CN111082692A - 一种功率解耦电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种功率解耦电路。所述功率解耦电路包括：第一二极管开关电路、第二二极管开关电路、第三二极管开关电路、第四二极管开关电路、电感和解耦电容；第一二极管开关电路的一端与解耦电容的正极连接，解耦电容的负极与第二二极管开关电路的一端连接，第一二极管开关电路的另一端分别与第二二极管开关电路的另一端和电感的一端连接，电感的另一端与逆变器的输出端的正极连接；第三二极管开关电路的一端与解耦电容的正极连接，解耦电容的负极与第四二极管开关电路的一端连接，第三二极管开关电路的另一端分别与第四二极管开关电路的另一端和逆变器的输出端的负极连接。本发明的目的是在降低功率解耦电路控制复杂度的同时提高电路的工作效率。

Description

一种功率解耦电路
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种功率解耦电路。
背景技术
现存的解耦技术主要有PV级功率解耦、DC-link级、AC级三大类。针对PV级功率解耦，东京都立大学shimizu教授曾提出一种带解耦电路的逆变器，利用解耦电路中的电感电容谐振。使得当励磁电流逐渐降低至零时，将励磁绕组的磁化能量转移到解耦电容存储；之后励磁电流反向增大，将解耦电容中存储的能量按照正弦变化的规律传递给副边负载侧。这种方法理论上是可行的，但实际上在电路运行过程中会存在能量利用率低，解耦过程能量损耗大，效率不高的缺陷。而且磁化过程需考虑磁复位的问题，此外，漏磁的设计也比较复杂。针对该方案存在的缺陷，学者们陆续提出了一些改进型方案，如胡海兵教授设计的两款新型逆变器，其能量利用率得到较大提升，但该方案中参与解耦的电路元件很多，如此在开关的过程中产生附加开关损耗，这无形中又增加了不必要的能量损失。Zare则在此方案的基础上对功率解耦电路进行简化处理，且引入软开关技术来降低电路的开关损耗，但是控制策略设计又复杂了很多。
对于DC-link级功率解耦技术，由于母线电压较高，解耦电容又直接并联于母线处，使得二次纹波脉动能量主要由该电容处理。该方案虽然避免了复杂的电路设计，却存在具有大量谐波的过高母线电压影响并网时的电流质量问题，，虽然可采用减小纹波的控制方法，如Rodriguez提出加入LPF，但整个系统的动态响应能力降低了许多，影响其工作效率。
已有的AC级功率解耦技术主要通过交流端大的电压变化量来减小解耦电容的容值。通常来讲，提出的大多数电流型逆变器将逆变电路与解耦电路放在一起，使得控制极其复杂。
由此可知，现有的功率解耦电路要么控制复杂，要么工作效率低，基于此，有必要提供一种控制简便且工作效率高的功率解耦电路。
发明内容
本发明的目的是提供一种功率解耦电路，以在降低功率解耦电路控制复杂度的同时提高电路的工作效率。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种功率解耦电路，包括：第一桥臂、第二桥臂、电感和解耦电容；所述第一桥臂、所述第二桥臂和所述解耦电容并联；
所述第一桥臂包括第一二极管开关电路和第二二极管开关电路；所述第一二极管开关电路的一端与所述解耦电容的正极连接，所述解耦电容的负极与所述第二二极管开关电路的一端连接，所述第一二极管开关电路的另一端分别与所述第二二极管开关电路的另一端和所述电感的一端连接，所述电感的另一端与逆变器的输出端的正极连接；
所述第二桥臂包括第三二极管开关电路和第四二极管开关电路；所述第三二极管开关电路的一端与所述解耦电容的正极连接，所述解耦电容的负极与所述第四二极管开关电路的一端连接，所述第三二极管开关电路的另一端分别与所述第四二极管开关电路的另一端和所述逆变器的输出端的负极连接。
可选的，所述第一二极管开关电路包括第一开关管和第一二极管，所述第一开关管的发射极与所述第一二极管的正极连接，所述第一开关管的集电极分别与所述第一二极管的负极和所述解耦电容的正极连接；
所述第二二极管开关电路包括第二开关管和第二二极管，所述第二开关管的发射极与所述第二二极管的正极连接，所述第二开关管的集电极分别与所述第二二极管的负极、所述第一开关管的发射极和所述电感的一端连接；
所述第三二极管开关电路包括第三开关管和第三二极管，所述第三开关管的发射极与所述第三二极管的正极连接，所述第三开关管的集电极分别与所述第三二极管的负极和所述解耦电容的正极连接；
所述第四二极管开关电路包括第四开关管和第四二极管，所述第四开关管的发射极与所述第四二极管的正极连接，所述第四开关管的集电极分别与所述第四二极管的负极、所述第三开关管的发射极和所述逆变器的输出端的负极连接。
可选的，所述逆变器包括第三桥臂、第四桥臂和逆变电容；所述第三桥臂、所述第四桥臂和所述逆变电容并联；所述逆变电容的正极连接电源的正极，所述逆变电容的负极连接电源的负极；所述第三桥臂包括第五二极管开关电路和第六二极管开关电路；所述第五二极管开关电路的一端与所述逆变电容的正极连接，所述逆变电容的负极与所述第六二极管开关电路的一端连接，所述第五二极管开关电路的另一端分别与所述第六二极管开关电路的另一端和所述电感的另一端连接；
所述第四桥臂包括第七二极管开关电路和第八二极管开关电路；所述第七二极管开关电路的一端与所述逆变电容的正极连接，所述逆变电容的负极与所述第八二极管开关电路的一端连接，所述第七二极管开关电路的另一端分别与所述第八二极管开关电路的另一端和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
可选的，所述第五二极管开关电路包括第五开关管和第五二极管，所述第五开关管的发射极与所述第五二极管的正极连接，所述第五开关管的集电极分别与所述第五二极管的负极和所述逆变电容的正极连接；
所述第六二极管开关电路包括第六开关管和第六二极管，所述第六开关管的发射极与所述第六二极管的正极连接，所述第六开关管的集电极分别与所述第六二极管的负极、所述第五开关管的发射极和所述电感的另一端连接；
所述第七二极管开关电路包括第七开关管和第七二极管，所述第七开关管的发射极与所述第七二极管的正极连接，所述第七开关管的集电极分别与所述第七二极管的负极和所述逆变电容的正极连接；
所述第八二极管开关电路包括第八开关管和第八二极管，所述第八开关管的发射极与所述第八二极管的正极连接，所述第八开关管的集电极分别与所述第八二极管的负极、所述第七开关管的发射极和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
可选的，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均为IGBT器件。
可选的，所述第一二极管开关电路、所述第二二极管开关电路、所述第三二极管开关电路和所述第四二极管开关电路的电路结构均相同。
可选的，所述第五二极管开关电路、所述第六二极管开关电路、所述第七二极管开关电路和所述第八二极管开关电路的电路结构均相同。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明相对于现有电路而言，通过设计第一二极管开关电路、第二二极管开关电路、第三二极管开关电路和第四二极管开关电路使得电路可以被视为一个有源无功滤波器，直接与外电路形成充放能量，在每种模式下可以实现各开关管的分开控制，使得在简便控制功率解耦电路的同时提高电路的工作效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例功率解耦电路拓扑图；
图2为本发明实施例功率解耦电路应用的微逆变器结构图；
图3为本发明实施例输入功率P1和输出功率P0之间的关系曲线图；
图4为本发明实施例功率解耦电路在一个电网周期内的模式次序图；
图5为本发明实施例功率解耦电路的四种模式示意图；
图6为本发明实施例功率解耦电路的四种模式电路图；
图7为本发明实施例功率解耦电路的四种模式等效图；
图8为本发明实施例功率解耦电路在单个开关周期内的简化波形图；
图9为本发明实施例功率解耦电路在四种工作模式下iref的给定值波形图；
图10为本发明实施例功率解耦电路应用于两级式逆变器的仿真图；
图11为本发明实施例功率解耦电路接入前后四个开关脉冲波形与Uinv的波形图；
图12为本发明实施例功率解耦电路接入前后不同模式下第四开关管的脉冲波形、Uinv和电感电流的波形图；
图13为本发明实施例功率解耦电路接入前后不同模式下第三开关管的脉冲波形、Uinv和电感电流的波形图；
图14为本发明实施例功率解耦电路接入前后Uinv与Id、Ud波形对比图；
图15为本发明实施例功率解耦电路接入前后解耦电路工作前后Uinv与经LC滤波后输出电压Uac、母线电容电压Udc的波形对比图；
图16为本发明实施例功率解耦电路接入前实验中不接解耦电路的相关实验波形图；
图17为本发明实施例功率解耦电路接入后实验中不接解耦电路的相关实验波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种功率解耦电路，以在降低控制复杂度的同时提高电路的工作效率。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1
如图1所示，本实施例提供的一种功率解耦电路5，包括：第一桥臂、第二桥臂、电感Ld和解耦电容Cd；所述第一桥臂、所述第二桥臂和所述解耦电容Cd并联。
所述第一桥臂包括第一二极管开关电路和第二二极管开关电路；所述第一二极管开关电路的一端与所述解耦电容Cd的正极连接，所述解耦电容Cd的负极与所述第二二极管开关电路的一端连接，所述第一二极管开关电路的另一端分别与所述第二二极管开关电路的另一端和所述电感Ld的一端连接，所述电感Ld的另一端与逆变器4的输出端的正极连接。
所述第二桥臂包括第三二极管开关电路和第四二极管开关电路；所述第三二极管开关电路的一端与所述解耦电容Cd的正极连接，所述解耦电容Cd的负极与所述第四二极管开关电路的一端连接，所述第三二极管开关电路的另一端分别与所述第四二极管开关电路的另一端和所述逆变器4的输出端的负极连接。
作为一种可选的实施方式，所述第一二极管开关电路包括第一开关管S1和第一二极管，所述第一开关管S1的发射极与所述第一二极管的正极连接，所述第一开关管S1的集电极分别与所述第一二极管的负极和所述解耦电容的正极连接。
所述第二二极管开关电路包括第二开关管S2和第二二极管，所述第二开关管S2的发射极与所述第二二极管的正极连接，所述第二开关管S2的集电极分别与所述第二二极管的负极、所述第一开关管S1的发射极和所述电感的一端连接。
所述第三二极管开关电路包括第三开关管S3和第三二极管，所述第三开关管S3的发射极与所述第三二极管的正极连接，所述第三开关管S3的集电极分别与所述第三二极管的负极和所述解耦电容Cd的正极连接。
所述第四二极管开关电路包括第四开关管S4和第四二极管，所述第四开关管S4的发射极与所述第四二极管的正极连接，所述第四开关管S4的集电极分别与所述第四二极管的负极、所述第三开关管S3的发射极和所述逆变器4的输出端的负极连接。
作为一种可选的实施方式，所述逆变器4包括第三桥臂、第四桥臂和逆变电容C；所述第三桥臂、所述第四桥臂和所述逆变电容C并联；所述逆变电容C的正极连接电源的正极，所述逆变电容C的负极连接电源的负极；所述第三桥臂包括第五二极管开关电路和第六二极管开关电路；所述第五二极管开关电路的一端与所述逆变电容C的正极连接，所述逆变电容C的负极与所述第六二极管开关电路的一端连接，所述第五二极管开关电路的另一端分别与所述第六二极管开关电路的另一端和所述电感Ld的另一端连接。
所述第四桥臂包括第七二极管开关电路和第八二极管开关电路；所述第七二极管开关电路的一端与所述逆变电容C的正极连接，所述逆变电容C的负极与所述第八二极管开关电路的一端连接，所述第七二极管开关电路的另一端分别与所述第八二极管开关电路的另一端和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
作为一种可选的实施方式，所述第五二极管开关电路包括第五开关管G1和第五二极管，所述第五开关管G1的发射极与所述第五二极管的正极连接，所述第五开关管G1的集电极分别与所述第五二极管的负极和所述逆变电容C的正极连接。
所述第六二极管开关电路包括第六开关管G2和第六二极管，所述第六开关管G2的发射极与所述第六二极管的正极连接，所述第六开关管G2的集电极分别与所述第六二极管的负极、所述第五开关管G1的发射极和所述电感Ld的另一端连接。
所述第七二极管开关电路包括第七开关管G3和第七二极管，所述第七开关管G3的发射极与所述第七二极管的正极连接，所述第七开关管G3的集电极分别与所述第七二极管的负极和所述逆变电容C的正极连接。
所述第八二极管开关电路包括第八开关管G4和第八二极管，所述第八开关管G4的发射极与所述第八二极管的正极连接，所述第八开关管G4的集电极分别与所述第八二极管的负极、所述第七开关管G3的发射极和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
作为一种可选的实施方式，所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3和所述第四开关管S4均为IGBT器件。
作为一种可选的实施方式，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管均为IGBT内嵌二极管。
作为一种可选的实施方式，所述第一二极管开关电路、所述第二二极管开关电路、所述第三二极管开关电路和所述第四二极管开关电路的电路结构均相同。
作为一种可选的实施方式，所述第五二极管开关电路、所述第六二极管开关电路、所述第七二极管开关电路和所述第八二极管开关电路的电路结构均相同。
下面对基于上述功率解耦电路组成的微逆变器的结构和工作原理进行介绍。
如图2所示，该微逆变器结构包括：逆变器、所述功率解耦电路、电网、第一电容和第一电感。所述逆变器和所述功率解耦电路并联，并联型可以使得效率更高体积更小，而串联型还要处理逆变侧平均功率，所述第一电感的正极连接所述逆变器的输出端的正极，所述第一电感的负极连接第一电容的正极，所述第一电容的负极连接所述逆变器的输出端的负极，所述电网和所述第一电容并联。第一电容和第一电感组成了滤波电路，所述滤波电路主要作用是滤除由于调制方法所带来的不可避免地高次谐波。在逆变器一侧，逆变器的直流输入电压为Vdc，逆变器的直流电流为Idc，逆变器的交流输出电压为Uinv，电网电压为Vgrid，逆变器的直流输入功率为PI，逆变器的交流输出功率为Po，功率解耦电路的输入电压为Vc，功率解耦电路的解耦功率为Pc。
PI，Po，以及Vgrid之间的关系如图3所示，其中1代表PI，2代表Po，3代表Vgrid，由图3不难看出，逆变器的直流输入功率PI是200W恒定的，而逆变器的交流输出功率Po是交变的，二者平均功率一致，但瞬时功率不相等。传统方法是利用一个大容值的电解电容来进行能量缓冲，本实施例采用的是在逆变器交流输出侧并联一个功率解耦电路的方法，以此将逆变器中的大电解电容替换成较小容值的非电解电容，在不影响原有功能的基础上，延长了电路的使用寿命，降低了容值，提高了微逆变器工作效率。
当逆变器直流输入功率大于其交流输出功率时(PI≥Po)，多余的能量储存在功率解耦电路的解耦电容中，当逆变器直流输入功率小于其交流输出功率时(PI≤Po)，功率解耦电路中的解耦电容释放能量用于补偿两侧瞬时功率差值。
所述微逆变器分为四种工作模式，分别为模式一、模式二、模式三和模式四。
当Vgrid>0，Po<PI时，处于模式一，功率解耦电路吸收能量。
当Vgrid>0，Po>PI时，处于模式二，功率解耦电路释放能量。
当Vgrid<0，Po<PI时，处于模式三，功率解耦电路吸收能量。
当Vgrid<0，Po>PI时，处于模式四，功率解耦电路释放能量。
如图4所示，电路在一个电网周期内，工作次序为：模式一→模式二→模式一→模式三→模式四→模式三。
由于考虑到解耦电路的输入侧电压是正负交替存在的，输入电流存在正反方向，因此该电路可以在功能上实现四象限的功率变换，图5的(a)部分为模式一、图5的(b)部分为模式二、图5的(c)部分为模式三、图5的(d)部分为模式四，如图5所示，电流正方向为顺时针方向，电压方向均为上正下负。当输入电压与输入电流方向相同时，功率解耦电路吸收能量；反之，释放能量。
从直流输入电压、交流输出电压、直流输入电流和交流输出电流的关系中可得到：若功率解耦电路中直流输入电压为正，电容电压升高，且吸收能量，则可等效为boost电路；同理，若直流输入电压为正，电容电压降低，且释放能量，则可等效为buck电路。各工作模式下的等效电路详细情况如表1所示。
表1功率解耦电路不同工作模式关系表
输入电压 输入电流 输出电压 输出电流 电路类别 能量关系
模式一 正 正 正 正 Boost 吸收
模式二 正 负 正 负 Buck 释放
模式三 负 负 正 正 Boost 吸收
模式四 负 正 正 负 Buck 释放
图6中虚线为主控开关关闭的电路示意图，实线为主控开关打开的电路示意图。
如图6的(a)部分所示，其中Uinv表示逆变器交流侧等效电源。当所述电路处于模式一时，当电网瞬时电压(Ug)大于0，光伏电池输出的恒定功率(Ppv)大于电网功率(Pac)时，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管断开，所述第四开关管作为主控开关受PEM信号控制，此时，解耦电容(Cd)吸收能量，Cd的电压升高，所述电路等效于Boost电路。当所述第四开关管开通时，电流流通顺序依次为逆变器正极、电感、第四开关管、第二二极管、逆变器负极；当所述第四开关管断开时，电流流通顺序依次为逆变器正极、电感、第三二极管、解耦电容、第二二极管、逆变器负极。
如图6的(b)部分所示，其中Uinv表示逆变器交流侧等效电源。当所述电路处于模式二时，当Ug>0，Ppv<Pac时，所述第一开关管和所述第四开关管断开，所述第二开关管开通，所述第三开关管作为主控开关受PEM信号控制，此时，解耦电容(Cd)释放能量，Cd的电压下降，所述电路等效于Buck电路。当所述第三开关管开通时，电流流通顺序依次为逆变器负极、第二开关管、解耦电容、第三开关管、电感、逆变器正极；当所述第三开关管断开时，电流流通顺序依次为逆变器负极、第二开关管、第四二极管、电感、逆变器正极。
如图6的(c)部分所示，其中Uinv表示逆变器交流侧等效电源。当所述电路处于模式三时，当Ug<0，Ppv<Pac时，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第四开关管断开，所述第三开关管作为主控开关受PEM信号控制，此时，解耦电容(Cd)吸收能量，Cd的电压升高，所述电路等效于Boost电路。当所述第三开关管开通时，电流流通顺序依次为逆变器正极、第一二极管、第三开关管、电感、逆变器负极；当所述第三开关管断开时，电流流通顺序依次为逆变器正极、第一二极管、解耦电容、第四二极管、电感、逆变器负极。
如图6的(d)部分所示，其中Uinv表示逆变器交流侧等效电源。当所述电路处于模式四时，当Ug<0，Ppv>Pac时，所述第二开关管和所述第三开关管断开，所述第一开关管导通，所述第四开关管作为主控开关受PEM信号控制，此时，解耦电容(Cd)释放能量，Cd的电压下降，所述电路等效于Buck电路。当所述第四开关管开通时，电流流通顺序依次为逆变器负极、电感、第四开关管、解耦电容、第一开关管、逆变器正极；当所述第四开关管断开时，电流流通顺序依次为逆变器负极、电感、第三二极管、第一开关管、逆变器正极。功率解耦电路的工作模式如表2所示。
表2功率解耦电路的工作模式
Figure BDA0002372092440000101
Figure BDA0002372092440000111
在表2中，“0”状态表示该开关管断开，“1”状态表示该开关管导通；“1/0”状态表示该开关管受20kHz高频PEM控制信号驱动，此时，该开关管作为该种模式等效电路下的主控开关管。因此，用逻辑电路来表示以上表格，可得到表达式(1)。
Figure BDA0002372092440000112
表达式(1)中R1，R2为变量，PEM为状态量。第一开关管和第二开关管始终受100Hz低频信号控制，而第三开关管和第四开关管受20kHz高频PEM信号控制。
除以上逻辑意义之外，R1和R2还有着电气意义。R1表示电网侧电压的正负情况，当R1＝0时，电网电压处于正半周，解耦电路吸收能量，当R1＝1时，电网电压处于负半周，解耦电路释放能量。PEM信号即为各种模式下主控开关的驱动信号。
为了实现以上的电路开关控制，采用脉冲能量调制技术来触发驱动信号，每种状态下仅需要通过控制一个开关的开断，即可控制整个电路过程，这也是该发明技术的关键一点。
脉冲能量调制技术，就是根据实际需要缓冲能量的大小来计算脉冲占空比，从而控制相应开关导通的截止时长，达到能量缓冲目的。功率解耦电路四种工作模式下的等效电路图如图7所示，均可视为单开关电路。因此，可以建立能量控制模型，根据需要耦合的瞬时能量值，确定开关的控制时长，即占空比或脉冲宽度。
电网侧功率等于一个恒定分量与一个二倍工频的交流分量之和，公式(2)中Pac表示电网功率，Ppv表示光伏组件的输出功率，即直流端输入功率，θ是功率因数角，理想条件下为零。
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ) (2)
公式(3)表明解耦电路需要在一个逆变器等效开关周期内处理解耦功率，变压器输出电压不连续，所以解耦电路必须工作在DCM模式。Ppd表示解耦电路的输入功率：
Ppd＝PpvTscos(2ωt) (3)
如图8所示，Uinv是逆变器的输出电压，igrid是电网的电流，id是电感的电流瞬时值，从图中可以看出，在单个开关周期内，t1时刻，Uinv和id同时启动，t2时刻，id到达给定值后便开始下降，t3时刻降到零，且满足t3<t4<t0+Ts，令
Figure BDA0002372092440000121
TS表示开关周期。
由图8可知，t2-t1阴影部分即是PEM驱动信号的脉宽，其大小由idref决定，不同模式下idref的计算方法如下所示：
如图7的(a)部分所示，模式一等效电路为Boost，id以顺时针流向为正方向(下同)，Ld表示电感值，iref表示电感的参考电流，t1～t2时段，开关管S4导通，t2-t1可用DTs来表示，则有
Figure BDA0002372092440000122
t2～t3时段，S4断开，t3-t2可用D’Ts来表示，则有
Figure BDA0002372092440000123
解耦电路的输入功率Ppd可以表示为
Figure BDA0002372092440000124
Ud为解耦电容电压，Emin为解耦电容在前一时刻存储的能量，解耦电容瞬时能量Ec可以表示为
Figure BDA0002372092440000131
将(3)式代入(7)式，可以进一步表示为
Figure BDA0002372092440000132
UL为解耦电容电压的波谷值，于是可以得到Ud
Figure BDA0002372092440000133
由于逆变器输出电压Uinv的幅值大小等于直流输入电压Uin，根据能量守恒，功率解耦电路的输入功率等于功率解耦电路需要处理的瞬时功率，联立(3)～(9)，可得到
Figure BDA0002372092440000134
如图7(b)所示模式二等效电路为Buck，t1～t2时段，开关管S3导通
Figure BDA0002372092440000135
t2～t3时段，S3断开
Figure BDA0002372092440000136
同理可得到idref
Figure BDA0002372092440000141
如图7(c)所示模式三等效电路为Boost，工作于升压状态，t1～t2时段，开关管S3导通
Figure BDA0002372092440000142
t2～t3时段，S3断开
Figure BDA0002372092440000143
可以得到解耦电路的输入功率，联立(3)、(6)、(14)、(15)得到
Figure BDA0002372092440000144
如图7(d)所示模式四等效电路为Buck，工作于降压状态，t1～t2时段，开关管S4导通
Figure BDA0002372092440000145
t2～t3时段，S4断开
Figure BDA0002372092440000146
根据解耦电路的输入功率，联立(3)、(6)、(17)、(18)得到
Figure BDA0002372092440000147
四种模式下idref的波形如图9所示，通过idref便可以反推得到各个模式的占空比。
为验证上述理论分析，如图10所示，用Matlab软件在200W的系统上对电路工作原理进行仿真验证，由于逆变器的输出电流与并网电压同相位，故在仿真时用纯电阻作为负载，此时输出电压的波形与输出电流的波形形状一致，两者的性能指标完全一致。设计额定输出功率200W，直流输入电压100V，解耦电容平均电压500V，解耦电容电压振幅120V，根据式(20)可以计算所需的电容Cd为10.615μF。
Figure BDA0002372092440000151
式(20)中，Ppv表示额定输出功率，ω表示电网角频率，Vav表示解耦电容电压平均值，△V表示解耦电容电压振幅。其他仿真参数如表3所示。
表3仿真参数
电路参数 符号 参考值
额定功率 P<sub>oref</sub> 200W
输入电压 U<sub>in</sub> 100V
直流侧电容 C 40μF
解耦电路电感 L<sub>d</sub> 50μH
解耦电容 C<sub>d</sub> 20μF
滤波电感 L<sub>g</sub> 5mH
电网角频率 ω 314rad/s
解耦电路开关频率 f<sub>d</sub> 20kHz
单极倍频载波频率 f<sub>c</sub> 20kHz
单极倍频调制波频率 f<sub>r</sub> 50Hz
图11为本发明实施例功率解耦电路接入前后四个开关脉冲波形与Uinv的波形图，图11的(a)部分为功率解耦电路接入前后Uinv的波形图，图11的(b)部分为功率解耦电路接入前后第一开关管的波形图，图11的(c)部分为功率解耦电路接入前后第二开关管的波形图，图11的(d)部分为功率解耦电路接入前后第三开关管的波形图，图11的(e)部分为功率解耦电路接入前后第四开关管的波形图。
以下对在0.06s的时候将功率解耦电路接入前后逆变器的工作状态进行详细介绍。
如图12所示，当S4作为主控开关控制解耦电路时，图12的(a)部分为功率解耦电路在接入前后的PEM驱动信号、图12的(b)部分为功率解耦电路在接入前后逆变器输出电压Uinv波形和图12的(c)部分为功率解耦电路在接入前后电感电流Ld波形的对比。
在Uinv>0时，图中S4-PEM的两条窄脉冲对应于模式一，解耦电容Cd吸收功率；在Uinv<0时，图中S4-PEM的一条宽脉冲对应于模式三，解耦电容Cd释放功率。同时注意要控制PEM信号使得解耦电容Cd释放的功率等于吸收的功率，这样才能达到功率平衡的效果。
图13为本发明实施例功率解耦电路接入前后不同模式下第三开关管的脉冲波形、Uinv和电感电流的波形图，图13的(a)部分为第三开关管的脉冲波形、图13的(b)部分为Uinv的波形图，图13的(c)部分为电感电流的波形图。
图14为本发明实施例功率解耦电路接入前后Uinv与Id、Ud波形对比图。图14的(a)部分为Uinv的波形图、图14的(b)部分为Id的波形图，图14的(c)部分为Ud的波形图，如图14所示，解耦电容电压在360V～500V间上下波动，平均电压为430V，达到了预计值。
图15为本发明实施例功率解耦电路接入前后解耦电路工作前后Uinv与经LC滤波后输出电压Uac(可以代替并网电流iac的波形)、母线电容电压Udc的波形对比图。图15的(a)部分为Uinv的波形图，图15的(b)部分为LC滤波后输出电压Uac的波形图，图15的(c)部分为母线电容电压Udc的波形图。如图15所示，解耦电路接入之前，由于母线电容使用的是40μF的小容值薄膜电容，无法稳定来自逆变器输出侧的二次功率脉动，故母线电容电压振荡较大，振幅在约150V。受母线电压振荡影响，逆变器交流输出侧引入大量谐波，Uinv和Uac波形畸变严重，此时Uac的THD值为5.86％，在0.06s的时候接入功率解耦电路，母线电容电压的振荡大幅度减小，滤波后输出电压Uac的波形质量有较大的提高，其THD值为1.25％，接入功率解耦电路前后总谐波失真降低约为78.67％，同时输出电压Uac相位保持连续，表现出良好的跟踪功能。故开启功率解耦电路对改善波形质量，减小母线电容容值有着重要意义。
以上测试都是在直流端电压100V，交流工作满载200W的工况下测量得到，当网侧负载为额定值的40％，50％，66.8％，100％，200％，分别仿真，仿真结果和参数如表4所示，当负载改变，与额定状态下仿真一样，按照解耦电容电压平均值200V，振幅120V计算Cd。当交流侧负载功率升高，所需要平衡的脉动能量也随之增加即输入输出所需平衡的功率增加，因此原电路所需的直流侧母线电容值升高，THD1是不带解耦电路时测量的并网电流谐波畸变率，THD2是带解耦电路时测量的并网电流谐波畸变率，当交流侧负载功率升高，所需要平衡的脉动能量也随之增加即输入输出所需平衡的功率增加，因此原电路(不带解耦电路)所需的直流侧母线电容值升高，故总谐波失真(THD值)随着交流侧负载功率的升高而变得难以控制且均大于5％，在达到400W时总谐波畸变率达到12.37％，大大降低了逆变器的效率，而带解耦电路的并网电流总谐波失真随着交流侧负载功率的升高而不断减小，平衡输入输出功率的效果越来越明显在交流侧负载功率达到400W是总谐波失真小于1％，大幅提升了大功率逆变器的工作效率。故带解耦电路的逆变器除了寿命远远大于电解电容逆变器，在大功率工作环境下，带解耦电路的逆变器甚至工作效率要比电解电容逆变器更强。
表4多种工况下的仿真结果
Figure BDA0002372092440000171
在以上理论分析及仿真基础上进行实验，实验主电路为两级式逆变器，供电电源为1500W稳压直流电源。两级式逆变器中的前级Boost电路的稳压大电解电容替换20μF的薄膜电容，在不接解耦电容Cd时可得到如图16所示的实验波形。
实验中Boost的输入电压为30V，图16表明，在不接解耦电路时Boost电路的输出侧薄膜电容两端有明显抖动的二次纹波，且该二次纹波脉动幅度大概为15V左右，且逆变器的输出侧可以看到电压波形产生了明显畸变。接上解耦电路的实验效果如图17所示。图17表明，接上解耦电路时Boost电路的输出侧薄膜电容两端也存在抖动的二次纹波，但其脉动幅度约为10V左右，比之前下降了约33.3％，说明了逆变器的输出电压波形质量得到明显的改善，解耦电路明显起到降低Boost侧电容容值的作用。
仿真和实验结果都表明，本发明实施例提供的功率解耦电路，通过并联接入逆变器的交流输出端，能够代替传统电解电容器实现功率耦合功能，减小耦合电容值，提高微逆变器的效率，实现一种长寿命的无电解电容微逆变器。且逆变电路结构简单，控制技术成熟可靠，系统效率高，解决了分布式发电系统中逆变器稳定性和使用寿命短的问题。
综上所述，基于本发明的功率解耦电路的微逆变器具有以下优点：
1、在微逆变器交流输出侧并接入功率解耦电路，承担了能量缓冲，大大降低了耦合电容值，提升了微逆变器的性能和寿命，实现了无电解电容微逆变器。
2、对整个系统进行闭环控制，通过对母线电压Udc和母线电流Idc的测量时刻控制前级Boost电路的开关管占空比，通过对电网电压Uac、微逆变器交流侧输出电压Uinv和解耦电容电压Ud的测量时刻控制功率解耦电路的占空比，以达到控制输出并网电流波形，减小二次扰动功率的作用。
3、在逆变器交流输出侧并接功率解耦电路，相当于是有源功率滤波器平衡脉动能量，从而抑制逆变器中的二次扰动功率，利用交流侧电压变化大的特点大大降低了耦合电容值。
4、采用脉冲调制技术PEM，在DCM模式下，对功率解耦电路进行控制，结构简单，控制方便。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种功率解耦电路，其特征在于，包括：第一桥臂、第二桥臂、电感和解耦电容；所述第一桥臂、所述第二桥臂和所述解耦电容并联；
所述第一桥臂包括第一二极管开关电路和第二二极管开关电路；所述第一二极管开关电路的一端与所述解耦电容的正极连接，所述解耦电容的负极与所述第二二极管开关电路的一端连接，所述第一二极管开关电路的另一端分别与所述第二二极管开关电路的另一端和所述电感的一端连接，所述电感的另一端与逆变器的输出端的正极连接；
所述第二桥臂包括第三二极管开关电路和第四二极管开关电路；所述第三二极管开关电路的一端与所述解耦电容的正极连接，所述解耦电容的负极与所述第四二极管开关电路的一端连接，所述第三二极管开关电路的另一端分别与所述第四二极管开关电路的另一端和所述逆变器的输出端的负极连接。
2.根据权利要求1所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述第一二极管开关电路包括第一开关管和第一二极管，所述第一开关管的发射极与所述第一二极管的正极连接，所述第一开关管的集电极分别与所述第一二极管的负极和所述解耦电容的正极连接；
所述第二二极管开关电路包括第二开关管和第二二极管，所述第二开关管的发射极与所述第二二极管的正极连接，所述第二开关管的集电极分别与所述第二二极管的负极、所述第一开关管的发射极和所述电感的一端连接；
所述第三二极管开关电路包括第三开关管和第三二极管，所述第三开关管的发射极与所述第三二极管的正极连接，所述第三开关管的集电极分别与所述第三二极管的负极和所述解耦电容的正极连接；
所述第四二极管开关电路包括第四开关管和第四二极管，所述第四开关管的发射极与所述第四二极管的正极连接，所述第四开关管的集电极分别与所述第四二极管的负极、所述第三开关管的发射极和所述逆变器的输出端的负极连接。
3.根据权利要求1所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述逆变器包括第三桥臂、第四桥臂和逆变电容；所述第三桥臂、所述第四桥臂和所述逆变电容并联；所述逆变电容的正极连接电源的正极，所述逆变电容的负极连接电源的负极；所述第三桥臂包括第五二极管开关电路和第六二极管开关电路；所述第五二极管开关电路的一端与所述逆变电容的正极连接，所述逆变电容的负极与所述第六二极管开关电路的一端连接，所述第五二极管开关电路的另一端分别与所述第六二极管开关电路的另一端和所述电感的另一端连接；
所述第四桥臂包括第七二极管开关电路和第八二极管开关电路；所述第七二极管开关电路的一端与所述逆变电容的正极连接，所述逆变电容的负极与所述第八二极管开关电路的一端连接，所述第七二极管开关电路的另一端分别与所述第八二极管开关电路的另一端和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
4.根据权利要求3所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述第五二极管开关电路包括第五开关管和第五二极管，所述第五开关管的发射极与所述第五二极管的正极连接，所述第五开关管的集电极分别与所述第五二极管的负极和所述逆变电容的正极连接；
所述第六二极管开关电路包括第六开关管和第六二极管，所述第六开关管的发射极与所述第六二极管的正极连接，所述第六开关管的集电极分别与所述第六二极管的负极、所述第五开关管的发射极和所述电感的另一端连接；
所述第七二极管开关电路包括第七开关管和第七二极管，所述第七开关管的发射极与所述第七二极管的正极连接，所述第七开关管的集电极分别与所述第七二极管的负极和所述逆变电容的正极连接；
所述第八二极管开关电路包括第八开关管和第八二极管，所述第八开关管的发射极与所述第八二极管的正极连接，所述第八开关管的集电极分别与所述第八二极管的负极、所述第七开关管的发射极和所述第三二极管开关电路的另一端连接。
5.根据权利要求2所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均为IGBT器件。
6.根据权利要求1所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述第一二极管开关电路、所述第二二极管开关电路、所述第三二极管开关电路和所述第四二极管开关电路的电路结构均相同。
7.根据权利要求3所述的一种功率解耦电路，其特征在于，所述第五二极管开关电路、所述第六二极管开关电路、所述第七二极管开关电路和所述第八二极管开关电路的电路结构均相同。
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CN112260567A (zh) * 2020-10-23 2021-01-22 上海海事大学 一种具有有源功率解耦功能的非隔离并网逆变器

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