。これを，第１の直列回路と称することとする。

Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰとＹ相上側環流ダイオード２０２ＹＰの逆並列回路と，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮとＹ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｙ点で直列接続されている。これを，第２の直列回路と称することとする。また，フルブリッジ形単位変換器１０９は，エネルギー貯蔵素子として，コンデンサ２０３を備えている。

フルブリッジ形単位変換器１０９は，前記第１，第２の直列回路とコンデンサ２０３がｐ点とｎ点で並列接続した構成である。

以下，フルブリッジ形単位変換器１０９における電圧・電流を定義する。

ｙ点を基準としたｘ点の電圧をフルブリッジ形単位変換器１０９の出力電圧と称し，Ｖｊｋと表記する。

また，コンデンサ２０３の電圧をＶＣｊｋと表記する。

以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｊｋの関係を説明する。また，電流Ｉｊの流れる経路についても説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，概ね零となる。すなわち，Ｖｊｋ＝０である。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，コンデンサ２０３を通らない。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，コンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。すなわち，Ｖｊｋ＝ＶＣｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，コンデンサ２０３を通る。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，コンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋと大きさが概ね等しく，逆極性の電圧となる。すなわち，Ｖｊｋ＝−ＶＣｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，コンデンサ２０３を通る。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，概ね零となる。すなわち，Ｖｊｋ＝０である。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，コンデンサ２０３を通る。

以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，フルブリッジ形単位変換器１０９の出力電圧Ｖｊｋを制御できることが分かる。

また，フルブリッジ形単位変換器１０９においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に依存して，電流Ｉｊがコンデンサ２０３を通る場合と通らない場合とが存在する。

一方で，前述の通り，ハーフブリッジ形単位変換器１０８では，電流Ｉｊがコンデンサ２０３Ｐ，Ｎのいずれかを必ず通る。

これは，ハーフブリッジ形単位変換器１０８とフルブリッジ形単位変換器１０９の相違点の１つである。

アーム１０７の電流Ｉｊに着目して言い換えれば，アーム１０７を流れる電流Ｉｊは，アーム１０７に含まれる少なくとも１つのコンデンサを必ず通ることになる。

本実施例，および図１では，ハーフブリッジ形単位変換器１０８を用いた場合について記述しているが，本発明はこれに限るものではなく，各アームに流れる電流が少なくとも１つのコンデンサ等の電力貯蔵素子を必ず通る場合には，本実施例と同様の効果が得られる。

以下，電力変換装置１０４の制御手段について説明する。また，該制御手段によって，アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕの出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを合成する方法について説明する。

中央制御手段１１０は，各単位変換器１０８，１０９に対して，送信用通信路１１１を介して，例えばゲート信号ｇｊｋ（ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ，ｋ＝１，２，…，Ｎ）を送信する。

各単位変換器１０８，１０９は，中央制御手段１１０から受診したｇｊｋに基づいて各スイッチング素子のオン・オフを制御し，出力電圧Ｖｊｋを制御する。

また，中央制御手段１１０は，各単位変換器１０８，１０９から，受信用通信路１１２を介して，例えば電圧検出手段２０５Ｐ，Ｎを介して検出したコンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ，ｋ＝１，２，…，Ｎ）の検出値を受信する。

送信用通信路１１１と受信用通信路１１２は，例えば電線，光ファイバ，あるいは無線等の通信路である。

各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは，各アーム１０７を構成する単位変換器１０８，１０９の出力電圧Ｖｊｋの和である。したがって，前述の制御手段の動作によってＶｊｋを制御することによって，アーム１０７としての出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを合成できる。

例えば，非特許文献１にて開示されているような位相シフトＰＷＭ（pulse-width modulation）を適用することにより，Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを，正弦波に近いマルチレベル電圧波形とすることができる。

以下，電力変換装置１０４がＳＴＡＴＣＯＭとして機能する原理を説明する。なお，説明を簡単にするため，変圧器１０５の巻数比を１：１とし，かつ，連系母線１０３側とアーム１０７側で，移相がないものと仮定して説明する。

また，以下では，各アームの出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分のみに着目して説明し，高調波成分については説明を簡単にするため無視する。

まず，電力変換装置１０４が容量性（capacitive）の無効電力を出力する原理について説明する。

前述の制御手段の動作によって，各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと同位相で，かつ，より大きな振幅をもつように制御する。

この場合，リアクトル１０６と変圧器１０５の漏れインダクタンスに印加される電圧は，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと逆位相の電圧となる。

正弦波定常状態を仮定した場合，リアクトル１０５と変圧器１０５の漏れインダクタンスに流れる電流は，その印加電圧より９０°だけ遅れる。

この場合，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕに流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕは，ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと逆位相の電圧から９０°だけ遅れた電圧，言い換えれば，ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａから９０°だけ位相の進んだ電流となる。

また，連系母線１０３から電力変換装置１０４に流れる電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは，連系母線１０３の相電圧ＶＲａ，ＶＲｂ，ＶＲｃから９０°だけ位相の進んだ電流となる。

さらに，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと，各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅の差を制御することにより，電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，ＩｗｕおよびＩａ，Ｉｂ，Ｉｃの振幅を制御できる。言い換えれば，容量性の無効電力の大きさを制御できる。

次に，電力変換装置１０４が誘導性（inductive）の無効電力を出力する原理について説明する。

前述の制御手段の動作によって，各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと同位相で，かつ，より小さな振幅となるように制御する。

この場合，リアクトル１０６と変圧器１０５の漏れインダクタンスに印加される電圧は，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと同位相の電圧となる。

正弦波定常状態を仮定した場合，リアクトル１０５と変圧器１０５の漏れインダクタンスに流れる電流は，その印加電圧より９０°だけ遅れる。

この場合，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕに流れる電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕは，ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａから９０°だけ位相の遅れた電流となる。

また，連系母線１０３から電力変換装置１０４に流れる電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは，連系母線１０３の相電圧ＶＲａ，ＶＲｂ，ＶＲｃから９０°だけ位相の遅れた電流となる。

以上より，電力変換装置１０４が誘導性の無効電力を出力できることが分かる。

また，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと，各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅の差を制御することにより，電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，ＩｗｕおよびＩａ，Ｉｂ，Ｉｃの振幅を制御できる。言い換えれば，容量性の無効電力の大きさを制御できる。

以上より，連系母線１０３の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと，各アーム１０７の出力電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅の大小関係を制御することにより，電力変換装置１０４は，容量性もしくは誘導性の無効電力を任意に出力でき，かつ，その大きさを任意に制御できることが分かる。言い換えれば，電力変換装置１０４は，ＳＴＡＴＣＯＭとして機能する。

なお，以上の説明では，３つのアーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕが同じ大きさの無効電力を出力する場合について説明したが，ＶＲａｂとＶｕｖの振幅の大小関係，ＶＲｂｃとＶｖｗの振幅の大小関係，ＶＲｃａとＶＲｗｕの振幅の大小関係を個別に制御することにより，３つのアーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕがそれぞれ異なる無効電力を出力することも可能である。

次に，本発明の特徴であるアーム１０７にハーフブリッジ形単位変換器１０８を備えることによって，変圧器１０５の過度な直流偏磁を防止できる原理を説明する。

まず，図１０を参照して，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｊｋと，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｊｋが等しい場合（ＶＣＰｊｋ＝ＶＣＮｊｋ）における，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋの概略波形について説明する。

図１０は，例えばＰＷＭによって，その基本波成分がＶｊｋｆｕｎｄとなるようにＶｊｋのパルス列を生成した場合である。

図１０のようにＶＣＰｊｋ＝ＶＣＮｊｋである場合，Ｖｊｋは基本波成分Ｖｊｋｆｕｎｄを含有するが，直流成分を含有しない。

さて，前述のように，ハーフブリッジ形単位変換器１０８では，アーム電流Ｉｊ（ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ）が上側コンデンサ２０３Ｐ，下側コンデンサ２０３Ｎのいずれかを必ず通る。

ところで変圧器１０５が直流偏磁している場合，アーム電流Ｉｊに直流成分が含有されている。したがって，Ｉｊに含有されている直流成分を減衰できれば，過度な直流偏磁を防止できる。

電流Ｉｊ（ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ）が直流成分Ｉｊｄｃを含有し，かつ，Ｉｊｄｃ＞０である場合，スイッチング素子のオン・オフ状態に依存して，Ｉｊｄｃは上側コンデンサ２０３Ｐを充電するか，または下側コンデンサ２０３Ｎを放電するかのいずれかの経路を通る。

言い換えれば，正の直流成分Ｉｊｄｃによって，ＶＣＰｊｋは上昇し，ＶＣＮｊｋは低下する。したがって，ＶＣＰｊｋ＞ＶＣＮｊｋとなる。これについては図１１を参照して後述する。

また，電流Ｉｊが直流成分Ｉｊｄｃを含有し，かつ，Ｉｊｄｃ＜０である場合，スイッチング素子のオン・オフ状態に依存して，Ｉｊｋｄｃは上側コンデンサ２０３Ｐを放電するか，または下側コンデンサ２０３Ｎを充電するかのいずれかの経路を通る。

言い換えれば，負の直流成分Ｉｊｄｃによって，ＶＣＰｊｋは低下し，ＶＣＮｊｋは上昇する。したがって，ＶＣＰｊｋ＜ＶＣＮｊｋとなる。これについては図１２を参照して後述する。

正のＩｊｋｄｃによってＶＣＰｊｋ＞ＶＣＮｊｋとなった場合，図１０に示した概略波形は図１１のように変化する。

ＶＣＰｊｋ＞ＶＣＮｊｋとなったため，Ｖｊｋの正の電圧パルスは，負の電圧パルスよりもその大きさが大きくなる。したがって，Ｖｊｋは基本波成分Ｖｊｋｆｕｎｄに加えて正の直流成分Ｖｊｋｄｃを含有する。

単位変換器１０８の出力電圧の直流成分Ｖｊｋｄｃが正である場合（Ｖｊｋｄｃ＞０）は，アーム電流Ｉｊの正の直流成分（Ｉｊｄｃ＞０）を妨げる極性の電圧となる。

以上を要約すれば，Ｉｊの正の直流成分Ｉｊｄｃによって，正のＶｊｋｄｃが発生し，発生した正のＶｊｋｄｃは正のＩｊｄｃを減衰させる。

また，負のＩｊｄｃによってＶＣＰｊｋ＜ＶＣＮｊｋとなった場合，図１０に示した概略波形は図１２のように変化する。

ＶＣＰｊｋ＜ＶＣＮｊｋとなったため，Ｖｊｋの正の電圧パルスは，負の電圧パルスよりもその大きさが小さくなる。したがって，Ｖｊｋは基本波成分Ｖｊｋｆｕｎｄに加えて負の直流成分Ｖｊｋｄｃを含有する。

単位変換器１０８の出力電圧の直流成分Ｖｊｋｄｃが負である場合（Ｖｊｋｄｃ＜０）は，アーム電流Ｉｊの負の直流成分（Ｉｊｄｃ＜０）を妨げる極性の電圧となる。

以上を要約すれば，Ｉｊの負の直流成分Ｉｊｄｃによって，負のＶｊｋｄｃが発生し，発生した負のＶｊｋｄｃは負のＩｊｄｃを減衰させる。

以上より，ハーフブリッジ形単位変換器１０８に含まれるコンデンサ２０３Ｐ，Ｎは，その充放電によって，アーム電流Ｉｊの正負いずれの直流成分Ｉｊｋｄｃをも減衰できることがわかる。

したがって，変圧器１０５の過度な直流偏磁を防止できる。

以上で説明したように，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の特長によって，アーム１０７を流れる電流が少なくとも１つのコンデンサを必ず通ることによって，変圧器１０５の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる。

なお，以上では，３つのアーム１０７とリアクトル１０６との直列回路がΔ結線されている場合（図１）を例として説明した。

本発明は，図４に示すように，３つのアームがＹ結線されている場合にも適用でき，同様の効果を得られる。

なお，図４では，アーム１０７ｕ，ｖ，ｗと変圧器１０５を直接接続している回路図を描いているが，アーム１０７ｕ，ｖ，ｗと変圧器１０５との間にリアクトルを備えていても同様の効果を得られる。

本発明の第２の実施例について説明する。

実施例２は，実施例１と同様に，１つまたは複数の単位変換器を直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線し，変圧器を介して交流系統と連系する電力変換装置であって，ＳＴＡＴＣＯＭとして交流系統に連系している。

実施例２の特徴は，各アームに含まれる前記の単位変換器のうち，少なくとも１つが，２つのハーフブリッジ回路を逆直列接続したダブルハーフブリッジ回路である点である。

言い換えれば，非特許文献１に記載されているＭＭＣＣ−ＳＤＢＣに用いられている単位変換器のうち，各アームに含まれる前記の単位変換器の少なくとも１つを，ダブルハーフブリッジ回路に置き換えた構成である。

本実施例によれば，実施例１と同様に，簡便な回路構成で，前記の変圧器の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる。

さらに，ダブルハーフブリッジ回路を用いた単位変換器（以下，ダブルハーフブリッジ形単位変換器と称する）では，ハーフブリッジ形単位変化器１０８の概ね２倍（フルブリッジ形単位変換器１０９と概ね同じ）の電圧を出力できるという効果を得られる。

以下，実施例１の全体構成を説明した後，単位変換器の構成，単位変換器の出力電圧と電流経路について説明し，アームとしての出力電圧を合成するための制御手段の動作について説明する。加えて，本発明の電力変換装置がＳＴＡＴＣＯＭとして機能することを説明し，最後に，本発明によって変圧器の直流偏磁を防止できる原理を説明する。

まず，図５を参照して，実施例１の全体構成を説明するが，実施例１の図１との相違点についてのみ説明する。

本実施例の図５に示す電力変換装置５０１では，図１とは異なり，各アーム５０２ｕｖ，ｖｗ，ｗｕが少なくとも１つのダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３を備えている点を特徴とする。

ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３は，２つのハーフブリッジ回路を逆直列接続した回路であり，詳細は図６を用いて後述する。

本実施例における電力変換装置５０１がＳＴＡＴＣＯＭとして機能する原理，および，アーム電流Ｉｊの直流成分Ｉｊｄｃを減衰させ，変圧器１０５の偏磁を防止できる原理については，実施例１と概ね同様である。

以下，図６を参照して，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３の内部構成を説明する。

ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３は，Ｘ相ハーフブリッジ６０１ＸとＹ相ハーフブリッジ６０１Ｙをｍ点で逆直列に接続した構成である。また，Ｘ相ハーフブリッジ６０１ＸとＹ相ハーフブリッジ６０１Ｙを制御するダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２を備えている。

本明細書では特に区別する必要が無い場合，Ｘ相ハーフブリッジ６０１ＸとＹ相ハーフブリッジ６０１Ｙを総称して単に「ハーフブリッジ６０１」と称することにする。

以下，ハーフブリッジ６０１Ｘの内部構成を説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されている。これを，第１の直列回路と称することとする。

また，ハーフブリッジ６０１Ｘは，エネルギー貯蔵素子として，Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰとＸ相下側コンデンサ２０３ＸＮの２つのコンデンサを備えている。

Ｘ相上側コンデンサ２０３ＹＰとＸ相下側コンデンサ２０３ＹＮはｍ点で直列接続されている。これを，第２の直列回路と称することとする。

ハーフブリッジ６０１Ｘは，前記の第１，第２の直列回路をｐｘ点とｎｘ点で並列接続した構成である。

次に，ハーフブリッジ６０１Ｙの内部構成を説明する。

Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰとＹ相上側環流ダイオード２０２ＹＰの逆並列回路と，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮとＹ相下側環流ダイオード２０２ＹＮの逆並列回路は，ｙ点で直列接続されている。これを，第１の直列回路と称することとする。

また，ハーフブリッジ６０１Ｙは，エネルギー貯蔵素子として，Ｙ相上側コンデンサ２０３ＹＰとＹ相下側コンデンサ２０３ＹＮの２つのコンデンサを備えている。

Ｙ相上側コンデンサ２０３ＹＰとＸ相下側コンデンサ２０３ＹＮはｍ点で直列接続されている。これを，第２の直列回路と称することとする。このｍ点は，Ｘ相ハーフブリッジ６０１のｍ点と共通である。

ハーフブリッジ６０１Ｙは，前記の第１，第２の直列回路をｐｙ点とｎｙ点で並列接続した構成である。

以上で説明したように，Ｘ相ハーフブリッジ６０１ＸとＹ相ハーフブリッジ６０１Ｙのｍ点は接続されている。

以下，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３における電圧・電流を定義する。

ｙ点を基準としたｘ点の電圧をダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３の出力電圧と称し，Ｖｊｋと表記する。

ただし，ｊは該ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３の属するアーム５０２を表わし，ｊ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕである。また，ｋは該ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０４のアーム５０２における番号を表わし，ｋ＝１，２，…，Ｎである。以下，本明細書において，単位変換器の各部電圧に付記されたｊ，ｋは同様の意味を表わす。

Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰの電圧をＶＣＸＰｊｋ，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＸＮの電圧をＶＣＸＮｊｋと表記する。

同様に，Ｙ相上側コンデンサ２０３ＹＰの電圧をＶＣＹＰｊｋ，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＹＮの電圧をＶＣＹＮｊｋと表記する。

以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｊｋの関係を説明する。また，電流Ｉｊの流れる経路についても説明する。

ただし，以下の説明では，４つのコンデンサ２０３の電圧が概ね等しい場合を仮定し，ＶＣＸＰｊｋ＝ＶＣＸＮｊｋ＝ＶＣＹＰｊｋ＝ＶＣＹＮｊｋ＝ＶＣｊｋと近似して説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰの電圧とＹ相上側コンデンサ２０３ＹＰの電圧の差，すなわち概ねＶｊｋ＝０となる。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰとＹ相上側コンデンサ２０３ＹＰを通る。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰの電圧とＹ相下側コンデンサ２０３ＹＮの電圧の和，すなわち概ねＶｊｋ＝２ＶＣｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，Ｘ相上側コンデンサ２０３ＸＰとＹ相下側コンデンサ２０３ＹＮを通る。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＸＮの電圧とＹ相上側コンデンサ２０３ＹＰの電圧の和の逆極性の電圧，すなわち概ねＶｊｋ＝−２ＶＣｊｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＸＮとＹ相上側コンデンサ２０３ＹＰを通る。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＸＰの電圧とＹ相下側コンデンサ２０３ＹＮの電圧の差，すなわち概ねＶｊｋ＝０となる。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｊは，Ｘ相下側コンデンサ２０３ＸＮとＹ相下側コンデンサ２０３ＹＮを通る。

以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３の出力電圧Ｖｊｋを制御できることが分かる。

また，ダブルブリッジ形単位変換器１０９においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｊがいずれか２つのコンデンサ２０３を通ることが分かる。

ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３の特長によって，アーム１０７を流れる電流は少なくとも２つのコンデンサを必ず通る。これによって，実施例１の図１０〜１２を用いて説明した原理に従って，変圧器１０５の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる。

以下，図６を参照して，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３において，２つのハーフブリッジ６０１Ｘ，Ｙのｍ点を接続することにより得られるもう１つの効果を説明する。

図６に示すように，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３は，２つのハーフブリッジ６０１Ｘ，Ｙを制御するダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２を備えている。

ダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２は，４つのスイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮを制御する。

ここで，図６に示すようにダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２の基準電位と，ｍ点の電位を等電位Ｇｃとした場合，ダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２と，各スイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮとの電位差は，それぞれ最大でコンデンサ２０３ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮの電圧と概ね等しくなる。

すなわち，ダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段６０２と各スイッチング素子２０１との間の電気的絶縁は，１つのコンデンサ２０３の電圧に耐えればよく，しかも，１つの制御手段で，４つのスイッチング素子のオン・オフを制御できるという効果を得られる。

一方，実施例１における図２に示したハーフブリッジ形単位変換器１０８を２つ用いた場合，１つの制御手段で２つのスイッチング素子を制御することになり，制御手段１つあたり制御できるスイッチング素子の個数が少ない。

さらに，図２に示すハーフブリッジ形単位変換器１０８を２つ直列接続し，該２つハーフブリッジ形単位変換器に含まれる４つのスイッチング素子を１つの制御手段で制御しようとした場合，該制御手段と４つのスイッチング素子との間の電気的絶縁は，２つのコンデンサ２０３の電圧の和に耐える必要がある。

以上で説明したように，ハーフブリッジ形単位変換器１０８を単に２台用いることに比較して，ダブルハーフブリッジ形単位変換器５０３では，制御手段１つあたり制御できるスイッチング素子の数が２倍にでき，かつ，制御手段と各スイッチング素子との間の絶縁耐力をコンデンサ１つ分の電圧にすることができるという効果を得られる。

なお，以上では，３つのアーム５０２とリアクトル１０６との直列回路がΔ結線されている場合（図５）を例として説明した。

本発明は，図７に示すように，３つのアームがＹ結線されている場合にも適用でき，同様の効果を得られる。

なお，図７では，アーム５０２ｕ，ｖ，ｗと変圧器１０５を直接接続している回路図を描いているが，アーム５０２ｕ，ｖ，ｗと変圧器１０５との間にリアクトルを備えていても同様の効果を得られる。

本発明の第３の実施例について説明する。

実施例１は，１つまたは複数の単位変換器を直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路２つから構成されるレグを３つ並列接続し，さらに前記直列回路２つの接続点を前記レグの交流端子として変圧器を介して交流系統と連系する電力変換装置であって，前記レグの交流端子と前記変圧器との間に，各相に少なくとも１つのハーフブリッジ形単位変換器を接続した構成である。

本実施例の電力変換装置は，例えば直流送電（ＨＶＤＣ）システムとして交流系統に連系している。

言い換えれば，実施例３の特徴は，非特許文献１に記載されているＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ（double-star chopper cells）の交流出力端子と変圧器との間に，ハーフブリッジ形単位変換器を直列接続した点である。

本実施例によれば，実施例１と同様に簡便な回路構成で，前記の変圧器の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる他，交直電力変換が可能となるという効果を得られる。

以下，図８を参照して，本実施例の全体構成を説明する。

電力変換装置８０１は，変圧器１０５，ハーフブリッジ形単位変換器１０８，レグ８０２ｕ，ｖ，ｗを備えている。

Ｕ相について説明すると，レグ８０２ｕは，アーム８０３ｕｐ，２つのリアクトル８０３，アーム８０３ｕｎの直列回路であり，図８に示すように，前記２つのリアクトル８０３の接続点をＵ’点と称することにする。

変圧器１０５のＵ点とレグ８０２ｕのＵ’点との間にハーフブリッジ形単位変換器１０８を直列接続する。

同様に，レグ８０２ｖは，アーム８０３ｖｐ，２つのリアクトル８０３，アーム８０３ｖｎの直列回路であり，図８に示すように，前記２つのリアクトル８０３の接続点をＶ’点と称することにする。

変圧器１０５のＶ点とレグ８０２ｖのＶ’点との間にハーフブリッジ形単位変換器１０８を直列接続する。

また，レグ８０２ｗは，アーム８０３ｗｐ，２つのリアクトル８０３，アーム８０３ｗｎの直列回路であり，図８に示すように，前記２つのリアクトル８０３の接続点をＷ’点と称することにする。

変圧器１０５のＷ点とレグ８０２ｗのＷ’点との間にハーフブリッジ形単位変換器１０８を直列接続する。

また，レグ８０２ｕ，ｖ，ｗを，図８に示すようにＰ点とＮ点で並列接続する。

Ｐ点とＮ点の間には，直流装置８０５が接続されている。直流装置８０５は，例えば直流負荷，直流電源，他の交直変換装置等である。例えば，直流送電線を介して他の交直変換装置を接続すれば，電力変換装置８０１と直流装置８０５はＨＶＤＣシステムを構成する。

本明細書では特に区別する必要が無い場合，レグ８０２ｕ，ｖ，ｗを総称して単に「レグ８０２」と称することにする。同様に，アーム８０３ｕｐ，ｕｎ，ｖｐ，ｖｎ，ｗｐ，ｗｎを総称して単に「アーム８０３」と称することにする。

以下，図９を参照して，双方向チョッパ形単位変換器８０５の内部構成について説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されている。

また，双方向チョッパ形単位変換器８０５は，エネルギー貯蔵素子としてコンデンサ２０３を備えている。

双方向チョッパ形単位変換器８０５は，前記の直列回路とコンデンサ２０３をｐ点とｎ点で並列接続した構成である。

ｎ点を基準としたｘ点の電圧を双方向チョッパ形単位変換器８０５の出力電圧と称し，Ｖｊｋと表記する。

また，コンデンサ２０３の電圧をＶＣｊｋと表記する。

以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｊｋの関係を説明する。また，電流Ｉｊの流れる経路についても説明する。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフである場合，ｎ点を基準としたｘ点の電圧は，コンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。すなわち，Ｖｊｋ＝ＶＣｊｋである。

Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオンである場合，ｎ点を基準としたｘ点の電圧は概ね零となる。すなわち，Ｖｊｋ＝０である。

以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，双方向チョッパ形単位変換器８０５の出力電圧Ｖｊｋを制御できることが分かる。

なお，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部構成と動作については，実施例１において説明した通りである。

以下の説明では，変圧器１０５のＵ点，Ｖ点，Ｗ点に流れる電流を図８に示す通り，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと称することにする。

電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに直流成分が含まれている場合，変圧器１０５に直流偏磁が発生する。また，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれている直流成分を減衰させることができれば，変圧器１０５の偏磁を防止できる。

さて，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはハーフブリッジ形単位変換器１０８を通る。すなわち，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部のコンデンサ２０３Ｐまたは２０３Ｎのいずれかを必ず通る。

言い換えれば，変圧器１０５を流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは，ハーフブリッジ形単位変換器１０８を必ず通る。

したがって，実施例１において，図１０〜１２を用いて説明した原理と同様の原理によって，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれる直流成分を減衰させることができる。

すなわち，ハーフブリッジ形単位変換器１０８をＵ点-Ｕ’点，Ｖ点-Ｖ’点，Ｗ点-Ｗ’点の間に直列接続することによって，変圧器１０５の直流偏磁を防止できるという効果を得られる。

なお，図８において，Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のハーフブリッジ形単位変換器１０８の直列接続の個数を１つとして描いているが，複数個を直列接続しても同様の効果を得られる。

また，図８において，Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のハーフブリッジ形単位変換器１０８に代えて，ダブルハーフブリッジ形単位変換器（図６）を用いても，同様の効果を得られる。

本発明の第４の実施例について説明する。

実施例１では，図１０〜１３に示す概略波形を参照して，ハーフブリッジ形単位変換器のコンデンサの充放電の働きによって，変圧器の巻線を流れる直流電流を減衰できる原理を説明した。

本実施例ではこれに加えて，ハーフブリッジ形単位変換器の２つのコンデンサの電圧を計測し，これをバランスするように制御する手段を追加したことに特長がある。

これによって，変圧器の巻線を流れる電流の直流成分を直接センシングすることなく，かつ，積極的に直流電流を減衰できるという効果を得られる。

以下，実施例１で説明した図１の電力変換装置１０４に，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎのバランス制御を追加した本実施例の中央制御手段１１０の構成を述べる。

以下，図１３を参照して，本実施例における中央制御手段１１０の内部構成と動作を説明する。

図１３に，図１に中央制御手段１１０の内部構成の一例を示す。以下，後述する図１４との区別のために，図１３を「中央制御手段１１０ａ」と称することにする。

図１３は，ハーフブリッジ形単位変換器１０８が備えている２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧に基づいて，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕの電圧指令値を補正する機能を有する。

中央制御手段１１０ａは，全コンデンサ電圧制御手段１３０１，電力制御手段１３０２，電流制御手段１３０３，コンデンサ電圧バランス制御手段１３０４，ゲートパルス生成手段１３０５とから構成されている。

本発明の特徴は，中央制御手段１１０ａが，コンデンサ電圧バランス制御手段１３０４を備えている点である。

以下，各部の機能を説明する。

全コンデンサ電圧制御手段１３０１は，各単位変換器１０８，１０９のコンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値あるいは合計値ＶＣをその指令値ＶＣ＊に極力一致させるため，例えば有効電力指令値Ｐ＊を生成する。

また，中央制御手段１１０ａは無効電力指令値Ｑ＊を図示されていない外部の制御システムから受信する。あるいは，中央制御手段１１０ａの内部でＱ＊を生成しても，本実施例の効果を得られる。

電力制御手段１３０２は，Ｐ＊とＱ＊とを実現するため，例えばアーム電流指令値Ｉｕｖ＊，Ｉｖｗ＊，Ｉｗｕ＊を生成する。

電流制御手段１３０３は，例えばアーム電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの計測値，連系点の線間電圧ＶＲａｂ，ＶＲｂｃ，ＶＲｃａと，アーム電流指令値Ｉｕｖ＊，Ｉｖｗ＊，Ｉｗｕ＊から，アーム電圧指令値Ｖｕｖ＊，Ｖｖｗ＊，Ｖｗｕ＊を生成する。

以下，本発明の特徴である，コンデンサ電圧バランス制御手段１３０４について説明する。ただし，以下では，各アーム１０７がハーフブリッジ形単位変換器１０８を１つだけ備えており，その番号が１（すなわち，ｋ＝１）の場合を例にして説明する。

アーム１０７ｕｖに含まれるハーフブリッジ形単位変換器１０８ついて，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｕｖ１と，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｕｖ１の差を減算器１３０５によって求める。

同様に，アーム１０７ｖｗに含まれるハーフブリッジ形単位変換器１０８ついて，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｖｗ１と，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｖｗ１の差を減算器１３０５によって求める。

また，アーム１０７ｗｕに含まれるハーフブリッジ形単位変換器１０８ついて，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｗｕ１と，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｗｕ１の差を減算器１３０５によって求める。

以上で求めた３つの差，すなわち補正電圧ＶＤＣＣｕｖ，ＶＤＣＣｖｗ，ＶＤＣＣｗｕにそれぞれゲイン１３０６を乗算し，加算器１３０７によって，その結果をそれぞれアーム電圧指令値Ｖｕｖ＊，Ｖｖｗ＊，Ｖｗｕ＊に加算し，Ｖｕｖ’＊，Ｖｖｗ’＊，Ｖｗｕ’＊を演算する。

なお，図１３では，ゲイン１３０６として比例ゲインＫＤＣＣｂを描いているが，ゲイン１３０６としては，比例（Ｐ）ゲインだけでなく，比例・積分（ＰＩ）ゲイン，比例・積分・微分（ＰＩＤ）ゲインやその組み合わせであっても，本発明の効果を得られる。

ゲートパルス生成手段は，例えばＶｕｖ’＊，Ｖｖｗ’＊，Ｖｗｕ’＊と，各コンデンサの電圧ＶＣｊｋから，各単位変換器１０８，１０９へのゲートパルスｇｕｖｋ，ｇｖｗｋ，ｇｗｕｋを演算する。

中央制御手段１１０は，演算したゲートパルスｇｕｖｋ，ｇｖｗｋ，ｇｗｕｋを，図１に示した送信用通信路１１１を介して，各単位変換器１０８，１０９の単位変換器制御手段２０４，３０１に送信する。

本実施例では，図１３に示したコンデンサ電圧バランス制御手段１３０４の働きにより，アーム電圧指令値に補正電圧ＶＤＣＣｕｖ，ＶＤＣＣｖｗ，ＶＤＣＣｗｕが重畳される。この補正電圧とアーム電流の直流成分とが形成する有効電力によって，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部の２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧バランスが保持されるように制御できる。

一方で，２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧バランスを保持できれば，結果として，アーム電流Ｉｕｖ，Ｉｗｕ，Ｉｗｕに含有される直流成分を概ね零にできる。すなわち，変圧器１０５の偏磁を防止できるという効果を得られる。

この理由は，Ｉｕｖ，Ｉｗｕ，Ｉｗｕに含有される直流成分が零出ない場合，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部の２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧バランスが崩れるためである。言い換えれば，２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧バランスを保持することと，アーム電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの直流成分を零にすることは，概ね等価である。

以上で，図１３に示す中央制御手段１１０ａの内部構成と動作を説明した。

以下，図１４を参照して，コンデンサ電圧バランス制御のもう１つの例について説明する。ただし，図１３との相違点についてのみ説明する。

図１４は，ハーフブリッジ形単位変換器１０８が備えている２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧に基づいて，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕの電流検出値を補正する機能を有する。

図１４の中央制御手段１１０ｂにおいては，コンデンサ電圧バランス制御手段１４０１は，図１３とは異なり，補正電流検出値ＩＤＣＣｕｖ，ＩＤＣＣｖｗ，ＩＤＣＣｗｕを演算する。

得られたＩＤＣＣｕｖ，ＩＤＣＣｖｗ，ＩＤＣＣｗｕは，加算器１３０７によって，アーム電流検出値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕにそれぞれ加算され，Ｉｕｖ’，Ｉｖｗ’，Ｉｗｕ’を得る。

得られたＩｕｖ’，Ｉｖｗ’，Ｉｗｕ’は，電流制御手段１３０３に入力される。図１３と同様に，電流制御手段１３０３は補正されたアーム電流検出値Ｉｕｖ’，Ｉｖｗ’，Ｉｗｕ’がそれぞれ指令値Ｉｕｖ＊，Ｉｖｗ＊，Ｉｗｕ＊に一致するように制御する。

以上のように，コンデンサ電圧バランス制御手段１４０１の出力信号を，アーム電流検出値の補正値とすることによっても，ハーフブリッジ形単位変換器１０８の内部の２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧バランスを保持することができ，結果として，アーム電流Ｉｕｖ，Ｉｗｕ，Ｉｗｕに含有される直流成分を概ね零にできる。すなわち，変圧器１０５の偏磁を防止できるという効果を得られる。

また，図１５に示す中央制御手段１１０ｃのように，アーム電流検出値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，ＩｗｕにＩＤＣＣｕｖ，ＩＤＣＣｖｗ，ＩＤＣＣｗｕをそれぞれ加算する場合代えて，アーム電流指令値Ｉｕｖ＊，Ｉｖｗ＊，Ｉｗｕ＊からＩＤＣＣｕｖ，ＩＤＣＣｖｗ，ＩＤＣＣｗｕをそれぞれ減算する場合にも，同様の効果を得られる。

言い換えれば，図１５は，ハーフブリッジ形単位変換器１０８が備えている２つのコンデンサ２０３Ｐ，Ｎの電圧に基づいて，各アーム１０７ｕｖ，ｖｗ，ｗｕの電流指令値を補正する機能を有する。

この他，数学的に等価であれば，同様の効果を得られる。

以上で説明した図１３，図１４，図１５は，図１の中央制御手段１１０，図４の中央制御手段４０２，図５の中央制御手段５０４，図７の中央制御手段７０２，図８の中央制御手段８０７にも適用でき，以上で説明した通り，いずれの場合においても，変圧器１０５の偏磁を防止できるという効果を得られる。

１０１・・・交流系統
１０２・・・系統インピーダンス
１０３・・・連系母線
１０４・・・電力変換装置
１０５・・・変圧器
１０６・・・リアクトル
１０７・・・アーム
１０８・・・ハーフブリッジ形単位変換器
１０９・・・フルブリッジ形単位変換器
１１０・・・中央制御手段
１１１・・・送信用通信路
１１２・・・受信用通信路
２０１・・・スイッチング素子
２０２・・・環流ダイオード
２０３・・・コンデンサ
２０４・・・ハーフブリッジ形単位変換器制御手段
２０５・・・電圧検出手段
３０１・・・フルブリッジ形単位変換器制御手段
４０１・・・電力変換装置
４０２・・・中央制御手段
５０１・・・電力変換装置
５０２・・・アーム
５０３・・・ダブルハーフブリッジ形単位変換器
５０４・・・中央制御手段
６０１・・・ハーフブリッジ
６０２・・・ダブルハーフブリッジ形単位変換器制御手段
７０１・・・電力変換装置
７０２・・・中央制御手段
８０１・・・電力変換装置
８０２・・・レグ
８０３・・・アーム
８０４・・・リアクトル
８０５・・・双方向チョッパ形単位変換器
８０６・・・直流装置
８０７・・・中央制御手段
９０１・・・コンデンサ
９０２・・・双方向チョッパ形単位変換器制御手段
１３０１・・・全コンデンサ電圧制御手段
１３０２・・・電力制御手段
１３０３・・・電流制御手段
１３０４・・・コンデンサ電圧バランス制御手段
１３０５・・・ゲートパルス生成手段
１３０６・・・ゲイン
１３０７・・・減算器
１３０８・・・加算器
１４０１・・・コンデンサ電圧バランス制御手段

Claims (14)

1. 複数の単位変換器を直列に接続した単位変換器群を有し、前記単位変換器群を複数有するものであり、前記単位変換器の各々はコンデンサと前記コンデンサの出力を制御するスイッチング素子を有するものであり、前記複数の単位変換器群を変圧器に接続するものであって、前記変圧器の複数の巻線を通る各々の回路に、前記単位変換器として、あるいは、前記単位変換器とは別に、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサと直列に接続された第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第１のスイッチング素子と、第２のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第２のスイッチング素子とを配置し、前記変圧器の巻線を通る回路に直流成分の電流が流れた場合に、前記直流成分を減衰させるように前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させることを特徴とする電力変換装置。
   
2. 請求項１において、直流成分の電流が流れた場合に、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサは電圧が異なるように蓄電されるように配置されることを特徴とする電力変換装置。
   
3. 請求項２において、直流成分の電流が流れた場合に、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧差が前記直流成分を減衰させるように作用することを特徴とする電力変換装置。
   
4. 請求項３において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は直列に接続され、前記直列に接続された第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子と、前記直列に接続された第１のコンデンサと第２のコンデンサとは並列に接続され、
   前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点が端子として構成され、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続点が端子として構成されることを特徴とする電力変換装置。
   
5. 請求項１において，前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの電圧を各々検出し，前記２つのコンデンサ電圧の差に基づいて，前記第１のスイッチング素子或いは第２のスイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
   
6. 請求項５において，前記第１のスイッチング素子或いは第２のスイッチング素子の制御は、前記回路に流れる電流を制御するように制御されることを特徴とする電力変換装置。
   
7. コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線して構成し，前記Δ結線した点を変圧器に接続した電力変換装置において，電力変換動作を行っているときに、前記アームに流れる電流が前記単位変換器のコンデンサのいずれかを必ず流れることを特徴とする電力変換装置。
   
8. コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアーム３つをＹ結線して構成し，前記Ｙ結線した点を変圧器に接続した電力変換装置において，電力変換動作を行っているときに、前記アームに流れる電流が前記単位変換器のンデンサのいずれかを必ず流れることを特徴とする電力変換装置。
   
9. 請求項８に記載の電力変換装置において，前記アームと前記変圧器との間にリアクトルを備えたことを特徴とする電力変換装置。
   
10. エネルギー貯蔵素子とスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路２つを直列接続して構成したレグを複数並列接続した電力変換装置において，前記直列回路２つの直列接続した点と変圧器との間の経路に追加単位変換器を配置し、前記追加単位変換器は、前記変圧器に流れる電流が，前記コンデンサのいずれかを必ず流れることを特徴とする電力変換装置。
    
11. コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路３つをΔ結線して構成し，前記Δ結線した点を変圧器に接続した電力変換装置において，前記単位変換器の少なくも１は、前記スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、前記アームに流れる電流が前記単位変換器のコンデンサを流れるように構成されることを特徴とする電力変換装置。
    
12. コンデンサとスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアーム３つをＹ結線して構成し，前記Ｙ結線した点を変圧器に接続した電力変換装置において，前記単位変換器の少なくも１は、前記スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、前記アームに流れる電流が前記単位変換器のコンデンサを流れるように構成されることを特徴とする電力変換装置。
    
13. エネルギー貯蔵素子とスイッチング素子を備えた少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームとリアクトルとの直列回路２つを直列接続して構成したレグを複数並列接続した電力変換装置において，前記直列回路２つの直列接続した点と変圧器との間の経路に追加単位変換器を配置し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子のオンオフ状態にかかわらず、前記アームに流れる電流が前記単位変換器のコンデンサを流れるように構成されることを特徴とする電力変換装置。
    
14. 変圧器の巻線を通る回路にスイッチング素子を配置し、前記変圧器の巻線を通る回路に、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第１のスイッチング素子と、第２のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第２のスイッチング素子とが配置された電力変換装置の電力変換方法において、前記スイッチング素子を動作されることで電力変換を行い、前記変圧器の巻線を通る回路に直流成分の電流が流れた場合に、前記直流成分を減衰させるように前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させる電力変換方法。