CN116545281B - 具有窄脉冲抑制能力的三相电流型pwm整流器调制算法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，属于三相电流型PWM整流器调制领域，该算法根据系统所处扇区和调制信号幅值大小选择主调制信号和从调制信号；首先通过主调制信号与载波比较获得主调制信号对应的桥臂的驱动信号，在此基础上进一步确定与主调制信号对应的开关管处于同一侧桥臂的开关管的驱动信号；然后从调制信号与载波比较获得从调制信号对应的开关管的初始驱动信号，在此基础上根据开关管的开关特性确定最终的驱动信号；最后通过主调制信号和从调制信号共同与载波比较获得最后一个开关管的驱动信号。本发明能够抑制高频情况下系统的网侧电流畸变问题，并进一步提升系统的运行效率，降低系统成本。

Description

具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法
技术领域
本发明属于三相电流型PWM整流器调制领域，具体涉及一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法。
背景技术
谐波治理和功率因数矫正是电力电子领域的重要研究热点，而使用基于脉冲宽度调制技术(Pulse width modulation)的PWM整流器是实现功率因数校正(PFC)和谐波治理的重要手段之一，其克服了相控整流器低功率因数、高谐波含量以及可控性差的缺点，已广泛应用于工业领域中。根据直流侧储能元件的性质，PWM整流器可以又可以进一步分为电压型PWM整流器和电流型PWM整流器，电压型PWM整流器的特征是在直流侧采用大容量的电解电容作为储能元件，而电流型PWM整流器则是采用大电感作为直流侧储能元件。由于电解电容较差的环境鲁棒性，电解电容的失效问题一直是制约基于电压型PWM整流器拓扑结构的商用电力电子设备使用寿命和可靠性的关键因素之一。另外，电压型PWM整流器其本身在运行过程中也存在桥臂直通的风险，在一些对于可靠性要求比较高的场合，这通常是难以接受的。而电流源PWM整流器由于不存在以上问题，因此，在这些场合显示出了更加广阔的应用前景。
此外，在一些需要降压输出的场合，电流源PWM整流器在体积、效率、成本、控制复杂度等方面也显示出很大的优势。总的来看，电流源PWM整流器具有的宽输出电压范围、输入功率因数可调节、四象限运行能力、EMI特性好、可靠的短时过流和短路保护能力、启动冲击电流小等极具吸引力的特点，在一些特定工业场景中显示出了极佳的优势。
近年来，随着SiC等宽禁带半导体器件的逐步普及，电力电子设备小型化、高功率密度化的趋势愈发明显，电流型PWM整流器在电感体积、损耗等方面不足越来越难以被接受，电流型PWM整流器的数字化、高频化、高功率密度化势在必行。但电流型PWM整流器的数字化、高频化、高功率密度化后，采用传统的DSPWM调制方案会导致开关管的驱动信号中存在窄脉冲，难以驱动开关管正常开通/关断，影响电流型PWM整流器的正常换流，且由于高频化后系统惯性变小，很容易导致其电网侧电流发生畸变，因此亟需一种具有窄脉冲抑制能力的电流型PWM整流器DSPWM调制算法。
发明内容
为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种便于数字化实现的且具有窄脉冲抑制能力的电流型PWM整流器DSPWM调制算法，本发明在传统DSPWM调制算法的基础上通过拓展驱动信号的脉冲宽度，避免了驱动信号中脉宽过窄的脉冲的出现，同时在这一过程利用二极管钳位效应，在避免拓展脉冲影响系统正常工作的同时实现了对应开关管的ZCS，进一步的，本发明通过避免使用零矢量开关序列降低了开关管的电压应力，使得系统可以使用耐压更低当开关特性和导通特性更好的开关管，进一步改善了系统的开关特性和效率，具体技术方案如下：
步骤S1：将一个工频周期分为12个扇区，每个扇区跨度为采用锁相环对电网电压进行锁相，判断系统所处扇区。
步骤S2：利用步骤S1中所获得的相角，获取与电网电压相位一致的三相正弦信号vi(i＝a,b,c)，对vi进行绝对值运算，得到三相调制信号mi(|-mi|,i＝a,b,c)，并根据系统所处的扇区和三相正弦调制信号，选择幅值最大的调制信号作为主调制信号m1，幅值最小的调制信号作为从调制信号m2。
步骤S3：确定调制信号桥臂和开关管的对应关系，调制信号ma/|-ma|对应A相桥臂，调制信号mb/|-mb|对应B相桥臂，调制信号mc/|-mc|对应C相桥臂。mi对应该相桥臂的上开关管。|-mi|对应该相桥臂的下开关管。
步骤S4：m1与载波比较获得m1对应的开关管的驱动信号，在某一扇区内，当m1大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当m1小于载波时，对应的开关管驱动信号置为低电平。
步骤S5：与步骤S4中所述开关管处于同一桥臂的另一开关的驱动信号置为低电平。
步骤S6：与步骤S4中所述开关管处于同一侧桥臂的两个开关管的驱动信号置为低电平。
步骤S7：m2与载波比较获得m2对应的开关管的驱动信号，当m2大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当m2小于载波时，对应的开关管驱动信号的高电平强行延迟tmin/2的时长，然后驱动信号置为低电平。tmin由如下公式确定：
tmin＝ton+toff
其中，ton为所采用开关管所能达到的最长开通时间；toff为所采用开关管所能达到的最长关断时间。
步骤S8：m1和m2共同与载波比较获得最后一个开关管的驱动信号，当m2小于载波时，该开关管驱动信号置为高电平，当m1小于载波时，该开关管驱动信号置为低电平。
采用上述技术方案后，与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本申请驱动信号中脉冲的宽度不会过窄，避免了窄脉冲的出现；利用二极管的钳位作用，脉宽拓展后不影响系统的正常运行状态，且实现对应开关管的ZCS；在不增加开关管开关次数的情况下，将开关管的电压应力降低为线电压峰值的一半，在此基础上采用低电压应力的开关管，实现了系统效率和开关特性的改善，且进一步降低了系统成本；实现原理简单，计算量小，有利于高频实现。
附图说明
图1是基于本发明的三相电流型PWM整流器系统示意图；
图2是本发明中DSPWM策略的扇区划分示意图；
图3是本发明中扇区3内开关管驱动信号的产生机理示意图；
图4是本发明中扇区3中驱动信号作用下开关管的换流示意图；
图5是传统DSPWM策略作用下网侧电流和开关管电压应力仿真波形图；
图6是本发明中DSPWM策略作用下网侧电流和开关管电压应力仿真波形图；
图7是传统DSPWM策略作用下网侧电流THD分析图；
图8是本发明中DSPWM策略作用下网侧电流THD分析图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细说明：
一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，包括如下步骤：
步骤S1：将一个工频周期分为多个扇区，采用锁相环对电网电压进行锁相，判断系统所处扇区；扇区具体划分为：
一个工频周期划分为12个扇区，每个扇区跨度为 范围设为1扇区，/>范围设为2扇区，/>范围设为3扇区，/>范围设为4扇区，/>范围设为5扇区，范围设为6扇区，/>范围设为7扇区，/>范围设为8扇区，/>范围设为9扇区，/>范围设为10扇区，/>范围设为11扇区，/>范围设为12扇区。
步骤S2：利用步骤S1中所获得的相角，获取三相调制信号，并根据系统所处的扇区和三相正弦调制信号的幅值大小选择主调制信号和从调制信号；
所述主/从调制信号的产生步骤为：首先，利用三相锁相环输出的相角产生与电网电压相位一致的三相正弦信号vi(i＝a,b,c)，然后，对三相正弦信号vi进行绝对值运算，获得本发明中所需的三相调制信号mi(|-mi|,i＝a,b,c)，其中，mi表示调制信号对应正弦信号vi处于正半周期，|-mi|表示调制信号对应正弦信号vi处于负半周期；在一个扇区内，根据三相调制信号幅值的大小选择分别选择两个调制信号作为在主调制信号和从调制信号，选择幅值最大的调制信号作为主调制信号m1，选择幅值最小的调制信号作为从调制信号m2。
步骤S3：确定调制信号与桥臂、开关管的对应关系；
调制信号与桥臂、开关管的对应关系为：调制信号ma/|-ma|对应A相桥臂，调制信号mb/|-mb|对应B相桥臂，调制信号mc/|-mc|对应C相桥臂，mi对应该相桥臂的上开关管，|-mi|对应该相桥臂的下开关管。
步骤S4：主调制信号与载波比较获得主调制信号对应的开关管的驱动信号；
开关管驱动信号的产生过程为：在某一扇区内，当主调制信号m1大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当主调制信号m1小于载波时，对应的开关管驱动信号置为低电平。
步骤S5：与步骤S4中所述开关管处于同一桥臂的另一开关的驱动信号的产生过程为：在某一扇区内，该开关管驱动信号一直保持低电平。
步骤S6：与步骤S4中所述开关管处于同一侧桥臂的两个开关管的驱动信号置为低电平；
步骤S7：从调制信号与载波比较获得从调制信号对应的开关管的驱动信号；
开关管驱动信号的产生过程为：在某一扇区内，当从调制信号m2大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当从调制信号m2小于载波时，对应的开关管驱动信号的高电平强行延迟tmin/2的时长，然后再将驱动信号置为低电平；tmin由如下公式确定：
tmin＝ton+toff
其中，ton为所采用的开关管所能达到的最长开通时间；toff为所采用的开关管所能达到的最长关断时间。
步骤S8：主调制信号和从调制信号共同与载波比较获得最后一个开关管的驱动信号。
开关管驱动信号的产生过程为：在某一扇区内，当从调制信号m2小于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当主调制信号m1小于载波时，对应的开关管驱动信号置为低电平。
实施例
图1是基于本发明的三相电流型PWM整流器的系统示意图，其中，虚线框中为本发明提出的DSPWM调制算法，系统控制方案采用直流电压电流双闭环结构，但并不仅限于该结构，现有控制方案均可与本发明提出的调制算法配合使用，这里仅以直流电压电流双闭环方案举例，以便进一步阐述本发明提出的DSPWM调制算法在整个系统中所处的位置和基本工作原理。
图1中主功率部分采用MOSFETs作为开关管。开关管和SiC二极管串联组成系统基本开关单元，保证电流的单向流动。L和C分别为交流侧电感和电容，两者组成LC滤波器用以衰减桥臂电流isk(k＝a,b,c)中的高频谐波。Ldc为直流侧储能电感。Ddc为直流侧二极管用以保证直流侧电感电流的连续性。Cdc为负载电容，RL为负载电阻。在本实例中，采用直流侧电压电流双闭环作为控制方案，通过电压霍尔采样直流侧电容电压，后与电压参考值作差，经过PI调节器得到电流内环的参考。通过电流霍尔采样直流侧电感电流，与电流参考作差，经过PI调节器，电流内环输出，再与锁相环输出相乘，得到本发明中所提出的DSPWM调制算法的输入。
图2所示为本发明中DSPWM策略的扇区划分示意图，一个工频周期按的间隔被划分为了12个扇区。图中mi(|-mi|,i＝a,b,c)为三相调制信号，其由DSPWM调制算法的输入由反Clarke变换后得到的三相正弦信号vi(i＝a,b,c)取绝对值获得，进一步的调制信号mi(|-mi|)表示其对应的正弦信号vi处于正半周期(负半周期)。在某一扇区内，三相调制信号mi的幅值大小关系恒定，选择幅值最大的调制信号作为主调制信号m1，幅值最小的调制信号作为从调制信号m2。利用主/从调制信号与三角载波进行比较获得6个开关管的驱动信号。不同扇区驱动信号产生原理类似。
图3所示为本发明中扇区3内开关管驱动信号的产生机理示意图，包括以下步骤：
步骤S1：选择主调制信号和从调制信号。在第3扇区，有关系ma>|-mb|>|-mc|成立，因此，ma被选为主调制信号m1，|-mc|被选为从调制信号m2。
步骤S2：确定调制信号对应的相和开关管，主调制信号m1对应的开关为A相上桥臂的开关S1。从调制信号m2对应的开关为C相下桥臂的开关S2。
步骤S3：主调制信号与载波比较获得主调制信号对应的开关管的驱动信号，当m1幅值大于载波振幅时，开关S1的驱动信号保持高电平，反之则保持低电平。
步骤S4：与步骤S3中所述开关管S1处于同一桥臂的另一开关S4的驱动信号置为低电平。
步骤S5：与步骤S3中所述开关管S1处于同一侧桥臂的两个开关管S3、S5的驱动信号的保持低电平。
步骤S6：从调制信号m2与载波比较获得从调制信号对应的开关管S2的驱动信号，当m2幅值大于载波幅值时开关S2的驱动信号保持高电平且从m2的幅值等于载波幅值的时刻开始算起，在随后的tmin/2时长中，S2的驱动信号仍然被强制设置为高电平，而后S2的驱动信号被置为低电平。
步骤S7：主调制信号m1和从调制信号m2共同与载波比较获得最后一个开关管S6的驱动信号，当m1幅值大于载波幅值且m2幅值小于载波振幅时，S6的驱动信号保持高，反之则保持低电平。
图4是本发明中扇区3中在驱动信号作用下开关管的换流示意图，当开关S1、S2驱动信号同时为高电平时，直流侧电感电流的流通路径为：开关S1→负载→开关S2。当开关S1、S2、S6驱动信号同时为高电平时，由于二极管D2的钳位作用，直流侧电感电流的流通路径为：开关S1→负载→开关S6。当开关S1、S6驱动信号同时为高电平时，直流侧电感电流的流通路径为：开关S1→负载→开关S6。当所有开关驱动信号同时为低电平时，直流侧电感电流的流通路径为：二极管Ddc→负载→二极管Ddc。
图5是传统DSPWM策略作用下网侧电流和开关管电压应力仿真波形图，可以看到，此时，网侧电流在扇区边界处存在明显的畸变现象，开关管S1的电压应力vs1为线电压峰值；
图6是本发明中DSPWM策略作用下网侧电流和开关管电压应力仿真波形图，可以看到，此外网侧电流在扇区边界处存在的畸变现象得到了明显的抑制，开关管S1的电压应力vs1变为了为线电压峰值1/2；
图7是传统DSPWM策略作用下网侧电流THD分析图，此时网侧电流THD为7.61％，电网电流谐波含量较大。
图8是本发明中DSPWM策略作用下网侧电流THD分析图，此时网侧电流THD为3.88％。通过图5至图8可以看出，窄脉冲现象得到了明显抑制，网侧电流THD明显减小，波形质量得到了改善。
本发明针对高开关频率情况下，三相电流型PWM整流器的网侧电流在扇区边界处容易出现畸变的问题，在传统DSPWM调制算法的基础上，提出了一种具有窄脉冲抑制能力的DSPWM调制算法。通过在原有驱动信号基础上添加额外的拓展脉冲，限制驱动信号中的脉冲宽度，消除驱动信号中宽度过窄的脉冲的存在。进一步的，将零矢量对应的驱动序列强制置为低电平，使开关管电压应力由线电压的峰值降低为线电压峰值的1/2，在此基础上使用低耐压但开关特性更好的开关管进一步改善三相电流型PWM整流器在高频情况下的开关特性。
本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，其特征在于包括如下步骤：
步骤S1：将一个工频周期分为多个扇区，采用锁相环对电网电压进行锁相，判断系统所处扇区；
步骤S2：利用步骤S1中所获得的相角，获取三相调制信号，并根据系统所处的扇区和三相正弦调制信号的幅值大小选择主调制信号和从调制信号；
步骤S3：确定调制信号与桥臂、开关管的对应关系；
步骤S4：主调制信号与载波比较获得主调制信号对应的开关管的驱动信号，开关管驱动信号的产生过程为：在一扇区内，当主调制信号m1大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当主调制信号m1小于载波时，对应的开关管驱动信号置为低电平；
步骤S5：与步骤S4中所述开关管处于同一桥臂的另一开关的驱动信号置为低电平；
步骤S6：与步骤S4中所述开关管处于同一侧桥臂的两个开关管的驱动信号置为低电平；
步骤S7：从调制信号与载波比较获得从调制信号对应的开关管的驱动信号，开关管驱动信号的产生过程为：在一扇区内，当从调制信号m2大于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当从调制信号m2小于载波时，对应的开关管驱动信号的高电平强行延迟tmin/2的时长，然后驱动信号置为低电平；tmin由如下公式确定：
tmin＝ton+toff
其中，ton为所采用的开关管所能达到的最长开通时间；toff为所采用的开关管所能达到的最长关断时间；
步骤S8：主调制信号和从调制信号共同与载波比较获得最后一个开关管的驱动信号，开关管驱动信号的产生过程为：在一扇区内，当从调制信号m2小于载波时，对应的开关管驱动信号置为高电平，当主调制信号m1小于载波时，对应的开关管驱动信号置为低电平。
2.根据权利要求1所述的一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，其特征在于：所述步骤S1中扇区具体划分为：
一个工频周期划分为12个扇区，每个扇区跨度为范围设为1扇区，/>范围设为2扇区，/>范围设为3扇区，/>范围设为4扇区，/>范围设为5扇区，范围设为6扇区，/>范围设为7扇区，/>范围设为8扇区，/>范围设为9扇区，/>范围设为10扇区，/>范围设为11扇区，/>范围设为12扇区。
3.根据权利要求1所述的一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，其特征在于所述步骤S2中所述主调制信号/从调制信号的产生步骤为：首先，利用三相锁相环输出的相角产生与电网电压相位一致的三相正弦信号vi，i＝a,b,c，然后，对三相正弦信号vi进行绝对值运算，获得所需的三相调制信号mi、|-mi|，i＝a,b,c，其中，mi表示调制信号对应正弦信号vi处于正半周期，|-mi|表示调制信号对应正弦信号vi处于负半周期；在一个扇区内，根据三相调制信号幅值的大小分别选择两个调制信号作为在主调制信号和从调制信号，选择幅值最大的调制信号作为主调制信号m1，选择幅值最小的调制信号作为从调制信号m2。
4.根据权利要求1所述的一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，其特征在于：所述步骤S3中调制信号与桥臂、开关管的对应关系为：调制信号ma/|-ma|对应A相桥臂，调制信号mb/|-mb|对应B相桥臂，调制信号mc/|-mc|对应C相桥臂，mi对应相应相桥臂的上开关管，|-mi|对应相应相桥臂的下开关管。
5.根据权利要求1所述的一种具有窄脉冲抑制能力的三相电流型PWM整流器调制算法，其特征在于：所述步骤S5中开关管驱动信号的产生过程为：在一扇区内，该开关管驱动信号一直保持低电平。
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