CN116961399A - 基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型pfc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，属于PFC变换器领域；该无桥降压型PFC变换器，其拓扑结构包括开关管S₁、开关管S₂、降压二极管D₁、反激二极管D₂、限流二极管D_R1、限流二极管D_R2、输出电容C_o、降压电感L₁、理想变压器T、励磁电感L_m；开关管S₁、降压电感L₁、降压二极管D₁组成降压变换单元；开关管S₂、理想变压器T、励磁电感L_m、反激二极管D₂组成输出反向的反激变换单元；降压变换单元与输出反向的反激变换单元用于处理正、负两个交流极性输入，并最终实现单极性直流输出。本发明中变换器拓扑减小了传统Buck PFC变换器中的输入电流死区，使变换器在更高的输出电压下保持更低的THDi和更高的PF值。

Description

基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器

技术领域

本发明涉及PFC变换器领域，更具体地说，基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器。

背景技术

AC-DC变换器被广泛应用于现代电力电子设备中。其中功率因数校正变换器将设备中的输入电流进行校正，使其更趋向于正弦电流，因此被广泛应用于功率等级大于75W的设备中。

目前，虽然升压型(boost)PFC变换器因其简单的电路拓扑、成熟的控制被广泛使用，但由于其输出电压总是大于输入电压的输入输出电压升压特性，而并不适合于低压LED照明、低压电池充电器、变频电动机前级驱动等应用场合。Boost PFC变换器还需在后级增加一级的降压电路以匹配相关应用场合。

相对应的，降压(buck)型PFC变换器具有结构简单、输入电压低于输出电压的低电压输出特性，其可以不使用后级电路，或者可以在后级降压变换器中采用低耐压器件，以降低器件应力要求与系统总体成本。而且，由降压PFC变换器所主导的母线电压仅为80V、90V、160V或者200V，明显低于boost PFC变换器所主导的380V或400V电压要求。因此研究降压型PFC变换器具有重要意义。

传统Buck PFC拓扑如图1所示，其需要一个整流桥和后级的Buck变换单元实现AC-DC变换。但是，图2给出了传统Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内的输入电流死区现象。这是由于Buck PFC变换器的输入电压总是需要大于输出电压，因此，在交流输入电压较低时，变换器的输入电流存在死区时间。这种输入电流死区时间将导致变换器必须限制其输出电压(通常限制在80V或者90V)，以换取更低的输入电流谐波(total harmonicdistortion,THD)以及较高的输入功率因数(power factor,PF)。但是，较低的输出电压V_o导致Buck PFC变换器不能工作于大功率场合(注：相同输出功率下，低V_o导致高输出电流I_o，高输出电流I_o导致高导通损耗，因此低V_o导致了输出功率限制)。

此外，传统Buck PFC变换器的整流桥二极管在工作中，总需要至少两个二极管保持导通状态，导致系统整体效率不高。

发明内容

本发明要解决的技术问题：

本发明的目的是提供基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，以解决上述背景技术中提出的问题，即传统Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内的输入电流死区现象，导致Buck PFC变换器不能工作于大功率场合。

为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：

基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，包括开关管S₁、开关管S₂、降压二极管D₁、反激二极管D₂、限流二极管D_R1、限流二极管D_R2、输出电容C_o、降压电感L₁、理想变压器T、励磁电感L_m；

所述开关管S₁、降压电感L₁、降压二极管D₁组成降压变换单元；

所述开关管S₂、理想变压器T、励磁电感L_m、反激二极管D₂组成输出反向的反激变换单元；

所述降压变换单元与输出电容C_o、限流二极管D_R1，用于交流输入正半周期内的电能变换，且交流输入正半周期内输入电流仍存在死区；

所述输出反向的反激变换单元与输出电容C_o、限流二极管D_R2，用于交流输入负半周期内的电能变换，且交流输入负半周期内输入电流不存在死区；

所述降压变换单元与输出反向的反激变换单元用于处理正、负两个交流极性输入，并最终实现单极性直流输出。

优选地，交流输入侧的一端与限流二极管D_R1的阳极、限流二极管D_R2的阴极连接；

限流二极管D_R1的阴极与开关管S₁的漏极连接，开关管S₁的源极与降压二极管D₁的阴极、降压电感L₁的一端连接；降压电感L₁的另一端与输出电容C_o的正极、反激二极管D₂的阴极、负载R_L的一端连接；反激二极管D₂的阳极与理想变压器T的次边侧同名端连接；

开关管S₂的源极与限流二极管D_R2的阳极连接，开关管S₂的漏极与理想变压器T的原边侧同名端、励磁电感L_m的一端连接；

理想变压器T的原边侧非同名端、励磁电感L_m的另一端、降压二极管D₁的阳极、输出电容C_o的负极、负载R_L的另一端、理想变压器T的次边侧非同名端共同与交流输入的另一端连接。

优选地，所述无桥降压型PFC变换器的输出电压V_o的采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动开关管S₁、开关管S₂。

优选地，基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器其控制方法包括：

工作模态1：开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端向降压电感L₁充能，并同时向输出电容C_o充电，并为负载R_L供能；此时，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同；

工作模态2：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，降压二极管D₁导通，存储于降压电感L₁的能量经过降压二极管D₁向负载R_L供能，降压电感电流i_L1线性下降；

工作模态3：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，降压电感L₁的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能；

工作模态4：开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端经过限流二极管D_R2、开关管S₂向励磁电感L_m充能，励磁电感电流i_Lm线性上升，开关管S₂、限流二极管D_R2的电流与励磁电感电流i_Lm的幅值相同，方向相同；输出电容C_o为负载R_L供能；此时的理想变压器T没有工作；

工作模态5：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，存储于励磁电感L_m的能量通过励磁电感电流i_Lm经过理想变压器T的原边传递到次边，并通过反激二极管D₂向负载R_L供能，励磁电感电流i_Lm线性下降，且其值等于理想变压器T原边电流i_p；

工作模态6：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，励磁电感L_m的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能。

有益效果：

本发明所述的基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，相比于传统Buck PFC变换器，本发明的优点在于：

(1)、本发明继续保持了固有的电流校正能力，可以通过单电压环控制实现PFC功能与输出电压调节，并且可以用同一驱动信号控制两个开关管，降低了控制难度。

(2)、本发明所提出的变换器拓扑减小了传统Buck PFC变换器中的输入电流死区，使变换器可以在更高的输出电压下保持更低的THDi和更高的PF值。

(3)、本发明所提出的拓扑结构减少了导通过程中整流二极管的数量(传统BuckPFC变换器C需要2个整流二极管，本发明仅1个整流二极管)，可以降低变换器导通损耗，提高变换器整体效率。

附图说明

图1为背景技术中传统Buck PFC变换器拓扑图；

图2为背景技术中传统Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内的输入电压、电流波形图；

图3为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器拓扑结构图；

图4为本发明实施例2中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器拓扑结构图；

图5为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半工频周期的工作模态1等效电路图；

图6为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半工频周期的工作模态2等效电路图；

图7为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半工频周期的工作模态3等效电路图；

图8为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半工频周期的工作模态4等效电路图；

图9为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半工频周期的工作模态5等效电路图；

图10为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半工频周期的工作模态6等效电路图；

图11为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期以及在一个开关周期内的关键器件波形图；

图12为本发明实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期以及在一个开关周期内的关键器件波形图；

图13为本发明中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的控制实现原理图；

图14为本发明中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的驱动信号图；

图15为本发明中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器在交流输入工频周期下与开关周期下的PSIM仿真波形图；

图16为本发明中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的输入电流波形以及测得的PF与THDi对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例对本发明技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

实施例1：

参阅图3，图3为本发明提出的基于输出反向的反激与降压单元的输入电流死区减少的无桥降压型PFC变换器，其主要特点是通过将输出反向的反激变换单元与传统降压变换单元进行结构组合得到一种新型的无桥拓扑结构。

图3给出了本实施例中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的拓扑结构，其主要包括开关管S₁、开关管S₂，降压二极管D₁、反激二极管D₂，限流二极管D_R1、限流二极管D_R2，输出电容C_o，降压电感L₁，理想变压器T以及其励磁电感L_m。由于降压变换单元与输出反向的反激变换单元均只能处理单极性的输入，因此，分别将降压与反激变换单元用于处理正、负两个交流极性输入，并最终实现单极性直流输出。

图3中，开关管S₁、降压电感L₁、降压二极管D₁为Buck变换单元，与输出电容C_o、限流二极管D_R1，实现交流输入正半周期内的电能变换。由于交流输入正半周期仍然使用了Buck变换单元，因此当输入电压v_in小于输出电压V_o时，Buck变换单元不再运行于降压工作模式，导致该阶段输入电流无法流入变换器，因此输入电流仍然存在死区。

图3中，开关管S₂、理想变压器T、励磁电感L_m、反激二极管D₂为输出反向的反激变换单元，与输出电容C_o、限流二极管D_R2，实现交流输入负半周期内的电能变换。由于交流输入负半周使用了输出反向的反激变换单元，因此输入电压v_in与输出电压V_o的大小关系不会影响变换器输入电流是否存在，即变换器在交流输入负半周期内不存在死区。

注意，当变换器工作在电感电流断续导电模式(discontinue conduction mode,DCM)时，与传统其他PFC变换器一样，该变换器仍然需要配置差模(differential mode,DM)电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器，为说明本发明关键部分，本发明并未在此给出。

在本实施例中，交流输入侧的一端与限流二极管D_R1的阳极、限流二极管D_R2的阴极连接。限流二极管D_R1的阴极与开关管S₁的漏极连接，开关管S₁的源极与降压二极管D₁的阴极、降压电感L₁的一端连接。降压电感L₁的另一端与输出电容C_o的正极、反激二极管D₂的阴极、负载R_L的一端连接。开关管S₂的源极与限流二极管D_R2的阳极连接。开关管S₂的漏极与理想变压器T的原边侧同名端、励磁电感L_m的一端连接。理想变压器T的原边侧非同名端、励磁电感L_m的另一端、降压二极管D₁的阳极、输出电容C_o的负端、负载R_L的另一端、理想变压器T的次边侧非同名端共同与交流输入的另一端连接。理想变压器T的次边侧同名端与反激二极管D₂的阳极连接。

参阅图5-12，以下对工作模态进行介绍。

工作模态1[0,dT_S]：如图5所示，该阶段，开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端向降压电感L₁充能，并同时向输出电容C_o充电，并为负载R_L供能。此时，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同。

工作模态2[dT_S,(d+d_b)T_S]：如图6所示，开关管S₁和开关管S₂关断，降压二极管D₁导通，存储于降压电感L₁的能量经过降压二极管D₁向负载R_L供能，降压电感电流i_L1线性下降。

工作模态3[(d+d_b)T_S,T_S]：如图7所示，开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，降压电感L₁的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能。

工作模态4[0,dT_S]：如图8所示，开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端经过限流二极管D_R2、开关管S₂向励磁电感L_m充能，励磁电感电流i_Lm线性上升，开关管S₂、限流二极管D_R2的电流与励磁电感电流i_Lm的幅值相同，方向相同。输出电容C_o为负载R_L供能。此时的理想变压器T没有工作。

工作模态5[dT_S,(d+d_f)T_S]：如图9所示，开关管S₁和开关管S₂关断，存储于励磁电感L_m的能量通过励磁电感电流i_Lm经过理想变压器T的原边传递到次边，并通过反激二极管D₂向负载R_L供能，励磁电感电流i_Lm线性下降，且其值等于理想变压器T原边电流i_p。

工作模态6[(d+d_f)T_S,T_S]：如图10所示，开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，励磁电感L_m的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能。

参阅图13-14，本发明在输入侧存在限流二极管，因此，输入电压不会因两个开关管同时导通而短路，两个开关管可用同一驱动(图13中G_S1与G_S2)，简化了电路的控制。变换器可以采用简单的单电压环闭环控制实现输入电流校正与输出电压调节。具体控制方法如下：输出电压V_o的采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号可用于直接驱动两个开关管S₁、S₂。

变换器仿真结果：

参阅15-16，为验证本发明的变换电路可行性，采用了PSIM仿真软件对该电路进行了仿真验证。具体参数：交流输入采用正弦信号拟合，交流电压峰值为311V，频率为50Hz，电感L₁为60uH，励磁电感L_m为140uH，输出电容C_o为1980uF，输出电压为200V，负载R_L为256Ω，功率为156W，开关频率为50k，PI参数中P为2，I为0.005。另外，为保证输入电流为连续量，需要和传统Buck PFC变换器一样，在输入侧加入电磁滤波电感L_f与输入电容C_f，分别设置为L_f＝2.2mH、C_f＝0.1uF。

参阅图15，图15为本发明变换器的关键器件波形仿真图。在图15中的仿真波形中，本发明变换器在交流输入峰值311V、频率50Hz的情况下，实现了200V稳定输出。且开关管S₁、开关管S₂分别自动地在输入电压v_in的正负半周期交替工作，实现了不使用整流桥下的无桥变换运行，完成在整流二极管数量减少下的AC-DC变换。而且，图15中的各主要器件仿真波形稳定，说明变换器能稳定运行工作，并与图11和图12所示的理论分析波形相符，验证了发明变换器的可行性。

为了对比本发明变换器性能，依据上述仿真参数对现有传统Buck PFC变换器进行了仿真，传统Buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为311Vac，输出直流电压为200V，输出电容为1980uF，电感为60uH，电磁滤波电感L_f为2.2mH，输入电容C_f为0.1uf，开关频率为50kHz，输出功率为156W，并且均采用相同的PI控制参数(P＝2，I＝0.005)。图16给出了传统Buck PFC变换器与本发明无桥降压型PFC变换器的THDi对比。可以看到，相比传统Buck PFC变换器，本发明的变换器输入电流死区范围明显减小，具有明显更低的THDi以及更高的PF值。

根据上述仿真结果可知，本发明所提出的无桥降压型PFC变换器在不使用整流桥的情况下，分别采用输出电压反向的反激变换单元与降压变换单元，实现了稳定的200V电压输出。所发明的变换器仍然可以采用简单的单电压闭环控制实现稳定运行与功率因数校正。相比于传统Buck PFC变换器，在没有增加控制复杂度的情况下，大幅减低了输入电流死区，实现了在更高输出电压下的高PF与低THDi性能。

实施例2：

基于图3所示的将两个不同变换单元进行拓扑组合的方法，可以推演得到如图4所示的一种新型拓扑结构。参阅图4，本实施例提出基于反激与降压单元的输入电流死区减少的无桥降压型PFC变换器的另一种拓扑结构，本实施例中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的拓扑结构图与实施例1中基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器的拓扑结构图，两种拓扑结构类似于上下对称并且两者的性能一致；本实施例中以图4所示拓扑结构进行说明。

参阅图4，与实施例1不同之处在于，本实施例具体地，交流输入侧的一端与限流二极管D_R1的阳极、限流二极管D_R2的阴极连接。

限流二极管D_R2的阳极与开关管S₂的源极连接，开关管S₂的漏极与降压二极管D₂的阳极、降压电感L₂的一端连接。降压电感L₂的另一端与输出电容C_o的负极、反激二极管D₁的阳极、负载R_L的一端连接。反激二极管D₁的阴极与理想变压器T的次边侧同名端连接。

开关管S₁的漏极与限流二极管D_R1的阴极连接。开关管S₁的源极与励磁电感L_m的一端连接、理想变压器T的原边侧同名端。

理想变压器T的原边侧非同名端、励磁电感L_m的另一端、降压二极管D₂的阴极、输出电容C_o的正极、负载R_L的另一端、理想变压器T的次边侧非同名端共同与交流输入的另一端连接。

本实施例中PFC变换器与实施例1中PFC变换器性能一致，变换器仿真结果均一致。

本发明提出基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，此前在专利号为202310224357.7的发明专利中提出基于降压与反激变换单元的无桥降压型PFC变换器。

二者相对比，本发明采用输出反向的反激变换单元，专利号为202310224357.7的发明专利采用非反向的反激变换单元，同时二者内部拓扑结构不同，且表现在器件耐压也有所区别。相较于专利号为202310224357.7的发明专利，本发明所提出的拓扑虽然开关器件电压应力稍有增大，但是本发明不需要两个体积庞大的串联输出电解电容，因此由电容所占的电路系统体积有所降低。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (4)

1.基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，其特征在于：

所述无桥降压型PFC变换器拓扑结构包括开关管S₁、开关管S₂、降压二极管D₁、反激二极管D₂、限流二极管D_R1、限流二极管D_R2、输出电容C_o、降压电感L₁、理想变压器T、励磁电感L_m；

所述开关管S₁、降压电感L₁、降压二极管D₁组成降压变换单元；

所述开关管S₂、理想变压器T、励磁电感L_m、反激二极管D₂组成输出反向的反激变换单元；

所述降压变换单元与输出电容C_o、限流二极管D_R1，用于交流输入正半周期内的电能变换，且交流输入正半周期内输入电流仍存在死区；

所述输出反向的反激变换单元与输出电容C_o、限流二极管D_R2，用于交流输入负半周期内的电能变换，且交流输入负半周期内输入电流不存在死区；

所述降压变换单元与输出反向的反激变换单元用于处理正、负两个交流极性输入，并最终实现单极性直流输出。

2.根据权利要求1所述的基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，其特征在于：

交流输入侧的一端与限流二极管D_R1的阳极、限流二极管D_R2的阴极连接；

限流二极管D_R1的阴极与开关管S₁的漏极连接，开关管S₁的源极与降压二极管D₁的阴极、降压电感L₁的一端连接；降压电感L₁的另一端与输出电容C_o的正极、反激二极管D₂的阴极、负载R_L的一端连接；反激二极管D₂的阳极与理想变压器T的次边侧同名端连接；

开关管S₂的源极与限流二极管D_R2的阳极连接，开关管S₂的漏极与理想变压器T的原边侧同名端、励磁电感L_m的一端连接；

理想变压器T的原边侧非同名端、励磁电感L_m的另一端、降压二极管D₁的阳极、输出电容C_o的负极、负载R_L的另一端、理想变压器T的次边侧非同名端共同与交流输入的另一端连接。

3.根据权利要求2所述的基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，其特征在于：所述无桥降压型PFC变换器的输出电压V_o的采样信号与输出参考电压V_o,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动开关管S₁、开关管S₂。

4.根据权利要求1-3任一所述的基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型PFC变换器，其特征在于：其控制方法包括：

工作模态1：开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端向降压电感L₁充能，并同时向输出电容C_o充电，并为负载R_L供能；此时，降压电感电流i_L1线性上升，开关管S₁的电流与降压电感电流i_L1的幅值相同，方向相同；

工作模态2：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，降压二极管D₁导通，存储于降压电感L₁的能量经过降压二极管D₁向负载R_L供能，降压电感电流i_L1线性下降；

工作模态3：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，降压电感L₁的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能；

工作模态4：开关管S₁和开关管S₂处于导通状态，输入端经过限流二极管D_R2、开关管S₂向励磁电感L_m充能，励磁电感电流i_Lm线性上升，开关管S₂、限流二极管D_R2的电流与励磁电感电流i_Lm的幅值相同，方向相同；输出电容C_o为负载R_L供能；此时的理想变压器T没有工作；

工作模态5：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，存储于励磁电感L_m的能量通过励磁电感电流i_Lm经过理想变压器T的原边传递到次边，并通过反激二极管D₂向负载R_L供能，励磁电感电流i_Lm线性下降，且其值等于理想变压器T原边电流i_p；

工作模态6：开关管S₁和开关管S₂处于关断状态，励磁电感L_m的电流已下降到零，输出电容C_o为负载R_L供能。