CN107959429A - 一种耦合电感升压逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种耦合电感升压逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。它包括二极管D₁、D₂、D_S3和D_S4，开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅；耦合电感T的原边绕组N₁和副边绕组N₂；电容C₁；二极管D₁阳极连接输入电源U_in一端，二极管D₁阴极连接耦合电感T的原边绕组N₁同名端；耦合电感T的原边绕组N₁非同名端与开关管S₁的A端、开关管S₂的A端和电容C₁一端相连；开关管S₁的C端、二极管D₃阴极、开关管S₅的A端和输入电源U_in另一端连接；二极管D₃阳极、二极管D₂阴极和电容C₂一端相连。针对现有技术的升压逆变器存在升压比低的问题，它的集成度高，升压比高且升压比调节更加灵活。

Description

一种耦合电感升压逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种耦合电感升压逆变器及其控制方法。

背景技术

传统技术中的直流电压转换成交流电压时，多采用直流升压和逆变组合的两级方式实现，由前级DC/DC、后级DC/AC两级式级联逆变器可将直流电压转换成交流电压。然而，两级式级联逆变器所需器件多、体积重量大、转换效率低且为实现系统稳定运行，前级与后级之间的匹配调节较为复杂。

近年来越来越多的学者开始将研究目光转向单级式升压逆变器。2002年彭方正提出了Z源逆变器，解决了传统电压源逆变器的一些不足，Z源逆变器利用上下桥臂开关管的可控直通提升了逆变器输入侧直流母线电压，从而提高了输出交流电压，但这种逆变器拓扑结构较复杂、有起动冲击振荡、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比限制等不足。

文献《A Novel Single Stage Zero Leakage Current Transformer-lessInverter for Grid Connected PV Systems》IEEE2015，公开了一种单级逆变器，该逆变器是由反相和非反相CUK逆变器更换二极管组合而成。由于固有的Cuk变换器的升降压能力，使得输出电压可以高于或低于输入电压，且该逆变器输入电流纹波较低。其不足之处在于，该逆变器出发点是为了降低光伏阵列电压转换中的泄漏电流，开关器件较多，增加了电路的体积，且有2/3的开关器件工作在高频状态下，对开关器件的性能要求高，损耗大，降低了逆变器的效率。

发明内容

1.发明要解决的技术问题

针对现有技术的升压逆变器存在升压比低的问题，本发明提供了一种耦合电感升压逆变器及其控制方法。它的集成度高，升压比高且升压比调节更加灵活。

2.技术方案

为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：

一种耦合电感升压逆变器，包括二极管D₁、D₂、D_S3和D_S4，开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅；耦合电感T的原边绕组N₁和副边绕组N₂；电容C₁；

二极管D₁阳极连接输入电源U_in一端，二极管D₁阴极连接耦合电感T的原边绕组N₁同名端；

耦合电感T的原边绕组N₁非同名端与开关管S₁的A端、开关管S₂的A端和电容C₁一端相连；

开关管S₁的C端、二极管D₃阴极、开关管S₅的A端和输入电源U_in另一端连接；

二极管D₃阳极、二极管D₂阴极和电容C₂一端相连；

电容C₂另一端和耦合电感T的原边绕组N₂非同名端连接；

耦合电感T的原边绕组N₂同名端和二极管D₂阳极、电容C₁另一端、开关管S₃和S₄的C端，二极管D_S3和D_S4阳极连接；

开关管S₂的C端、开关管S₃的A端、二极管D_S3阴极连接于节点a；

开关管S₄的A端、开关管S₅的C端和D_S4阴极连接于节点b；

节点a和b形成输出端。

优选地，所述电容C₁和C₂均为无极性电容。

优选地，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接负载R_o或电网。

优选地，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L_o和滤波电容C_o，滤波电感L_o一端与节点a连接，滤波电感L_o另一端与滤波电容C_o一端和负载R_o或电网一端连接，滤波电容C_o另一端和负载R_o或电网另一端与节点b连接。

优选地，所述的开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅为MOSFET器件。

优选地，所述的开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅为IGBT器件。

一种耦合电感升压逆变器的控制方法，在输出电压u_o正半周期内，包括模态一、模态二与模态三，模态一、模态二与模态三依次交替运行工作；

模态一：控制开关管S₁、S₂、S₄导通，S₃、S₅关断，二极管D₁和D₂导通，D₃、D_S3和D_S4关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m在输入电源U_in的作用下充电储能，电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；开关管S₄、电容C₁、开关管S₂和滤波器构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态二：控制开关管S₄导通，开关管S₁、S₂、S₃、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S3均导通，二极管D₂、D_S4均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态三；开关管S₄、二极管D_S3和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电；

在输出电压u_o负半周期内，包括模态四、模态五与模态六，模态四、模态五与模态六依次交替运行工作；

模态四：控制开关管S₁、S₃、S₅均导通，开关管S₂、S₄均关断，二极管D₁、D₂均导通，二极管D₃、D_S3、D_S4均关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，在输入电源U_in的作用下，耦合电感T的励磁电感L_m上的电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；滤波器、开关管S₃、S₁、S₅和电容C₁构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态五：控制开关管S₃导通，开关管S₁、S₂、S₄、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S4均导通，二极管D₂、D_S3均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态六；开关管S₃、二极管D_S4和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电。

3.有益效果

采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)本发明的一种耦合电感升压逆变器，可同时实现升压与逆变功率变换过程，减少了储能器件的数量，降低了系统的体积，因此系统的集成度和变换效率都得到了有效的改善；

(2)本发明的一种耦合电感升压逆变器，由于耦合电感的引入，升压比得到显著的提高且升压比调节更加灵活；

(3)本发明的一种耦合电感升压逆变器，通过对5个开关管S₁至S₅的调制，即可达到升压与逆变的效果，且仅有一个开关管处于一个周期内高频调制状态、两个开关管处于半个内周期高频调制状态，有效地降低了开关损耗，使得系统的效率得到了提高；

(4)本发明的一种耦合电感升压逆变器，克服了传统两级逆变器的缺点，与其他单级升压逆变器相比，具有电路结构简单、控制策略易实现、转换效率高、成本低等优点；

(5)本发明的一种耦合电感升压逆变器，在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；

(6)本发明的一种耦合电感升压逆变器，电容C₁、C₂为储能元件，起到能量转化的作用，电容C₁、C₂可采用容值较小的无极性电容，由于无极性电容的使用，电路的可靠性得到大大地提高；

(7)本发明的一种耦合电感升压逆变器，利用耦合电感T进行能量转化，以及通过储能电容C₁、C₂，极大的提高了升压比；

(8)本发明的一种耦合电感升压逆变器的控制方法，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至六，可以实现大的升压比值。

附图说明

图1为本发明的电路结构图；

图2为本发明的电路结构图；

图3为本发明的调制策略示意图；

图4为本发明的电路模态一；

图5为本发明的电路模态二；

图6为本发明的电路模态三；

图7为本发明的电路模态四；

图8为本发明的电路模态五；

图9为本发明的电路模态六；

图10为本发明的输入电压U_in、输出电压u_o仿真波形图；

图11为本发明的输出电流i_o仿真波形图；

图12为本发明的电容C₁两端电压仿真波形图；

图13为本发明的电容C₂两端电压仿真波形图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。

本发明中的开关管(包括开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅)可以选择使用MOSFET器件，还可以选择使用IGBT器件，当使用IGBT时，功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的漏极、栅极和源极。

滤波器输出端电压，即负载R_o两端的电压记为输出电压u_o，对应输出电压幅值Uo_m；图1中节点a和b之间的电压采用u_ab表示，代表开关管S₃的A端与S₅的C端之间的电压值。

图3中波形c为载波，采用三角波；波形d为调制波。

实施例1

如图1所示，本实施例的一种耦合电感升压逆变器，包括二极管D₁、D₂、D_S3和D_S4，开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅；耦合电感T的原边绕组N₁和副边绕组N₂；电容C₁；

二极管D₁阳极连接输入电源Uin一端，二极管D₁阴极连接耦合电感T的原边绕组N₁同名端；

耦合电感T的原边绕组N₁非同名端与开关管S₁的A端、开关管S₂的A端和电容C₁一端相连；

开关管S₁的C端、二极管D₃阴极、开关管S₅的A端和输入电源Uin另一端连接；

二极管D₃阳极、二极管D₂阴极和电容C₂一端相连；

电容C₂另一端和耦合电感T的原边绕组N₂非同名端连接；

耦合电感T的原边绕组N₂同名端和二极管D₂阳极、电容C₁另一端、开关管S₃和S₄的C端，二极管D_S3和D_S4阳极连接；

开关管S₂的C端、开关管S₃的A端、二极管D_S3阴极连接于节点a；

开关管S₄的A端、开关管S₅的C端和D_S4阴极连接于节点b；

节点a和b形成输出端。

本实施例的电路结构将输入电源U_in进行升压和逆变的转换，输出电压幅值U_om大于直流电源U_in，与传统的升压逆变器相比，逆变的同时进行了升压，减少了元器件的数量，尤其是功率器件数量较少，从而降低了开关损耗以及成本，且集成度高，体积小，升压变比高。

与背景技术中的对比文献(《A Novel Single Stage Zero Leakage CurrentTransformer-less Inverter for Grid Connected PV Systems》)相比，使用的开关管数量少，且该文献中有四个功率开关管处于高频状态下工作，这无疑会增大开关损耗，且降低功率开关管的使用寿命，进而降低整个升压逆变器的转换效率和使用寿命；另外该文献的功率开关管的数量比本申请要多出一个，这无疑会增大升压逆变器的体积；

作为本实施例的进一步改进，电压u_ab两端节点a和b与滤波器的输入端连接，对电压u_ab进行滤波，去除谐波干扰，调制成交流正弦波，滤波器的输出端与负载R_o或电网连接。

实施例2

结合图1，本实施例的一种耦合电感升压逆变器，在实施例1的基础上作进一步改进，因电容C₁和C₂均为中间储能元件，起到能量转化的作用，电容C₁和C₂均为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命。

实施例3

结合图1，本实施例的一种耦合电感升压逆变器，在实施例1或2的基础上作进一步改进，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接负载R_o或电网。

本实施例完成升压逆变，滤波器的输出端，即输出电压u_o直接为负载R_o供电，或者将输出电压u_o反馈到电网中去。

实施例4

结合图1，本实施例的一种耦合电感升压逆变器，在实施例1或2的基础上作进一步改进，本实施例的滤波器为LC型，包括滤波电感L_o和滤波电容C_o，滤波电感L_o一端与节点a连接，滤波电感L_o另一端与滤波电容C_o一端和负载R_o一端连接，滤波电容C_o另一端和负载R_o另一端与节点b连接，直接将输出电压u_o为负载R_o供电。

作为进一步的改进，滤波电感L_o一端与节点a连接，滤波电感L_o另一端与滤波电容C_o一端和电网一端连接，滤波电容C_o另一端和电网另一端与节点b连接，直接将输出电压u_o反馈到电网。

除以上所述的LC型滤波器，本申请在具体应用中，可根据需要选择使用其他类型的滤波器。

实施例5

在实施例1-4任一项基础上的一种耦合电感升压逆变器的控制方法，在输出电压u_o正半周期内，包括模态一、模态二与模态三，模态一、模态二与模态三依次运行工作；

模态一：控制开关管S₁、S₂、S₄导通，S₃、S₅关断，二极管D₁和D₂导通，D₃、D_S3和D_S4关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m在输入电源U_in的作用下充电储能，电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；开关管S₄、电容C₁、开关管S₂和滤波器构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态二：控制开关管S₄导通，开关管S₁、S₂、S₃、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S3均导通，二极管D₂、D_S4均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边绕组N₂、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态三；开关管S₄、二极管D_S3和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电；

在输出电压u_o负半周期内，包括模态四、模态五与模态六，模态四、模态五与模态六依次运行工作；

模态四：控制开关管S₁、S₃、S₅均导通，开关管S₂、S₄均关断，二极管D₁、D₂均导通，二极管D₃、D_S3、D_S4均关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，在输入电源U_in的作用下，耦合电感T的励磁电感L_m上的电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；滤波器、开关管S₃、S₁、S₅和电容C₁构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态五：控制开关管S₃导通，开关管S₁、S₂、S₄、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S4均导通，二极管D₂、D_S3均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边绕组N₂、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态六；开关管S₃、二极管D_S4和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电。

经过比对，这一过程不同于传统的升压变换器和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：

1、本申请的升压逆变器是单级逆变器，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；

2、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；

3、传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配的问题，增大了设计了成本，本申请的单级式升压逆变器不存在这一问题；

4、本申请与升压变换器和全桥逆变电路组合的升压逆变方式相比，本申请中各个开关工作的模态与之完全不同，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至六，最终可以实现升压比值大；

5、本申请的单级式升压逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。

实施例6

本实施例的一种耦合电感升压逆变器，其结构与实施例1-4任一项相同，其控制方法同实施例5，其等效电路结构如图2所示，图2为本实施例的一种耦合电感升压逆变器，耦合电感T的副边漏感折算到原边后的等效电路结构图。耦合电感T的同名端用“·”表示，L_m和L_k分别对应为耦合电感T的励磁电感和原边漏感与副边折算到原边的总漏感，N₁、N₂分别为耦合电感T的原、副边绕组，其匝比为n＝N₂/N₁。该逆变器可同时实现直流升压与交流逆变功率变换过程，同时具有转换效率高、功率密度高和可靠性高等优点。

实施例7

本实施例结合图2-13对实施例1-6中任一技术方案作分析。

3.1升压变比分析

如图1所示，在输入电源U_in与耦合电感T的共同作用下，电容C₁、C₂实现了能量储存，在不同开关组合的条件下，电容C₁、C₂向输出端放电，滤波器前端可获得极性SPWM波形电压，再经过开关管的续流，最终实现了逆变过程。其中，二极管D₁的作用是：保障能量只能由输入端(输入电源U_in)向输出端(负载或电网)单向流动，避免了能量反馈到输入端。

开关调制策略如3所示。调制波为正弦波的绝对值，与三角波载波比较得到PWM波，作为开关管S₁的开关信号，开关管S₂、S₅做半个周期的高频调制工作，开关管S₃、S₄做工频调制工作，因此开关管的开关损耗得到有效地降低。

综合以上所述，根据图4-9对应的六个工作模态，其中图6(模态三)和图9(模态六)是耦合电感T的励磁电感L_m电流为零的工作模态。忽略耦合电感漏感L_k的影响并结合伏秒平衡原理进行了计算分析，根据模态一、二、四和五，所述耦合电感升压逆变电路的输入输出电压变比为：

其中，U_in为所述逆变电路的直流输入电压；M为幅值调制比，0≤M≤1；n为耦合电感的匝比；R_o为输出负载；L_m为耦合电感T的励磁电感；f_S为开关管S₁的开关频率；U_o为输出电压幅值。

由上式可以看出，在0＜M＜1范围内，本实施例的一种耦合电感升压逆变器可以实现升压逆变，并且由于耦合电感T的引入，升压比得到明显提高，升压比调节还可以通过耦合电感T匝比，调节更加灵活。

3.2工作原理

在分析工作原理之前，作以下假设：

(1)耦合电感T的励磁电感电流i_Lm断续；

(2)开关管和二极管均是理想器件，不考虑其寄生参数等影响；

(3)为了简化分析，忽略耦合电感T漏感的影响。

表1为按图3所述的调制方式对应的开关时序，本实施例的耦合电感升压逆变器在一个开关周期内的开关时序。

表1开关器件的开关时序

结合表1，详细分析该逆变器的工作原理。按输出电流方向(定义从左向右流过滤波电感L_o的电流方向为正方向)，分成六个模态，如图4-9所示。

1、输出电流i_o大于零，在输出电压u_o正半周期内，模态一、模态二与模态三依次交替运行工作；

模态一：开关管S₁、S₂、S₄导通，S₃、S₅关断，二极管D₁和D₂导通，D₃、D_S3和D_S4关断，如图4所示；输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m在输入电源U_in的作用下充电储能，其电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；开关管S₄、电容C₁、开关管S₂和滤波器构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态二：开关管S₄导通，开关管S₁、S₂、S₃、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S3均导通，二极管D₂、D_S4均关断，如图5所示；输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边绕组N₂、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态三；开关管S₄、二极管D_S3和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电；

模态三：开关管S₄导通，开关管S₁、S₂、S₃、S₅均关断，D_S3导通，D₁、D₂、D₃、D_S4均关断，如图6所示，流经耦合电感T的励磁电感L_m的电流降为零；开关管S₄、二极管D_S3和滤波器构成闭合回路，滤波器继续向负载R_o供电；

可以看出在输出电压u_o正半周期内，仅开关管S₁、S₂、S₄工作，且开关管S₄在工频状态下工作，有效降低了开关管S₄的开关损耗。

2、输出电流i_o小于零，在输出电压u_o负半周期内，模态四、模态五与模态六依次交替运行工作；

模态四：开关管S₁、S₃、S₅均导通，开关管S₂、S₄均关断，二极管D₁、D₂均导通，二极管D₃、D_S3、D_S4均关断，如图7所示，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，在输入电源U_in的作用下，耦合电感T的励磁电感L_m上的电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；滤波器、开关管S₃、S₁、S₅和电容C₁构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态五：开关管S₃导通，开关管S₁、S₂、S₄、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S4均导通，二极管D₂、D_S3均关断，如图8所示，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边绕组N₂、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态六；开关管S₃、二极管D_S4和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电；

模态六：开关管S₃导通，开关管S₁、S₂、S₄、S₅均关断，二极管D_S4导通，二极管D₁、D₃、D₂、D_S3均关断，如图9所示，流经耦合电感T的励磁电感L_m的电流降为零；开关管S₃、二极管D_S4和滤波器构成闭合回路，滤波器继续向负载R_o供电；

可以看出在输出电压u_o负半周期中，仅开关管S₁、S₃、S₅导通工作，且开关管S₃做工频工作，有效降低了开关管S₃的开关损耗。

3.3仿真验证

参数设置：输入电源U_in＝60V，输出电压有效值U_rms＝220V，输出功率为1000W；开关频率为40kHz；储能电容C₁＝50μF，C₂＝30μF；耦合电感T的励磁电感L_m＝30μH，漏感L_k＝1.5μH，匝比n＝2；滤波器的滤波电感L_o＝3mH，滤波电容C_o＝6μF，仿真波形如图10-13。

图10为输出电压u_o和输入电压U_in仿真波形图，可以看出本实施例的一种升压逆变器具有高升压能力且在升压的同时能够很好的完成逆变过程；图11为输出电流i_o仿真波形图。图12为电容C₁两端电压仿真波形图，尽管电容C₁两端电压纹波较大，但由于电容C₁为储能元件，对输出波形质量影响较小。图13为电容C₂两端电压仿真波形图，虽然电容C₂两端电压纹波大，但由于电容C₂不直接参与逆变过程，故对输出波形质量影响较小。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，包括二极管D₁、D₂、D_S3和D_S4，开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅；耦合电感T的原边绕组N₁和副边绕组N₂；电容C₁；

二极管D₁阳极连接输入电源U_in一端，二极管D₁阴极连接耦合电感T的原边绕组N₁同名端；

耦合电感T的原边绕组N₁非同名端与开关管S₁的A端、开关管S₂的A端和电容C₁一端相连；

开关管S₁的C端、二极管D₃阴极、开关管S₅的A端和输入电源U_in另一端连接；

二极管D₃阳极、二极管D₂阴极和电容C₂一端相连；

电容C₂另一端和耦合电感T的原边绕组N₂非同名端连接；

耦合电感T的原边绕组N₂同名端和二极管D₂阳极、电容C₁另一端、开关管S₃和S₄的C端，二极管D_S3和D_S4阳极连接；

开关管S₂的C端、开关管S₃的A端、二极管D_S3阴极连接于节点a；

开关管S₄的A端、开关管S₅的C端和D_S4阴极连接于节点b；

节点a和b形成输出端。

2.根据权利要求1所述的一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，所述电容C₁和C₂均为无极性电容。

3.根据权利要求1所述的一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接负载R_o或电网。

4.根据权利要求3所述的一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L_o和滤波电容C_o，滤波电感L_o一端与节点a连接，滤波电感L_o另一端与滤波电容C_o一端和负载R_o或电网一端连接，滤波电容C_o另一端和负载R_o或电网另一端与节点b连接。

5.根据权利要求1-4任一项所述的一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，所述的开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅为MOSFET器件。

6.根据权利要求1-4任一项所述的一种耦合电感升压逆变器，其特征在于，所述的开关管S₁、S₂、S₃、S₄和S₅为IGBT器件。

7.根据权利要求1所述的一种耦合电感升压逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压u_o正半周期内，包括模态一、模态二与模态三，模态一、模态二与模态三依次交替运行工作；

模态一：控制开关管S₁、S₂、S₄导通，S₃、S₅关断，二极管D₁和D₂导通，D₃、D_S3和D_S4关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m在输入电源U_in的作用下充电储能，电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；开关管S₄、电容C₁、开关管S₂和滤波器构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态二：控制开关管S₄导通，开关管S₁、S₂、S₃、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S3均导通，二极管D₂、D_S4均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态三；开关管S₄、二极管D_S3和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电；

在输出电压u_o负半周期内，包括模态四、模态五与模态六，模态四、模态五与模态六依次交替运行工作；

模态四：控制开关管S₁、S₃、S₅均导通，开关管S₂、S₄均关断，二极管D₁、D₂均导通，二极管D₃、D_S3、D_S4均关断，输入电源U_in、二极管D₁、耦合电感T的励磁电感L_m和开关管S₁构成导通回路，在输入电源U_in的作用下，耦合电感T的励磁电感L_m上的电流i_Lm线性增加；二极管D₂、电容C₂和耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，耦合电感T的励磁电感L_m存储的能量通过耦合电感T的副边绕组N₂向电容C₂充电；滤波器、开关管S₃、S₁、S₅和电容C₁构成闭合回路，电容C₁向滤波器和负载R_o供电；

模态五：控制开关管S₃导通，开关管S₁、S₂、S₄、S₅均关断，二极管D₁、D₃、D_S4均导通，二极管D₂、D_S3均关断，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m、电容C₁和C₂，二极管D₁和D₃，耦合电感T的副边绕组N₂构成导通回路，输入电源U_in、耦合电感T的励磁电感L_m及其副边、电容C₂串联向电容C₁充电，输入电流不断减小至零形成模态六；开关管S₃、二极管D_S4和滤波器构成闭合回路，滤波器向负载R_o供电。