CN113422502B - 三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法 - Google Patents

三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC‑DC变换器领域。双有源桥DC‑DC变换器(DAB)，由串联电感和变压器、一次侧全桥、二次侧全桥组成，采用三移相控制，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥的占空比和移相角实现双向功率流的控制。在稳态时，负载发生突变，变压器中的电流会产生较大的直流偏置，可能导致变压器过饱和，开关管过流，减少元器件寿命，降低变换器效率。本发明在三移相控制的电流峰值调制策略下，分析直流偏置产生的原因，通过控制切载时移相角
Figure DDA0003107466420000011
消除直流偏置，从而提高双有源桥DC‑DC变换器高效率的电能变换，实现变换器的稳定控制，提高变换器效率。

Description

三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法
技术领域
本发明涉及三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC-DC变换器领域。
背景技术
储能系统已经成为微电网和不间断电源等设备的主要能源。双有源桥DC-DC变换器已经成为了储能系统里双向DC-DC变换器的主要电路拓扑。图1所示为本发明针对的双有源桥DC-DC变换器电路拓扑。储能DC-DC变换器不仅要实现高效率的电能变换，还需要在切载时不能有过大的直流偏置。
为了解决双有源桥DC-DC变换器在负载突变时产生的直流偏置，2020在IEEETransactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表的“Deadbeat CurrentController for Bidirectional Dual-Active-Bridge Converter Using an EnhancedSPS Modulation Method”文章中，提出了一种无差拍电流控制，但这种控制策略只针对SPS控制有效，不能推广到其他控制策略。2019在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Transient DC Bias Elimination ofDual-Active-Bridge DC–DCConverter With Improved Triple-Phase-Shift Control”一文，为了在宽电压范围内降低瞬态DC偏置电流，针对不同的工作模式转换，开发了一种改进的TPS控制策略。但是此控制策略需要判断工作模态和功率变化条件，控制复杂。并且稳态时变换器无法工作在全局最优调制策略，增加了导通损耗。
为了在全局范围内都能很好的抑制双有源桥变换器中的直流偏置，需要提供一种基于三移相控制的全局优化控制策略，实现在全局范围内对变换器中直流偏置的抑制。
发明内容
为了解决现有技术方法无法完全抑制双有源桥(DAB)变换器中直流偏置的问题，本发明的目的是提供一种三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，在全局范围内，能够抑制由负载突变产生的直流偏置，防止变压器饱和与开关管电流过大，提高变换器效率。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，基于三移相调制策略，用于控制双有源桥DC-DC变换器，所述双有源桥DC-DC变换器的主电路一次侧和二次侧均为全桥电路，通过串联电感和变压器把两个全桥连接在一起，一次侧连接蓄电池，二次侧能够连接任意负载，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥内部移相角和两个全桥电压波形相对应的移相角实现双向功率流的控制，通过全桥占空比的驱动的产生策略。本发明能够抑制双有源桥(DAB)变换器中的直流偏置，提高元器件的使用寿命，减少损耗。
本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，包括如下步骤：
步骤一、通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure BDA0003107466400000021
所述移相角控制量
Figure BDA0003107466400000022
为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差。
步骤二、定义等效电压增益M＝Vo/(nVbat),n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，Vo为输出电压。根据M值以及步骤一中移相角控制量
Figure BDA0003107466400000023
的大小，判断电路工作模态。
共有八种工作模态：当
Figure BDA0003107466400000024
且M<1时，电路工作在模态1f；当
Figure BDA0003107466400000025
且M<1时，电路工作在模态2f；当
Figure BDA0003107466400000026
且M>1时，电路工作在模态3f；当
Figure BDA0003107466400000027
Figure BDA0003107466400000028
且M>1时，电路工作在模态4f；当
Figure BDA0003107466400000029
且M<1时，电路工作在模态1r；当
Figure BDA00031074664000000210
且M<1时，电路工作在模态2r；当
Figure BDA00031074664000000211
且M>1时，电路工作在模态3r；当
Figure BDA00031074664000000212
且M>1时，电路工作在模态4r。
其中，模态1f、模态2f、模态3f和模态4f对应正向功率流工作模态，模态1r、模态2r、模态3r和模态4r对应反向功率流工作模态。
步骤三、定义D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比。定义稳态时一次侧逆变的负电压方波的中性线为Tsk，其中k＝0,1,2...，下一个开关周期逆变的负电压方波的中性线为Ts(k+1)，Tsk到Ts(k+1)的中性线为开关周期的中性线。定义从开关周期的中性线到Ts(k+1)的全桥的移相角为
Figure BDA00031074664000000213
占空比为D1k，D2k；从Tsk到开关周期的中性线的全桥的移相角为
Figure BDA00031074664000000214
占空比为D1kp，D2kp。
步骤四、在切载时，通过前馈控制快速得到移相角
Figure BDA00031074664000000215
步骤五、以变换器中峰值电流为优化目标，通过三移相调制优化得到
Figure BDA00031074664000000216
与D1，D2的关系式，在此基础上，得到原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure BDA00031074664000000217
的关系式。
由公式推导，得到原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure BDA00031074664000000218
的关系式为：
Figure BDA00031074664000000219
其中，Ts为开关周期，Lr为串联电感。
步骤六：在已知原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure BDA00031074664000000220
的关系式的条件下，得到
Figure BDA00031074664000000221
与
Figure BDA00031074664000000222
的关系式，利用
Figure BDA00031074664000000223
和
Figure BDA00031074664000000224
的关系式，计算得到D1k，D2k，D1kp，D2kp。
根据步骤五所得式(1)，推导出
Figure BDA00031074664000000225
与
Figure BDA00031074664000000226
的关系式为：
Figure BDA00031074664000000231
利用
Figure BDA00031074664000000227
和
Figure BDA00031074664000000228
计算得到D1k，D2k，D1kp，D2kp。
步骤七、由步骤四得到的
Figure BDA00031074664000000229
步骤六得到
Figure BDA00031074664000000230
以及D1k，D2k，D1kp，D2kp得到产生PWM信号的表达式。PWM信号用于驱动八只开关管工作，实现双有源桥DAB变换器直流偏置的抑制，防止变压器饱和与开关管电流过大，提高变换器效率。
所述表达式为：
Figure BDA0003107466400000031
其中Td为计数器的周期计数值。
所述双有源变换器由串联电感和变压器、一次侧全桥、二次侧全桥组成。所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
有益效果：
1、本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，首先根据等效增益M与移相角
Figure BDA0003107466400000036
的大小分八种工作模态，通过控制移相角的方法，能够抑制在模态内切换和模态与模态之间切换产生的直流偏置，不需要判断工作模态和功率条件，控制简单。
2、本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，根据上述分析方法，提出一种双有源桥DAB变换器中直流偏置的控制策略。在切载过程中，通过引入
Figure BDA0003107466400000032
来消除直流偏置。在稳态时，
Figure BDA0003107466400000033
在切载过程中时，
Figure BDA0003107466400000034
通过控制
Figure BDA0003107466400000035
能够现双有源桥变换器中直流偏置的抑制。
3、本发明公开的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，能够实现直流偏置的抑制，防止变压器过饱和与开关管过流。
附图说明
图1示出本实施例的双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图；
图2示出本发明的闭环控制框图；
图3示出本发明的Mode1f内切换的波形图；
图4示出本发明的Mode2f内切换的波形图；
图5示出本发明的Mode1f切换为Mode2f的波形图；
图6驱动产生信号；
图7示出本发明的实施流程图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
如图1所示为双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图，变换器由八只开关管组成，一次侧和二次侧均由4只开关管组成。一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q2的漏极连接Q1的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q4的漏极连接Q3的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起。开关管Q1的源极连接串联电感Lr的一端，串联电感Lr的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端，变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极。二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。节点A和节点B分别为一次侧全桥两个桥臂的中点，节点C和节点D分别为二次侧全桥两个桥臂的中点。Vbat和Vo分别为一次侧电池电压和二次侧输出电压，定义变换器的等效电压增益M＝Vo/(nVbat)。
一次侧全桥中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号互补且存在死区。第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点A和B)的电压差。电压VAB对应的占空比为D1。
二次侧全桥中第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号互补且存在死区。第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点C和D)的电压差。电压VCD对应的占空比为D2。
本实施例公开的基于三移相调制的双有源桥变换器中直流偏置的抑制方法，具体控制步骤如下；
步骤一、通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure BDA0003107466400000041
其中移相角
Figure BDA0003107466400000042
定义为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差。
步骤二、定义等效电压增益M＝Vo/(nVbat),n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，Vo为输出电压。根据M值、移相角
Figure BDA0003107466400000051
的大小，判断电路工作模态。
共有八种工作模态，当
Figure BDA0003107466400000052
且M<1时，电路工作在模态1f；当
Figure BDA0003107466400000053
且M<1时，电路工作在模态2f；当
Figure BDA0003107466400000054
且M>1时，电路工作在模态3f；当
Figure BDA0003107466400000055
Figure BDA0003107466400000056
且M>1时，电路工作在模态4f；当
Figure BDA0003107466400000057
且M<1时，电路工作在模态1r；当
Figure BDA0003107466400000058
且M<1时，电路工作在模态2r；当
Figure BDA0003107466400000059
且M>1时，电路工作在模态3r；当
Figure BDA00031074664000000510
且M>1时，电路工作在模态4r。其中模态1f、模态2f、模态3f和模态4f对应正向功率流工作模态，模态1r、模态2r、模态3r和模态4r对应反向功率流工作模态。
电路工作在模态1f时，负载发生突变且突变后电路任然工作在模态1f，即模态1f内切换，模态1f内切换波形如图3所示。电路工作在模态2f时，负载发生突变且突变后电路任然工作在模态2f，即模态2f内切换，模态2f内切换波形如图4所示。电路工作在模态1f时，负载发生突变但突变后电路工作在模态2f，即模态1f切换为模态2f，模态1切换到模态2f的波形如图5所示。其他模态切换与上述三种情况类似。
步骤三、定义D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比。定义稳态时一次侧逆变的负电压方波的中性线为Tsk，其中k＝0,1,2...，下一个开关周期逆变的负电压方波的中性线为Ts(k+1)，Tsk到Ts(k+1)的中性线为开关周期的中性线。定义从开关周期的中性线到Ts(k+1)的全桥的移相角和占空比为D1k，D2k，
Figure BDA00031074664000000511
从Tsk到开关周期的中性线的全桥的移相角和占空比为D1kp，D2kp，
Figure BDA00031074664000000512
在步骤三中，占空比与移相角的具体定义如图3所示，从Tsk到Ts(k+1)前半周期的全桥移相角和占空比为D1kp，D2kp，
Figure BDA00031074664000000513
从Tsk到Ts(k+1)后半周期全桥的移相角和占空比为D1k，D2k，
Figure BDA00031074664000000514
在数字控制器中，开关管的驱动信号在Tsk进行更新。
步骤四、在切载时，通过前馈控制可以快速得到参数
Figure BDA00031074664000000515
步骤五、变换器中峰值电流为优化目标的三移相调制方案中，可得到
Figure BDA00031074664000000516
与D1，D2的关系式如式(3)所示，其中
Figure BDA00031074664000000517
Figure BDA0003107466400000061
由公式推导，得到原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure BDA0003107466400000062
的关系式为：
Figure BDA0003107466400000063
步骤六、在已知原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure BDA0003107466400000064
的关系式的条件下，推导出
Figure BDA0003107466400000065
与
Figure BDA0003107466400000066
的关系。
根据步骤五得到的式(4)表达式，得到如下的表达式：
Figure BDA0003107466400000071
其中，t0m和t4m、t8m具体意义见图3，由式(5)可得
Figure BDA0003107466400000072
与
Figure BDA0003107466400000073
的关系如式(6)
Figure BDA0003107466400000074
并且
Figure BDA0003107466400000075
和
Figure BDA0003107466400000076
同样满足式(3)的关系式，即计算得到D1k，D2k，D1kp，D2kp。
步骤七、由步骤四得到的
Figure BDA0003107466400000077
步骤六得到
Figure BDA0003107466400000078
以及D1k，D2k，D1kp，D2kp得到产生PWM信号的表达式。对应的驱动信号，如图6所示。信号用于驱动八只开关管工作，实现双有源桥DAB变换器直流偏置的抑制。驱动产生信号对应的表达式为：
Figure BDA0003107466400000079
其中图6中Td为计数器的周期计数值。PWM1A对应Q1驱动信号的上升沿和Q2驱动信号的下降沿；PWM1B对应Q1驱动信号的下降沿和Q2驱动信号的上升沿；PWM2A对应Q4驱动信号的上升沿和Q3驱动信号的下降沿；PWM2B对应Q4驱动信号的下降沿和Q3驱动信号的上升沿；PWM3A对应Q5驱动信号的上升沿和Q6驱动信号的下降沿；PWM3B对应Q5驱动信号的下降沿和Q6驱动信号的上升沿；PWM4A对应Q8驱动信号的上升沿和Q7驱动信号的下降沿；PWM4B对应Q8驱动信号的下降沿和Q7驱动信号的上升沿；
具体的抑制原理为：以图3的模态为例，在加载时，通过步骤四得到切载后的移相角控制量
Figure BDA00031074664000000710
利用式(6)计算得到
Figure BDA00031074664000000711
并且
Figure BDA00031074664000000712
由式(4)可知，ir(t4m)<ir(t8m)，由式(3)可知，D1kp＜D1k，则t1＝t5-t4m小于t2＝t9-t8m，即t1＜t2。因为t1和t2期间，电流的斜率的绝对值是一样的，则电流的绝对值有如下关系，|ir(t5)|<|ir(t9)|＝|ir(t13)|，则直流偏置被抑制，当系统稳定之后，
Figure BDA00031074664000000713
式(6)依然成立，所以本文所提出的调制策略，无需判断工作模态和功率条件，控制简单，直流偏置完全被抑制，控制流程图见图7，其他模态工作原理类似，此处不再赘述。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：包括以下步骤，
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure FDA0003107466390000011
其中移相角
Figure FDA0003107466390000012
定义为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差；
步骤二：定义等效电压增益M＝Vo/(nVbat),n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，Vo为输出电压， 根据M值、移相角
Figure FDA0003107466390000013
的大小，判断电路工作模态；
步骤三：定义D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比；定义稳态时一次侧逆变的负电压方波的中性线为Tsk，其中k＝0,1,2...，下一个开关周期逆变的负电压方波的中性线为Ts(k+1)，Tsk到Ts(k+1)的中性线为开关周期的中性线；定义从开关周期的中性线到Ts(k+1)的全桥的移相角和占空比为D1k，D2k，
Figure FDA0003107466390000014
从Tsk到开关周期的中性线的全桥的移相角和占空比为D1kp，D2kp，
Figure FDA0003107466390000015
步骤四：在切载时，通过前馈控制可以快速得到参数
Figure FDA0003107466390000016
步骤五：以变换器中峰值电流为优化目标的三移相调制方案中，可得到
Figure FDA0003107466390000017
与D1，D2的关系式，在此基础上，得到原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure FDA0003107466390000018
的关系式；
步骤六：在已知原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure FDA0003107466390000019
的关系式的条件下，得到
Figure FDA00031074663900000110
与
Figure FDA00031074663900000111
的关系式，利用
Figure FDA00031074663900000112
和
Figure FDA00031074663900000113
的关系式，计算得到D1k，D2k，D1kp，D2kp；
步骤七：由步骤四得到的
Figure FDA00031074663900000114
步骤六得到
Figure FDA00031074663900000115
以及D1k，D2k，D1kp，D2kp得到产生PWM信号的表达式；PWM信号用于驱动八只开关管工作，实现双有源桥DAB变换器直流偏置的抑制，防止变压器饱和与开关管电流过大，提高变换器效率。
2.如权利要求1所述的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：步骤二中，
共有八种工作模态，当
Figure FDA00031074663900000116
且M<1时，电路工作在模态1f；当
Figure FDA00031074663900000117
且M<1时，电路工作在模态2f；当
Figure FDA00031074663900000118
且M>1时，电路工作在模态3f；当
Figure FDA00031074663900000119
Figure FDA00031074663900000120
且M>1时，电路工作在模态4f；当
Figure FDA00031074663900000121
且M<1时，电路工作在模态1r；当
Figure FDA00031074663900000122
且M<1时，电路工作在模态2r；当
Figure FDA00031074663900000123
且M>1时，电路工作在模态3r；当
Figure FDA00031074663900000124
且M>1时，电路工作在模态4r；其中模态1f、模态2f、模态3f和模态4f对应正向功率流工作模态，模态1r、模态2r、模态3r和模态4r对应反向功率流工作模态。
3.如权利要求2所述的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：步骤五中，
由公式推导，得到原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure FDA00031074663900000125
的关系式为：
Figure FDA0003107466390000021
4.如权利要求3所述的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：步骤六中，
由原边电压方波的中性线处的电流与移相角控制量
Figure FDA0003107466390000024
的关系式推导
Figure FDA0003107466390000025
与
Figure FDA0003107466390000026
的关系，得到
Figure FDA0003107466390000022
5.如权利要求4所述的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：步骤七中，
由步骤四得到的
Figure FDA0003107466390000027
步骤六得到
Figure FDA0003107466390000028
以及D1k，D2k，D1kp，D2kp可得到产生PWM信号的表达式为：
Figure FDA0003107466390000023
6.如权利要求5所述的三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法，其特征在于：所述双有源桥 变换器由串联电感和变压器、一次侧全桥、二次侧全桥组成；所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
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