CN110649814A - 一种全桥三电平llc谐振变换器的混合控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，属于DC/DC技术领域。本发明控制方法包括如下步骤：（1）根据实际需要的输出电压，计算出变换器的输出电压增益；（2）当变换器的输出电压增益小于1的时候，采用PWM控制方式，通过调节开关管的占空比来实现对输出电压的调节；（3）当变换器的输出电压增益大于1的时候，采用PFM控制方式，通过调节开关管的开关频率来实现对输出电压的调节。本发明解决了传统LLC谐振变换器在单一控制模式下，空载与轻载的调压问题，以及满载情况稳定性问题。

Description

一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法
技术领域
本发明涉及一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，属于DC/DC技术领域。
背景技术
随着电力电子技术的发展，三电平DC/DC(直流/直流)变换器因为其可以更好的在高电压场合运用而得到了人们越来越多的关注。相比于两电平变换器，三电平变换器的高压侧开关管有着较低的耐压值要求，其前级逆变电路的开关管耐压值仅为输入电压的一半。高频化是提高DC/DC变换器功率密度的手段，但是开关损耗的增加制约了整体效率的提高。相比于其他的谐振变换器，LLC(电感电感电容)谐振变换器有着更宽的输入电压和负载下实现原边开关管软开关技术的能力。LLC谐振变换器常用的控制方式有定频控制方式(PWM控制)和变频控制方式(PFM控制)。PFM控制下，变换器的效率较高，可以达到很高的增益，但是PFM控制下空载时刻调压困难，在变换器增益较大时，采用PFM控制的LLC谐振变换器有着一定的局限性，过宽的频率调节不利于变换器中磁性元件的设计和优化。PWM控制则比较简单，固定的频率有利于变换器中磁性元件的设计，兼顾了变换器的调压限流性能，可是PWM控制不适用于一些调压范围很宽的场合，并且PWM控制下，变换器的增益会受到一定的影响。普通的二极管整流技术也有着明显的缺点，因为二极管导通压降大，在输出电流很大的情况下，增加了变换器热设计的成本和难度。
发明内容
本发明提出了一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，兼顾PFM控制和PWM控制的优点，解决了传统LLC谐振变换器在单一控制模式下，空载与轻载的调压问题，以及满载情况稳定性问题。
本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：
一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，包括如下步骤：
(1)根据实际需要的输出电压，计算出变换器的输出电压增益；
(2)当变换器的输出电压增益小于1的时候，采用PWM控制方式，通过调节开关管的占空比来实现对输出电压的调节；
(3)当变换器的输出电压增益大于1的时候，采用PFM控制方式，通过调节开关管的开关频率来实现对输出电压的调节。
本发明的有益效果如下：
在传统三电平全桥变换器的前级逆变侧加入LLC谐振槽，后级整流侧采用同步整流的方式，从而减小高频化带来的开关损耗以及二极管整流损耗。在变换器处于升压模式下，采用PFM控制。在变换器处于降压模式下，采用PWM控制。这样可以实现变换器在宽范围调压，并且解决了在空载时刻，变换器调压困难的问题。将后级全桥整流电路中的两个整流二极管换为高效率的N沟道MOSFET(场效应管)来实现同步整流，利用MOSFET导通电阻低的特点，可以有效地减小损耗和提高功率。
附图说明
图1是本发明的混合控制方法流程图。
图2是本发明的全桥三电平LLC谐振变换器电路结构示意图。
图3是本发明的PWM控制模式下的主要波形图。
图4是本发明开关模态1[t0到t1时刻]变换器的工作模态图。
图5是本发明开关模态2[t1到t2时刻]变换器的工作模态图。
图6是本发明开关模态3[t2到t3时刻]变换器的工作模态图。
图7是本发明开关模态4[t3到t4时刻]变换器的工作模态图。
图8是本发明开关模态5[t4到t5时刻]变换器的工作模态图。
图9是本发明开关模态6[t5到t6时刻]变换器的工作模态图。
图10是本发明的变换器基波等效电路图。
图11是本发明的PWM控制模式下电压增益曲线图。
图12是本发明的PFM控制模式下电压增益曲线图。
上述附图中的主要符号名称：Vin为输入直流电源；C1、C2为输入分压电容；M1～M10为开关管；Coss1～Coss10为寄生电容；D1～D10为体二极管；Dc1～Dc4为箝位二极管；Cs1、Cs2为飞跨电容；Lr为谐振电感；Cr为谐振电容；Lm为励磁电感；Tr为高频隔离变压器；Dr1、Dr2为整流二极管；Co为输出滤波电容；RL为负载；Vo为输出电压；VAB为变换器A与B两点之间的电压。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明
图1是本发明的混合控制方法流程图，说明了在对应不同的电压增益情况下的，变换器的混合控制方法。
图2是本发明所用的全桥三电平LLC谐振变换器的电路拓扑图。如图2所示，该全桥三电平LLC谐振变换器是由三电平逆变桥臂电路1、三电平逆变桥臂电路2、箝位电路3、箝位电路4、谐振槽5、高频隔离变压器6、二极管整流桥臂电路7、开关管同步整流桥臂电路8以及滤波电路9组成。其中输入分压电容C1和输入分压电容C2容量很大且相等，工作时其电压均为输入电压的一半VC1＝VC2＝Vin/2。开关管M1～M4和寄生电容Coss1～Coss4以及体二极管D1～D4、箝位二极管Dc1和Dc2、飞跨电容Cs1组成了三电平逆变桥臂电路1。开关管M5～M8和寄生电容Coss5～Coss8以及体二极管D5～D8、箝位二极管Dc3和Dc4、飞跨电容Cs2组成了三电平逆变桥臂电路2。Tr为高频隔离变压器，在高频隔离变压器和全桥三电平逆变电路之间加了一个谐振电感Lr和谐振电容Cr。高频隔离变压器Tr中的励磁电感和谐振电感Lr、谐振电容Cr构成了LLC谐振槽。Dr1和Dr2为输出整流二极管，M9和M10为输出同步整流开关管，Co为输出滤波电容。RL为负载。
控制方法如下：
在输出电压较小时，变换器工作在脉宽调制模式(PWM)，此时开关频率fs等于谐振频率fr。全桥三电平LLC谐振变换器的A与B两点间电压的峰值为Vin，三电平逆变桥臂电路1上开关管M1和开关管M3的占空比为α，开关管M1与开关管M4互补导通，开关管M2和开关管M3互补导通，三电平逆变桥臂电路2上开关管M5～M8占空比均为0.5，开关管M5与M6和开关管M7与M8互补导通。开关管M1与开关管M4和开关管M2和开关管M3存在固定的移相角，大小为开关周期的一半0.5Ts。通过调节占空比α来调节输出电压。后级同步整流开关管M9与M10和开关管M5与M7工作方式相同。
在输出电压较高时，变换器工作在变频控制模式(PFM)，此时开关频率fs小于谐振频率fr。在上述PWM模式工作到增益达到1的时候，变换器的工作模式从脉宽调制模式(PWM)变为变频调制模式(PFM)，从而变换器的电压增益可以做到大于1。此时三电平逆变桥臂电路1上的超前管开关管M1和开关管M4占空比均为0.5，并且二者互补导通。作为滞后管的开关管M2和开关管M3占空比均也为0.5，并且二者互补导通。三电平逆变桥臂电路2上的开关管M5与M6和开关管M7与M8为180°互补导通，相位滞后于桥臂1的开关管M2与M3。
在分析之前，做出如下假设：
①变换器中所有开关管，二极管、高频变压器、电容和电感均为理想元器件；
②开关管M1～M10的寄生电容Coss1～Coss10容值都为Coss；
③输入分压电容C1与C2的容值足够大，工作时每个电容上的电压为Vin/2；
④飞跨电容C3与C4足够大，每个电容电压均为Vin/2；
⑤输出电容Co足够大，可近似的认为是一个电压为Vo的电压源。
下面以图2为主电路结构以及图3的各个开关管调制图，结合图4到6对本发明的混合控制方式作具体说明：
1、开关模态0[t0时刻之前]
此时所有开关管均处于断开状态，变换器对输入端的分压电容C1与C2和飞跨电容C3与C4进行充电，分压电容C1与C2上的电压上升至Vin/2，飞跨电容C3与C4也上升至Vin/2，此阶段为变换器的预充电阶段。
2、开关模态1[t0到t1时刻]如图4所示
此时变换器前级开关管M1、M2、M7、M8处于导通状态，后级整流二极管Dr1与同步整流开关管M10处于导通状态。变换器AB两点的电压为Vin，励磁电感中的电流im与谐振电流ir相同，均小于0。在模态1中，二者逐渐增大。
3、开关模态2[t1到t2时刻]如图5所示
在t1时刻，开关管M1关断，开关管M4导通，开关管M2、M7、M8处于导通状态，后级整流二极管Dr1与同步整流开关管M10仍处于导通状态。此时变换器AB两点的电压回落至Vin/2，谐振电流ir大于0并且在t1时刻上升至最大，该电流会对开关管M1的寄生电容Coss1充电，直至其端电压上升至Vin/2，与此同时，该电流会对开关管M4的寄生电容Coss4中的能量进行放电。在t2时刻，谐振电流ir等于励磁电流im。
4、开关模态3[t2到t3时刻]如图6所示
在t2时刻，开关管M2、M7、M8和后级整流二极管Dr1以及同步整流开关管M10仍处于导通状态。谐振电流ir等于励磁电流im，之后变换器进入断续工作状态，在此工作模态，变换器副边与原边断开，输出电容Co为负载RL提供能量。在t3时刻，整流二极管Dr1与同步整流管M10关断，同时开关管M2、M7、M8关断，此模态结束。由于开关管M2关断电流为正，因此电流对开关管M2的寄生电容Coss2充电至Vin/2。并且在下一个模态之前，开关管M3、M5、M6的开通电压为0，因此可以实现零电压导通。
由于开关模态4至6的工作原理与前面开关模态1至3的工作原理类似，只是谐振电流的方向发生了改变，等效电路图对应图7、8、9，因此不再详细赘述。
通过基波分量法(FHA)可以得到变换器的基波等效电路，如图10所示。
由图4到图6可以得出PWM控制模式下AB两点之间电压VAB的表达式VAB(t)，因为VAB(t)是一个周期性函数，因此对其进行傅里叶分解可得VAB(t)的傅里叶展开式。
其中：Vin为输入电压，α为占空比，Ts为开关周期；
Figure BDA0002196914680000081
其中：fs为变换器的开关频率，
Figure BDA0002196914680000082
Figure BDA0002196914680000083
其中：Vin为变换器高压侧的电压，α为占空比。
有上述公式可得VAB(t)的幅值为
Figure BDA0002196914680000084
副边CD两点间的电压VCD(t)折算到原边的电压为V'CD(t)，其表达式如下所示，V'CD(t)的幅值为4nVo/π。因为开关频率等于谐振频率，所以V'CD(t)的幅值等于VAB(t)的幅值，变换器在PWM控制下的电压增益如下所示。
其中：Vo为变换器低压侧的电压，G为变换器的电压增益；
根据上面的增益表达式，可以得出变换器在PWM控制下的电压增益曲线图，如图11所示。
由图10的基波等效电路，可以得出谐振网络的电压传递函数为：
Figure BDA0002196914680000087
Figure BDA0002196914680000091
其中：Re为先将实际负载折算至后级整流部分的输入端，再按照变压器变比反射到变压器原边的等效电阻，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，ω为角频率，
当变换器处于PFM控制时，电路具有两个谐振频率fr与fr'，fr是由谐振电感Lr与谐振电容Cr确定的，fr'是由谐振电感Lr、谐振电容Cr与励磁电感Lm确定的。PFM控制模式下，变换器的电压增益会大于1，处于升压模式，此时开关频率fs会略小于谐振频率fr。
在PFM控制下的电压增益表达式为：
Figure BDA0002196914680000092
其中k为励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，k＝Lm/Lr；fn为归一化频率，fn＝fs/fr；Q为谐振电路的品质因数，Q＝2πfrLr/Re。
对PFM控制下的电压增益表达式进行分析，可得图12的增益曲线图。由图中可以看出，在不同的谐振电路品质因数下，变换器的电压增益有着很宽的变化范围，可以做到输出电压增益大于1。
有以上描述可知，本发明提出的混合控制方法具有以下优点：
由于该变换器在降压模式(电压增益小于1)采用了PWM控制，在升压模式(电压增益大于1)采用了PFM控制的混合控制方式，可以使得该变换器有着很宽的电压输出范围。
解决了传统LLC谐振变换器在单一PFM控制模式下，由于过宽的频率调节，导致的变换器磁性元件设计困难的问题。也解决了在单一PWM控制下的，变换器的输出电压增益只能小于等于1的问题。
由于变换器本身采用的是三电平全桥结构，因此大大降低了变换器在高输入电压工况下的开关管电压应力，为开关器件的选型以及降低成本提供了方便。
由于变换器后级采用了同步整流，相比于全桥整流，减小了二极管正向导通压降所造成的损耗。

Claims (5)

1.一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)根据实际需要的输出电压，计算出变换器的输出电压增益；
(2)当变换器的输出电压增益小于1的时候，采用PWM控制方式，通过调节开关管的占空比来实现对输出电压的调节；
(3)当变换器的输出电压增益大于1的时候，采用PFM控制方式，通过调节开关管的开关频率来实现对输出电压的调节。
2.根据权利要求1所述的一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于，步骤(2)中采用PWM控制方式，开关频率fs等于谐振频率fr。
3.根据权利要求1所述的一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于，步骤(2)中所述开关管的占空比为开关管M1和开关管M3的占空比。
4.根据权利要求1所述的一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于，步骤(3)中采用PFM控制方式，开关频率fs小于谐振频率fr。
5.根据权利要求4所述的一种全桥三电平LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于，所述谐振频率fr是由谐振电感Lr与谐振电容Cr确定。
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