CN115118164A - 一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法及系统。本发明的方法如下：采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电感电流大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接一个周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分；每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，将其分配给开关管，从而调整电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除，从而有效抑制模块化多电平直流变压器的磁偏问题。

Description

一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法及系统
技术领域
本发明属于模块化多电平直流变压器技术领域，具体地说是一种抑制基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器磁偏的方法及系统。
背景技术
模块化多电平直流变压器(以下简称MDCT)结合了模块化多电平变换器(MMC)和双向DC-DC变换器的优点，能承受高电压，且功率器件可实现软开关。在MDCT中采用碳化硅功率器件，利用碳化硅功率器件的耐压高、开关速度快、工作温度高方面的优势，可显著提升MDCT的功率密度，在直流配网、储能等技术领域具有广泛的应用前景。
然而受碳化硅功率器件高开关速度的影响，在实际应用中由于碳化硅功率器件存在驱动信号不对称、驱动信号延迟、导通电阻存在偏差等原因，常常会在变压器、电感中产生直流电流分量，直流电流会造成磁偏，这会增大磁性元件的损耗，也会导致碳化硅功率器件丢失软开关特性，进而增大其开关损耗及开关噪声，不利于碳化硅功率器件安全稳定运行。
目前，基于碳化硅功率器件的MDCT的磁偏抑制方案分为被动式抑制和主动式抑制两类。
最常见的方法是在变压器的原副边绕组中各串接一个“隔直电容”，此电容能够起到隔直通交的作用，将电路中的直流电流分量消除。此方法虽然简单，但在高压、大功率场合，高压大容量的电容会显著增加MDCT的体积和成本。
通过在磁芯中加入气隙同样可以抑制磁偏，由于气隙的存在，磁芯的磁导率下降，从而使其耐直流磁通的能力大大提高，即使电路中存在较大的直流电流也不会使磁芯饱和。但是该方法无法消除磁偏，且会减小励磁电感，增加磁芯和功率器件的损耗。
通过使变换器保持在软开关(ZVS)状态，也可以起到抑制磁偏的效果。在死区时间内，电流的方向不再由开关管导通状态决定，由此可以补偿掉部分伏秒不平衡。由于补偿能力有限，该方法也无法完全消除磁偏。
以上三种方法都是被动的抑制磁偏，或是增大了系统的体积与成本，或是磁偏抑制效果有限。为了完全消除由碳化硅功率器件驱动信号不对称、驱动信号延迟、导通电阻存在偏差等原因带来的稳态磁偏，需要主动检测磁芯内部的磁化状态，并加入主动控制。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是克服上述现有技术存在的缺陷，提供一种抑制基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器磁偏的方法及系统，以有效抑制模块化多电平直流变压器的磁偏问题。
为此，本发明采用的一种技术方案如下：一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接一个周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值iap的相对大小；
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，将其分配给开关管，从而调整电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
进一步地，原边侧稳态磁偏抑制通过改变原边H桥方波电压vap的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升。
更进一步地，通过在移相调制中对于原边某个子模块添加控制移相角θ，用于调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，以有效抑制磁偏。
再进一步地，通过控制一个子模块的下降沿来控制原边H桥方波电压vap的下降沿，其控制移相角θ不能超过模块化多电平直流变压器移相调制移相角γ。
当所需要的θ超过MDCT的移相调制相移角γ时，则投入第二个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ减去γ，如果仍然不能抑制磁偏，则再投入第三个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ再减去γ，以此类推，直至稳态磁偏被稳定抑制，即θ小于MDCT移相调制的相移角γ。进一步地，副边侧稳态磁偏抑制通过改变副边H桥方波电压vus的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值上升；当占空比下降时，电流均值下降。
进一步地，所述的开关管为原边一个或多个MMC子模块的开关管。
进一步地，所述的开关管为副边三相半桥的开关管。
本发明采用的另一种技术方案如下：一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的系统，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，其包括周期积分电路、电流传感器、补偿器、PWM模块和模块化多电平直流变压器；
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值iap的相对大小；
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，PWM模块将产生的开关管驱动占空比转化成PWM波形，输出给驱动电路驱动开关管，从而调整模块化多电平直流变压器电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
本发明具有的有益效果如下：本发明在基于碳化硅功率器件的MDCT传统电压控制的基础上，增加了电流控制环节，可有效抑制模块化多电平直流变压器的磁偏问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明具体实施方式中模块化多电平直流变压器的拓扑图；
图2为本发明具体实施方式中模块化多电平直流变压器的理论工作波形图；
图3为本发明稳态磁偏抑制的闭环控制系统框图；
图4为本发明具体实施方式中原边稳态磁偏抑制的波形示意图；
图5为本发明具体实施方式中副边稳态磁偏抑制的波形示意图；
图6为本发明具体实施方式中提前或延迟关断的MMC子模块的选择逻辑框图；
图7为本发明抑制模块化多电平直流变压器磁偏系统的结构框图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
实施例1
本实施例提供一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，其步骤如下：
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接一个周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值iap的相对大小；
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，将其分配给开关管，从而调整电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
所述的开关管为原边一个或多个MMC子模块的开关管，或副边三相半桥的开关管。
稳态磁偏抑制分为模块化多电平直流变压器原边侧和副边侧抑制。
原边侧稳态磁偏抑制通过改变原边H桥方波电压vap的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升。通过在移相调制中对于原边某个子模块添加控制移相角θ，用于调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，以有效抑制磁偏。通过控制一个子模块的下降沿来控制原边H桥方波电压vap的下降沿，其控制移相角θ不能超过模块化多电平直流变压器移相调制移相角γ。因此，当所需要的θ超过MDCT的移相调制相移角γ时，则投入第二个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ减去γ，如果仍然不能抑制磁偏，则再投入第三个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ再减去γ，以此类推，直至稳态磁偏被稳定抑制，即θ小于MDCT移相调制的相移角γ。
副边侧稳态磁偏抑制通过改变副边H桥方波电压vus的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值上升；当占空比下降时，电流均值下降。
本发明在基于碳化硅功率器件的MDCT传统电压控制的基础上，增加了电流控制环节，可抑制偏置电流。首先利用电流传感器采集变压器电流，经开关周期平均得到其平均值，该平均值与0作差送入补偿器，生成对开关管驱动信号的调整信号，实现稳态偏置电流的闭环抑制。
下面对上述方法进行原理性分析。
1.MDCT的工作原理
基于碳化硅功率器件的MDCT的拓扑如图1所示，原边由六个桥臂构成三相半桥逆变结构，每个桥臂分别串联n个MMC子模块，副边是一个三相半桥整流结构，原副边由原副边电感Lkp、Lks和三相中频变压器连接。
为了简化分析过程，取n＝3进行分析。
基于碳化硅功率器件的MDCT部分采用移相调制，若忽略死区时间，其典型电路波形如图2所示。其中，v11-v1n，v21-v2n，……，v51-v5n，v61-v6n为原边各子模块两端电压，g1-g6为副边开关管的占空比，va,vb,vc为电路原边三相H桥的中点输出电压波形，vu,vv,vw为电路副边三相H桥的中点输出电压波形，iap,ibp,icp分别为电路的三相原边电流，ias,ibs,ics分别为电路的三相副边电流。电路原副边侧的开关管驱动占空比都为50％，其中，副边H桥方波和原边H桥多电平波形之间相差了一个移相角Ф(相对于半个开关周期π)，能量通过外接的电感进行传输，移相角越大，电路所传输的功率也就越大。若vap超前于vus，功率是正向流动从原边侧到副边侧，此时的移相角Ф为正；如果vap滞后于vus，功率则是反向流动从副边侧到原边侧，此时的移相角Ф为负。通过在移相调制中对于某个子模块添加控制相移角θ，可以调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，就可以有效抑制磁偏问题。
三相的波形完全相同，仅在相位上相差120°，因此为了简化分析，以下均以原边a相，副边u相进行单相分析。
2.基于积分采样的稳态磁偏抑制策略
变压器原副边直流电流的产生是相互独立的，只取决于各自侧的对应参数，而不互相影响。因此，只有对原副边电流都进行控制，才能完全消除基于碳化硅功率器件的MDCT的稳态磁偏电流。下式给出了实现电路零磁偏的基础条件：
Figure BDA0003707839970000051
分别控制原副边H桥方波电压的均值
Figure BDA0003707839970000052
为零，便可以移除基于碳化硅功率器件的MDCT电路中的所有直流电流分量。H桥方波电压的平均值可通过调节开关管驱动信号占空比实现。
3.稳态磁偏抑制的闭环系统
图3给出了稳态磁偏抑制的闭环控制框图，如前所述，由于原副边侧直流电流的产生是相互独立的，因此在消除磁偏时，原副边侧均需要加入磁偏抑制环节。电路通过采样各自侧的电流信息，经过转换得到电流直流量，并通过调节原、副边驱动信号占空比，控制H桥方波电压
Figure BDA0003707839970000061
消除磁偏。
如图3所示，利用电流传感器实时采样电路中的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端紧接一个周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值便可代表电流平均值
Figure BDA0003707839970000062
的相对大小。数字信号处理器(DSP)在每个开关周期内采样积分电路一次，将其与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号。补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比D1，将其分配给某一个或几个MMC子模块，从而调整电感上的“伏秒值”为零，原边侧的直流电流便被移除。
图4给出了原边侧稳态磁偏抑制的波形示意图。如图所示，稳态磁偏抑制通过改变原边H桥vap的下降沿来实现占空比调制。当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升。
电路副边侧的磁偏抑制思想与原边侧同理，如图5所示。不同的是，副边磁偏抑制改变的是副边H桥vus的下降沿来实现占空比调制；当占空比缩小时，电流均值上升；当占空比下降时，电流均值下降。
4.提前或延迟关断的MMC子模块的选择策略
在前面提及原边稳态磁偏的抑制是通过控制H桥vap的下降沿进行调节的，而从图4可以看到，通过控制一个子模块的下降沿来控制vap的下降沿，其控制受到MDCT移相调制相移角的影响，即控制相移角θ不能超过MDCT移相调制的相移角γ。因此当所需要的θ超过MDCT的移相调制相移角γ时，则投入第二个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ减去γ，如果仍然不能抑制磁偏，则再投入第三个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ再减去γ，以此类推，直至稳态磁偏被稳定抑制，即θ小于MDCT移相调制的相移角γ。其控制逻辑图如图6所示。
实施例2
本实施例提供一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的系统，如图7所示，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，其包括周期积分电路、电流传感器、补偿器、PWM模块和模块化多电平直流变压器。
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值
Figure BDA0003707839970000071
的相对大小。
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，PWM模块将产生的开关管驱动占空比转化成PWM波形，输出给驱动电路驱动开关管，从而调整模块化多电平直流变压器电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
原边侧稳态磁偏抑制通过改变原边H桥方波电压vap的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升；通过在移相调制中对于原边某个子模块添加控制移相角θ，用于调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，以有效抑制磁偏；通过控制一个子模块的下降沿来控制原边H桥方波电压vap的下降沿，其控制移相角θ不能超过模块化多电平直流变压器移相调制移相角γ。因此，当所需要的θ超过MDCT的移相调制相移角γ时，则投入第二个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ减去γ，如果仍然不能抑制磁偏，则再投入第三个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ再减去γ，以此类推，直至稳态磁偏被稳定抑制，即θ小于MDCT移相调制的相移角γ。
副边侧稳态磁偏抑制通过改变副边H桥方波电压vus的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值上升；当占空比下降时，电流均值下降。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，其特征在于，
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接一个周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值
Figure FDA0003707839960000011
的相对大小；
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，将其分配给开关管，从而调整电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
2.根据权利要求1所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，原边侧稳态磁偏抑制通过改变原边H桥方波电压vap的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升。
3.根据权利要求2所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，通过在移相调制中对于原边某个子模块添加控制移相角θ，用于调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，以有效抑制磁偏。
4.根据权利要求3所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，通过控制一个子模块的下降沿来控制原边H桥方波电压vap的下降沿，其控制移相角θ不能超过模块化多电平直流变压器移相调制移相角γ。
5.根据权利要求4所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，当所需要的θ超过MDCT的移相调制相移角γ时，则投入第二个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ减去γ，如果仍然不能抑制磁偏，则再投入第三个子模块提前或者延后关断，同时控制移相角θ再减去γ，以此类推，直至稳态磁偏被稳定抑制，即θ小于MDCT移相调制的相移角γ。
6.根据权利要求1所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，副边侧稳态磁偏抑制通过改变副边H桥方波电压vus的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值上升；当占空比下降时，电流均值下降。
7.根据权利要求1所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，所述的开关管为原边一个或多个MMC子模块的开关管。
8.根据权利要求1所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法，其特征在于，所述的开关管为副边三相半桥的开关管。
9.一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的系统，所述模块化多电平直流变压器为基于碳化硅功率器件的模块化多电平直流变压器，其特征在于，包括周期积分电路、电流传感器、补偿器、PWM模块和模块化多电平直流变压器；
采用电流传感器实时采样模块化多电平直流变压器的电流iap大小，并生成与电流幅值成正比的电压信号；电流传感器的输出端连接周期积分电路，并对其电压信号进行一个开关周期时间的积分，由此得到的积分值代表电流平均值
Figure FDA0003707839960000021
的相对大小；
每个开关周期内采样周期积分电路一次，将积分值与零作比较之后得到误差值，随后通过补偿器产生占空比补偿信号，占空比补偿信号与开关管原有的50％驱动占空比相叠加，得到最终的开关管驱动占空比，PWM模块将产生的开关管驱动占空比转化成PWM波形，输出给驱动电路驱动开关管，从而调整模块化多电平直流变压器电感上的“伏秒值”为零，模块化多电平直流变压器的直流电流被移除。
10.根据权利要求9所述的一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的系统，其特征在于，原边侧稳态磁偏抑制通过改变原边H桥方波电压vap的下降沿来实现占空比调制，当占空比缩小时，电流均值下降；当占空比增加时，电流均值上升；
通过在移相调制中对于原边某个子模块添加控制移相角θ，用于调节原边电感上的电流大小，进一步对电流进行控制，以有效抑制磁偏；
通过控制一个子模块的下降沿来控制原边H桥方波电压vap的下降沿，其控制移相角θ不能超过模块化多电平直流变压器移相调制移相角γ。
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