CN111969856B - 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法 - Google Patents

双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111969856B
CN111969856B CN202010825206.3A CN202010825206A CN111969856B CN 111969856 B CN111969856 B CN 111969856B CN 202010825206 A CN202010825206 A CN 202010825206A CN 111969856 B CN111969856 B CN 111969856B
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge
phase shift
shift angle
active
beta
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010825206.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111969856A (zh
Inventor
郭志强
李沫霖
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Institute of Technology BIT
Original Assignee
Beijing Institute of Technology BIT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Institute of Technology BIT filed Critical Beijing Institute of Technology BIT
Priority to CN202010825206.3A priority Critical patent/CN111969856B/zh
Publication of CN111969856A publication Critical patent/CN111969856A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111969856B publication Critical patent/CN111969856B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开的基于LCL谐振的双有源桥变换器全局优化迭代控制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC‑DC变换器领域。本发明基于LCL谐振式双有源桥DAB变换器的全局优化控制策略，用于控制双有源桥DC‑DC变换器，双有源桥DC‑DC变换器的主电路一次侧和二次侧均为全桥电路，通过LCL谐振槽和变压器把两个全桥连接在一起，一次侧连接蓄电池，二次侧能够连接任意负载，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥的内部移相角和两个全桥电压波形相对应的移相角实现双向功率流的控制，通过基波分析以及迭代的计算方法得到全局优化控制策略，通过所述全局优化控制策略实现软开关减小损耗并应用于宽电压变化场合。本发明能够实现双有源桥变换器在宽电压变化范围时提高效率，减少损耗。

Description

双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法
技术领域
本发明涉及一种双有源桥(DAB)变换器的基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法馈控制方法，属于电力电子领域的储能用的双向DC-DC变换器领域。
背景技术
储能系统已经成为微电网和不间断电源等设备的主要能源。双有源桥DC-DC变换器已经成为了储能系统里双向DC-DC变换器的主要电路拓扑。图1示出为本发明针对的LCL谐振式双有源桥DC-DC变换器电路拓扑。储能DC-DC变换器不仅要实现高效率的电能变换，还需要在宽电压变化范围有较高的效率。
传统的双有源桥DC-DC变换器采用变压器串联电感的拓扑，电感电流与输出电压之间关系复杂，且开关管开关损耗较大，使分析与控制较难展开。为了简化电感电流与输出电压之间的比例关系，2019年在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“A Structurally Reconfigurable Resonant Dual-Active-Bridge Converterand Modulation Method to Achieve Full-Range Soft-Switching and EnhancedLight-Load Efficiency”一文，提出了LCL谐振式双有源桥式变换器拓扑，文中通过对电感电流以及输出电压的向量计算分析，得到了二者成比例的结论，因此可以通过控制输出电压来控制电感电流。但是文中只采用双移相控制，且移相角与变压器两侧全桥的占空比相等。即使可以实现输出电压或者输出电流的闭环控制，也无法实现导通损耗的全局的优化控制。因此无法实现变换器在宽电压范围变化时的高效率运行。
为了拓展谐振式双有源桥DC-DC变换器的应用场合，2020年在IEEE Transactionson Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Optimal Modulation for a Fifth-OrderDual-Active-Bridge Resonant Immittance DC-DC Converter”一文，文中研究了对谐振式双有源桥DC-DC变换器的DPS、EPS-P和EPS-S的控制策略，可以实现提高变换器效率。但文中几种控制策略无法实现在宽电压变化范围内实现全局软开关。并且调制策略采用离线的方式求解，并存贮到数字控制器中，所以此方法依赖电路参数，很难实现实时优化控制策略的求解。
为了综合优化LCL谐振式双有源桥DC-DC变换器的效率和宽电压应用场合性能，需要提供一种基于LCL谐振的全局优化控制策略，实现变换器的宽电压范围高效率运行。
发明内容
为了解决现有技术方法无法实现双有源桥(DAB)变换器在宽电压变化范围无法实现全局软开关降低损耗提高变换器效率的问题，本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法要解决的技术问题是：实现双有源桥(DAB)变换器在宽电压变化范围下实现全局软开关降低损耗，提高变换器效率。
本发明目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，基于LCL谐振式双有源桥DAB变换器的全局优化控制策略，用于控制双有源桥DC-DC变换器，所述双有源桥DC-DC变换器的主电路一次侧和二次侧均为全桥电路，通过LCL谐振槽和变压器把两个全桥连接在一起，一次侧连接蓄电池，二次侧能够连接任意负载，通过控制变换器一次侧和二次侧全桥的内部移相角和两个全桥电压波形相对应的移相角实现双向功率流的控制，通过基波分析以及迭代的计算方法得到全局优化控制策略，通过所述全局优化控制策略实现软开关减小损耗并应用于宽电压变化场合。本发明能够实现双有源桥(DAB)变换器在宽电压变化范围时提高效率，减少损耗。
本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，包括如下步骤：
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure BDA0002635971020000021
其中移相角
Figure BDA0002635971020000022
定义为一次侧和二次侧全桥逆变方波的中性线对应的相位差。
步骤二：定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，定义η＝R2/n2R1，R2为二次侧全桥等效导通电阻，R1为一次侧全桥等效导通电阻，根据M值、η值以及移相角
Figure BDA0002635971020000023
的大小，判断电路工作模态。
共有六种不同的工作模态，当
Figure BDA0002635971020000024
且
Figure BDA0002635971020000025
时，电路工作在模态1f；当
Figure BDA0002635971020000026
且
Figure BDA0002635971020000027
时，电路工作在模态2f；当
Figure BDA0002635971020000028
且
Figure BDA0002635971020000029
时，电路工作在模态3f；当
Figure BDA00026359710200000210
且
Figure BDA00026359710200000211
时，电路工作在模态1r；当
Figure BDA00026359710200000212
且
Figure BDA00026359710200000213
时，电路工作在模态2r；当
Figure BDA00026359710200000214
且
Figure BDA00026359710200000215
时，电路工作在模态3r；其中模态1f、模态2f和模态3f对应正向功率流，模态1r、模态2r 和模态3r对应反向功率流。根据M值、η值以及移相角
Figure BDA00026359710200000216
的大小，判断电路工作模态。
步骤三：定义内部移相角α＝π(1-D1)/2，β＝π(1-D2)/2，其中D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比，采用迭代计算方法得到不同工作模态下内部移相角控制量α或β。
由移相角
Figure BDA00026359710200000217
与内部移相角α或β的关系，得到
Figure BDA0002635971020000031
其中αk-1、βk-1、αk和βk定义为内部移相角控制量的迭代的中间变量，当迭代收敛时，αk值即为α值，βk值即为β值，其中Lr为谐振电感值，ω为开关管角频率，IZVS1和IZVS2为一次侧和二次侧开关管开通电流最小值。
步骤四：根据步骤三得到的不同工作模态下内部移相角控制量α或β，根据全局优化控制方法计算得到另一内部移相角控制量，限制内部移相角控制量α和β的大小在0到π/2之间，如果内部移相角控制量α或β大于π/2，则使内部移相角控制量α或β等于π/2。
将步骤三所得的移相角控制量α或β带入到公式2中，得到另一内部移相角控制量，限制内部移相角控制量α和β的大小在0到π/2之间，如果内部移相角控制量α或β大于π/2，则使内部移相角控制量α或β等于π/2；
Figure BDA0002635971020000032
步骤五：根据步骤四得到的内部移相角控制量α和β，得到占空比D1、D2的控制量。
步骤六：通过步骤三和步骤四的基波分析以及迭代方法得到全局优化控制策略，即根据步骤二得到的
Figure BDA0002635971020000033
和步骤五所得到的D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现谐振式LCL双有源桥DAB变换器全局软开关高效率运行并应用于宽电压变化场合。
所述双有源桥变换器主要由变压器、一次侧全桥、二次侧全桥和LCL谐振槽组成。
一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4；开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极；开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起；开关管 Q1的源极连接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端连接谐振电感Cr和谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端；变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极以及谐振Cr的另一端；开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1。
二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8；开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极；开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极；开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极；开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极；变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极；开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
有益效果：
1、本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化控制方法，首先根据等效增益M与η大小关系以及移相角
Figure BDA0002635971020000041
的大小分六种工作模态，利用基波分析方法达到通过控制输出电压来控制电流的目的。在此基础上，分析开关管实现软开关的条件，计算得到内部移相角α和β与移相角
Figure BDA0002635971020000042
的关系式。
2、本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化控制方法，通过基波分析以及迭代的计算方法得到全局优化控制策略，即电压给定与二次侧电压比较，经过电压控制器得到变换器两侧全桥的移相角控制量，采用迭代的计算方法，得到内部移相角α和β的控制量，在此基础上计算一次侧和二次侧两个全桥的占空比，通过占空比和移相角产生两侧全桥的八个开关管的驱动信号，实现LCL谐振式双有源桥(DAB)变换器的双向功率流。通过所述全局优化控制策略实现软开关减小损耗并应用于宽电压变化场合。
3、本发明公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化控制方法，在实现有益效果1 和2的基础上，能够进一步实现宽电压变化范围时的全局软开关，可以达到降低导通损耗，提高变换器效率的效果。
附图说明
图1示出本实施例的LCL谐振式双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图；
图2示出本发明的闭环控制框图；
图3示出本发明公开的双有源变换器基于LCL谐振的全局优化控制方法流程图；
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
如图1所示为LCL谐振式双有源桥(DAB)变换器电路拓扑示意图，变换器由八只开关管组成，一次侧和二次侧均由4只开关管组成。一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，开关管 Q2和开关管Q4的源极连接在一起。开关管Q1的源极连连接谐振电感Lr1的一端，谐振电感 Lr1的另一端连接谐振电感Cr和谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端，变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极以及谐振Cr的另一端。二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。节点A和节点B分别为一次侧全桥两个桥臂的中点，节点C和节点D分别为二次侧全桥两个桥臂的中点。Vbat和Vo分别为一次侧电池电压和二次侧输出电压，定义变换器的等效电压增益M＝Vo/nVbat。
一次侧全桥中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号互补且存在死区。第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点A和B)的电压差。电压VAB对应的占空比为D1。
二次侧全桥中第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第五开关管Q5和第六开关管Q6的驱动信号互补且存在死区。第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动信号互补且存在死区。一次侧全桥通过移相方式控制两个桥臂的中点(即端点C和D)的电压差。电压VCD对应的占空比为D2。
所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
如图2、3所示，本实施例公开的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化控制方法，具体控制步骤如下：
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure BDA0002635971020000061
其中移相角
Figure BDA0002635971020000062
定义为一次侧和二次侧全桥逆变的方波的中性线对应的相位差。
步骤二：定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，定义η＝R2/n2R1，R2为二次侧全桥等效导通电阻，R1为一次侧全桥等效导通电阻，根据M值、η值以及移相角
Figure BDA0002635971020000063
的大小，判断电路工作模态。
共有六种不同的工作模态，当
Figure BDA0002635971020000064
且
Figure BDA0002635971020000065
时，电路工作在模态1f；当
Figure BDA0002635971020000066
且
Figure BDA0002635971020000067
时，电路工作在模态2f；当
Figure BDA0002635971020000068
且
Figure BDA0002635971020000069
时，电路工作在模态3f；当
Figure BDA00026359710200000610
且
Figure BDA00026359710200000611
时，电路工作在模态1r；当
Figure BDA00026359710200000612
且
Figure BDA00026359710200000613
时，电路工作在模态2r；当
Figure BDA00026359710200000614
且
Figure BDA00026359710200000615
时，电路工作在模态3r；其中模态1f、模态2f和模态3f对应正向功率流，模态1r、模态2r 和模态3r对应反向功率流。
步骤三：定义内部移相角α＝π(1-D1)/2，β＝π(1-D2)/2，其中D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比。根据全局软开关条件以及使损耗最小的条件，得到不同工作模态下内部移相角α或β的表达式为：
Figure BDA0002635971020000071
其中
Figure BDA0002635971020000072
Po定义为输出功率，ωs定义为开关频率，Lr定义为谐振电感值，
Figure BDA0002635971020000073
采用迭代计算方法得到不同工作模态下内部移相角控制量α或β的值为；其中
Figure BDA0002635971020000074
βk为内部移相角控制量β迭代k次的结果，αk为内部移相角控制量α迭代k次的结果。
步骤四：根据步骤三得到的不同工作模态下内部移相角控制量α或β，根据全局优化控制方法计算得到另一内部移相角控制量为：
Figure BDA0002635971020000081
限制内部移相角控制量α和β的大小在0到π/2之间，如果内部移相角控制量α或β大于π/2，则使内部移相角控制量α或β等于π/2；
步骤五：根据步骤四得到的内部移相角控制量α和β，得到占空比D1、D2的控制量；
步骤六：根据步骤二得到的
Figure BDA0002635971020000082
和步骤五所得到的D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现谐振式LCL双有源桥DAB变换器全局软开关高效率运行。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经输出电压控制器输出为移相角控制量
Figure FDA0003167952380000011
其中移相角控制量
Figure FDA0003167952380000012
定义为一次侧和二次侧全桥逆变方波的中性线对应的相位差；
步骤二：定义转化率等效电压增益M＝Vo/nVbat,n为变压器变比，Vbat为蓄电池电压，定义η＝R2/n2R1，R2为二次侧全桥等效导通电阻，R1为一次侧全桥等效导通电阻，根据M值、η值以及移相角控制量
Figure FDA0003167952380000013
的大小，判断电路工作模态；
步骤三：定义内部移相角控制量α＝π(1-D1)/2，β＝π(1-D2)/2，其中D1、D2分别为一次侧和二次侧全桥电压波形占空比，采用迭代计算方法得到不同工作模态下内部移相角控制量α或β；
步骤四：根据步骤三得到的不同工作模态下内部移相角控制量α或β，根据全局优化控制方法计算得到另一内部移相角控制量，限制内部移相角控制量α和β的大小在0到π/2之间，如果内部移相角控制量α或β大于π/2，则使内部移相角控制量α或β等于π/2；
步骤五：根据步骤四得到的内部移相角控制量α和β，得到占空比D1、D2的控制量；
步骤六：通过步骤三和步骤四的基波分析以及迭代方法得到全局优化控制策略，即根据步骤二得到的
Figure FDA0003167952380000014
和步骤五所得到的D1、D2，产生一次侧和二次侧全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动八只开关管工作，实现谐振式LCL双有源桥变换器全局软开关高效率运行并应用于宽电压变化场合。
2.如权利要求1所述的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：所述双有源桥变换器主要由变压器、一次侧全桥、二次侧全桥和LCL谐振槽组成；
一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4；开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的源极连接Q2的漏极；开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的源极连接Q4的漏极；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起；开关管Q1的源极连接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端连接谐振电容Cr和谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端；变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极以及谐振电容 Cr的另一端；开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1；
二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8；开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极；开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极；开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极；开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极；变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极；开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
3.如权利要求2所述的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：所述的变换器为双向拓扑结构，一次侧和二次侧能够根据需要互换，且能够连接任意负载。
4.如权利要求1、2或3所述的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：步骤二实现方法为，
共有六种不同的工作模态，当
Figure FDA0003167952380000021
且
Figure FDA0003167952380000022
时，电路工作在模态1f；当
Figure FDA0003167952380000023
且
Figure FDA00031679523800000215
时，电路工作在模态2f；当
Figure FDA0003167952380000024
且
Figure FDA0003167952380000025
时，电路工作在模态3f；当
Figure FDA0003167952380000026
且
Figure FDA0003167952380000027
时，电路工作在模态1r；当
Figure FDA0003167952380000028
且
Figure FDA0003167952380000029
时，电路工作在模态2r；当
Figure FDA00031679523800000210
且
Figure FDA00031679523800000211
时，电路工作在模态3r；其中模态1f、模态2f和模态3f对应正向功率流，模态1r、模态2r和模态3r对应反向功率流；根据M值、η值以及移相角控制量
Figure FDA00031679523800000212
的大小，判断电路工作模态。
5.如权利要求4所述的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：步骤三实现方法为，
由移相角控制量
Figure FDA00031679523800000213
与内部移相角控制量α或β的关系，得到
Figure FDA00031679523800000214
其中αk-1、βk-1、αk和βk定义为内部移相角控制量的迭代的中间变量，当迭代收敛时，αk值即为α值，βk值即为β值，其中Lr为谐振电感值，ω为开关管角频率，IZVS1和IZVS2为一次侧和二次侧开关管开通电流最小值。
6.如权利要求5所述的双有源桥变换器基于LCL谐振的全局优化迭代控制方法，其特征在于：步骤四实现方法为，
将步骤三所得的移相角控制量α或β带入到公式2中，得到另一内部移相角控制量，限制内部移相角控制量α和β的大小在0到π/2之间，如果内部移相角控制量α或β大于π/2，则使内部移相角控制量α或β等于π/2；
Figure FDA0003167952380000031
CN202010825206.3A 2020-08-17 2020-08-17 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法 Active CN111969856B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010825206.3A CN111969856B (zh) 2020-08-17 2020-08-17 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010825206.3A CN111969856B (zh) 2020-08-17 2020-08-17 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111969856A CN111969856A (zh) 2020-11-20
CN111969856B true CN111969856B (zh) 2021-11-09

Family

ID=73388102

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010825206.3A Active CN111969856B (zh) 2020-08-17 2020-08-17 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111969856B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113422502B (zh) * 2021-06-09 2022-03-29 北京理工大学 三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法
CN113422517B (zh) * 2021-06-18 2022-09-23 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 一种宽输出范围的高能效双向dc/dc变换器
CN116470774B (zh) * 2023-06-19 2023-11-07 常熟理工学院 一种t型lcl谐振变换器及其全范围软开关调制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103490638A (zh) * 2013-06-14 2014-01-01 浙江大学 一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法
CN109980940A (zh) * 2019-03-19 2019-07-05 北京理工大学 双向dc-dc变换器的导通损耗优化方法及多模态平滑切换方法
US10673343B1 (en) * 2019-01-31 2020-06-02 Shanhai Jiao Tong University Diode clamp mixed three-level dual active full-bridge converter and control method thereof

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103490638A (zh) * 2013-06-14 2014-01-01 浙江大学 一种单相多模块级联固态变压器均压均功率控制方法
US10673343B1 (en) * 2019-01-31 2020-06-02 Shanhai Jiao Tong University Diode clamp mixed three-level dual active full-bridge converter and control method thereof
CN109980940A (zh) * 2019-03-19 2019-07-05 北京理工大学 双向dc-dc变换器的导通损耗优化方法及多模态平滑切换方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
串联谐振型双有源桥变换器的软开关特性研究;吴俊娟 等;《太阳能学报》;20171128;第38卷(第11期);全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN111969856A (zh) 2020-11-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111969856B (zh) 双有源桥变换器基于lcl谐振的全局优化迭代控制方法
CN111293891B (zh) 双有源桥变换器基于三移相调制的负载电流前馈控制方法
CN111245247B (zh) 一种隔离型双向谐振软开关dc-dc变换器
CN112202336B (zh) 功率方向可自动切换的双向clllc型变换器控制方法
CN109980940B (zh) 双向dc-dc变换器的导通损耗优化方法及多模态平滑切换方法
CN110943606B (zh) 基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法
CN114050722B (zh) 基于dab的直接功率模型预测与pi复合控制方法
CN111224553A (zh) 一种改进的双向半桥三电平llc直流变换器及其同步控制方法
CN112910271A (zh) 扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法
CN104578804A (zh) 一种llc谐振变换器
CN114825968A (zh) 一种非对称占空比加内移相混合控制方法
CN112311222A (zh) 一种基于复合预测电流控制的改进型无桥dbpfc变换器及控制方法
CN113422502B (zh) 三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法
CN113489342B (zh) 基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法
CN112751498B (zh) 一种直流-交流变换器拓扑结构及其控制策略
CN114006541B (zh) 一种双有源半桥直流变换器的效率优化控制方法
CN111313708B (zh) 一种全桥dc-dc变换器
CN211377903U (zh) 混合五电平双向dc/dc变流器
CN114430234B (zh) 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
CN113630014B (zh) 一种双有源桥钳位变换器及其控制方法
CN210807076U (zh) 三相星型连接双向llc变换器
CN118041113A (zh) 基于dab的swiss型三相双向变换器的控制方法
CN115833608A (zh) 一种混合型双有源桥dc-dc变换器、控制方法及控制系统
CN116317595A (zh) 适用于电动机车双向直流变换器的四自由度效率优化控制方法
CN116455234A (zh) 基于广义二阶微分的氢燃料电池直流变换器控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant