CN211377903U - 混合五电平双向dc/dc变流器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种混合五电平双向DC/DC变流器，其中变流器包括第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn、输出滤波电容C_o、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H₂、高频隔离变压器M₁、高频电感L_s和控制器；其中：所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容C_inp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容C_inn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感L_s与高频隔离变压器M₁的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连。

Description

混合五电平双向DC/DC变流器

技术领域

本实用新型属于DC/DC高频隔离变换技术领域，具体涉及一种混合五电平双向DC/DC变流器。

背景技术

基于移相控制技术的双有源全桥变流器(Dual Active Bridge-IsolatedBidirectional DC/DC Converter，DAB)具有功率密度高、动态响应快、容易实现软开关、功率能双向流动等优点，在不间断电源、电动汽车、固态变压器等场合广受欢迎。常见的DAB变流器控制方式为移相控制，在高频变压器的原边端口和副边端口产生具有相对相移的两电平或多电平电压方波，同时通过调节原副边方波的相对相移和各电平的占空比调节流经变流器的功率并控制流经高频变压器电流的波形。

在传统的两电平DAB变流器中，常用的调制方式有：单移相调制(Single phaseshift modulation，SPSM)、双重移相调制(Dual phase shift modulation，DPSM)、扩展移相调制(Extended phase shift modulation，EPSM)和三重移相调制(Triple phase shiftmodulation，TPSM)等。其中TPSM具有三个独立的控制量，是两电平DAB变流器中最灵活的调制方式。对于两电平DAB变换器而言，当电压传输比近似为1时，也就是输入输出电压近似匹配的情况下，电流有效值和电流应力较小，软开关范围宽，传输效率较高。其中电压传输比计算为输出电压乘变压器变比除以输入电压。而当变流器的端口电压发生大范围变化时，如车载的动力电池电压有时可在200V～450V宽范围内变化，面对这种应用场合，即使采用经过优化后的TPSM调制技术，两电平DAB变流器仍然存在部分工作区域电流应力和电流有效值较大，能量传输效率较低，综合性能仍然有待进一步提高。

为了使得变流器适应超宽的端口电压范围，混合五电平双向变流器可以通过增加一个五电平单元，从而获得额外可独立调节占空比的中间电平，分别为输入电压的四分之一、二分之一和四分之三。当电压传输比为四分之一到一的范围内时，可以通过优化调节中间电平的占空比，使得变换器工作在近似电压匹配的状态，显著降低运行时的电流应力和电流有效值，从而提高整个电压范围和功率范围内输入输出功率的转换效率，实现全局优化运行。

实用新型内容

鉴于以上存在的技术问题，本实用新型用于提供一种混合五电平双向DC/DC变流器，此种提供的混合五电平双向DC/DC变流器的拓扑结构能够适应端口电压超宽范围变化的工作场合，能有效降低变流器中隔离变压器的电流有效值和电流应力，提高DAB的运行性能。

为解决上述技术问题，本实用新型采用如下的技术方案：

本实用新型是一方面在于提供一种混合五电平双向DC/DC变流器，包括第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn、输出滤波电容C_o、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H₂、高频隔离变压器M₁、高频电感L_s和控制器；其中：

所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容C_inp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容C_inn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感L_s与高频隔离变压器M₁的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；

所述副边单相全桥H₂的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容C_o的正极相连，副边单相全桥H₂的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容C_o的负极相连，副边单相全桥H₂的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；

原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。

优选地，所述高频隔离变压器M₁的变比为N:1。

优选地，所述原边五电平单元的交流端口电压v_p产生九种电平：±v_in、

和0，v_in为混合五电平双向DC/DC变流器的输入直流电压；所述副边单相全桥H₂的交流端口电压v_s产生三种电平：±v_out和0，v_out为混合五电平双向DC/DC变流器的输出电压。

优选地，所述控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中：

所述采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压v_in和输出电压v_out；

所述PI控制器包括由输出电压v_out和其参考电压v_ref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；

所述调制单元以v_in、v_out、v_ref和x为输入信号，并根据输入电压v_in、输出电压v_out以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。

实用新型

采用本实用新型具有如下的有益效果：

(1)本实用新型提供的混合五电平双向DC/DC变流器，相比于全五电平双向DC/DC方案，混合五电平方案可以减少半导体器件的数目，降低成本，并增强系统的可靠性。

(2)本实用新型提供的混合五电平双向DC/DC变流器，其控制目标为降低流经DAB变流器隔离变压器的电流有效值，从而降低系统损耗，提高功率转化效率。

(3)本实用新型提供的混合五电平双向DC/DC变流器，基于混合五电平双向DC/DC变流器的原边零电平占空比、原边高电平占空比、原边1/2电平占空比、原边3/4电平占空比、副边零电平占空比以及原副边之间移相比六个控制量，实现六自由度全局优化控制，通过协调变流器的六个控制变量，降低电流有效值，提升变流器运行效率。

(4)本实用新型提供的混合五电平双向DC/DC变流器，可以提升输入输出侧电压范围，降低导通损耗，提高了在超宽电压范围下的能量转换效率。

附图说明

图1为本实用新型实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的原理框图；

图2为本实用新型实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的控制器的原理框图；

图3为本实用新型实施例的混合五电平双向DC/DC变流器的一应用示例电路拓扑结构图；

图4为本实用新型实施例中混合五电平双向DC/DC变流器的控制器对应的开关信号实现方式图；

图5为本实用新型实施例中混合五电平双向DC/DC变流器的原副边交流电压电流典型波形图；

图6为本实用新型实施例中电压匹配(Voltage Match，VM)控制示意图；

图7至图16为本实用新型实施例的混合五电平双向DC/DC变流器各开关模态工作示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

参照图1，所示为本实用新型实施例的一种混合五电平双向DC/DC变流器，包括第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn、输出滤波电容C_o、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H₂、高频隔离变压器M₁、高频电感L_s和控制器；其中原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容C_inp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容C_inn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感L_s与高频隔离变压器M₁的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；副边单相全桥H₂的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容C_o的正极相连，副边单相全桥H₂的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容C_o的负极相连，副边单相全桥H₂的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。

进一步地，参考图2，控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压v_in和输出电压v_out；PI控制器包括由输出电压v_out和其参考电压v_ref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；所述调制单元以v_in、v_out、v_ref和x为输入信号，并根据输入电压v_in、输出电压v_out以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。

一具体应用实例中，参见图3，其中全控开关器件T₁～T₄、S₁～S₄与自耦变压器M₂组成一个原边混合五电平单元，全控开关器件S₅和S₆组成一个两电平半桥；副边单相全桥H₂包括全控开关器件Q₁～Q₄；原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容C_inp的正极相连，原边五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容C_inn的负极相连，全控开关器件T₁～T₄一端与输入滤波电容C_inp和C_inn的串联中点相连，另一端与自耦变压器M₂两端相连，自耦变压器的中心抽头通过高频电感L_s与高频隔离变压器的原边相连；全控开关器件S₅和S₆组成两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；所述副边单相全桥H₂的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容C_o的正极相连，副边单相全桥H₂的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容C_o的负极相连，副边单相全桥H₂的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；所述全控开关器件S₁～S₆、T₁～T₄的控制信号的输入端和全控开关器件Q₁～Q₄的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。如图4和图5所示，为本实例中混合五电平双向DC/DC变流器的控制器对应的开关信号实现方式和原副边交流电压电流波形图。由图可知原边混合五电平单元的交流端口电压v_p能够产生九种电平：±v_in、

和0；副边单相全桥H₂的交流端口电压v_s能够产生三种电平：±v_out和0。原边五电平单元的0电平的占空比为D_p0；原边五电平单元的1/2电平的占空比为D_p2；原边五电平单元的3/4电平的占空比为D_p3；原边五电平单元的±v_in电平的占空比为D_p4；副边单相全桥H₂的0电平的占空比为D_s0；原边五电平单元与副边单相全桥H₂之间的相对移相比为D_ss。

实用新型通过以上提供的混合五电平双向DC/DC变流器的电压匹配调制方法如下，包括如下步骤：

设置控制器的PI控制器参数，即设置控制器比例系数k_p和积分系数k_i，计算PI控制器的输出x，作为调制信号；

在调制单元，通过电压传输比F和PI控制器的输出x分别输出至控制器的调制单元，计算控制量；

根据控制量，驱动原边混合五电平单元、原边两电平半桥和副边单相全桥的全控开关器件，控制全控开关器件的动作，实现优化运行。

进一步的优选实施方式中，电压传输比F为：

其中，高频隔离变压器变比N作为初值预先设定。

进一步的优选实施方式中，PI控制器输出x为：

x＝k_p(v_ref-v_out)+k_i∫(v_ref-v_out)dt

其中，0.1≤k_p≤10，0.001≤k_i≤1，v_ref为参考电压；PI控制器输出x的范围为[-0.5,1]。

具体的，本实例提供的优化控制策略如下：计算控制量；根据电压传输比F的取值，将本实用新型实施例的混合五电平双向DC/DC变流器分为五种运行工况，计算相应的六个控制量使其满足如下条件，计算相应的六个控制量：

第一种运行工况：

即4×Nv_out<v_in，各控制变量计算如下：

D_ss＝x

D_s0＝0

D_p4＝0

D_p3＝0

D_p2＝0

D_p0＝1-4F

第二种运行工况：

即v_in<4×Nv_out<2v_in，各控制变量计算如下：

D_ss＝x

D_s0＝0

D_p4＝0

D_p3＝0

D_p2＝4F-1

D_p0＝0

第三种运行工况：

即2v_in<4×Nv_out<3v_in，各控制变量计算如下：

D_ss＝x

D_s0＝0

D_p4＝0

D_p3＝4F-2

D_p2＝3-4F

D_p0＝0

第四种运行工况：

即3v_in<4×Nvo_ut<4v_in，各控制变量计算如下：

D_ss＝x

D_s0＝0

D_p4＝4F-3

D_p3＝4(1-F)

D_p2＝0

D_p0＝0

第五种运行工况：1<F，即v_in<Nvo_ut，各控制变量计算如下：

D_ss＝x

D_p4＝0

D_p3＝0

D_p2＝0

D_p0＝0

通过上述调制方法，可以满足如下条件，从而近似匹配输入输出电压：使图6中两个阴影部分的面积相等，S_A1＝S_A2，即

其中v_p为原边五电平单元的交流端口电压，v_s为副边单相全桥H₂的交流端口电压。

其中调制单元根据如下设定：原边五电平单元的0电平的占空比为D_p0；原边五电平单元的1/2电平的占空比为D_p2；原边五电平单元的3/4电平的占空比为D_p3；原边五电平单元的±v_in电平的占空比为D_p4；副边单相全桥H₂的0电平的占空比为D_s0；原边五电平单元与副边单相全桥H₂之间的相对移相比为D_ss；形成驱动信号脉冲按时序输入并控制所述混合五电平单元和副边单相全桥H₂的全控开关器件的工作，完成调制过程。

混合五电平双有源桥拓扑一般采用PWM+移相控制，可分为10个开关模态，因为变换器工作波形半周期对称，各开关模态的工作情况如下，波形图如图5所示：

开关模态1[t₀,t₁]，如图7所示，在t₀-t₁阶段，开关管S₁、S₃和S₆导通，副边器件Q₁、Q₄导通，v_p＝v_in，v_s＝Nv_out，电感电流线性上升，电流上升率最大。

开关模态2[t₁,t₂]，如图8所示，在t₁时刻，S₁关断，T₁、T₂导通，副边器件Q₁、Q₄导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝3/4v_in，v_s＝Nv_out，电感电流继续增加，电流上升率减小。

开关模态3[t₂,t₃]，如图9所示，在t₂时刻，S₃关断，T₃、T₄导通，副边器件Q₁、Q₄导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝1/2v_in，v_s＝Nv_out，电感电流变化率由1/2v_in-Nv_out决定。

开关模态4[t₃,t₄]，如图10所示，在t₃时刻，T₃T₄关断，S₄导通，副边器件Q₁、Q₄导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝1/4v_in，v_s＝Nv_out，电感电流线性下降。

开关模态5[t₄,t₅]，如图11所示，在t₄时刻，T₁、T₂关断，S₂导通，副边器件Q₁、Q₄导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝0，v_s＝Nv_out，电感电流线性下降。

开关模态6[t₅,t₆]，如图12所示，在t₅-t₆阶段，开关管S₂、S₄和S₅导通，副边器件Q₂、Q₃导通，v_p＝-v_in，v_s＝-Nv_out，电感电流绝对值线性上升，电流上升率最大。

开关模态7[t₆,t₇]，如图13所示，在t₆时刻，S₄关断，T₃、T₄导通，副边器件Q₂、Q₃导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝-3/4v_in，v_s＝-Nv_out，电感电流绝对值继续增加，电流上升率减小。

开关模态8[t₇,t₈]，如图14所示，在t₇时刻，S₂关断，T₁、T₂导通，副边器件Q₂、Q₃导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝-1/2v_in，v_s＝-Nv_out，电感电流变化率由-1/2v_in+Nv_out决定。

开关模态9[t₈,t₉]，如图15所示，在t₈时刻，T₁、T₂关断，S₁导通，副边器件Q₂、Q₃导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝-1/4v_in，v_s＝-Nv_out，电感电流绝对值线性下降。

开关模态10[t₉,t₁₀]，如图16所示，在t₉时刻，T₃、T₄关断，S₃导通，副边器件Q₂、Q₃导通，在该时间段内，变压器两端电压为：v_p＝0，v_s＝-Nv_out，电感电流绝对值线性下降。

本实用新型提供的混合五电平双向DC/DC变流器，基于混合五电平双向DC/DC变流器的原边零电平占空比、原边高电平占空比、原边1/2电平占空比、原边3/4电平占空比、副边零电平占空比以及原副边之间移相比六个控制量，实现六自由度全局优化控制，通过协调变流器的六个控制变量，降低电流有效值，提升变流器运行效率。同时可以提升输入输出侧电压范围，降低导通损耗，提高了在超宽电压范围下的能量转换效率。

在一具体应用实例中，各个参数可优选如下：电压传输比F＝0.5，输入电压v_in＝400V，输出电压v_out＝200V，开关频率f_s＝200kHz，交流电感L_s＝20μH，变压器变比N＝1，输出滤波电容C_o＝100μF，输入滤波电容C_inp＝40μF、C_inn＝40μF。

应当理解，本文所述的示例性实施例是说明性的而非限制性的。尽管结合附图描述了本实用新型的一个或多个实施例，本领域普通技术人员应当理解，在不脱离通过所附权利要求所限定的本实用新型的精神和范围的情况下，可以做出各种形式和细节的改变。

Claims (4)

1.一种混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，包括第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn、输出滤波电容C_o、直流电压源、原边混合五电平单元、原边两电平半桥、副边单相全桥H₂、高频隔离变压器M₁、高频电感L_s和控制器；其中：

所述原边混合五电平单元的直流母线的正极分别与对应直流电压源的正极和输入滤波电容C_inp的正极相连，原边混合五电平单元的直流母线的负极分别与对应直流电压源的负极和输入滤波电容C_inn的负极相连，原边混合五电平单元一端与第一输入滤波电容C_inp和第二输入滤波电容C_inn的串联中点相连，原边混合五电平单元通过高频电感L_s与高频隔离变压器M₁的原边相连，原边两电平半桥中点与高频变压器原边的另一端相连；

所述副边单相全桥H₂的直流母线的正极分别与对应直流负载的正极以及输出滤波电容C_o的正极相连，副边单相全桥H₂的直流母线的负极分别与对应直流负载的负极以及输出滤波电容C_o的负极相连，副边单相全桥H₂的交流侧与高频隔离变压器的副边相连；

原边混合五电平单元的控制信号的输入端、原边两电平半桥的控制信号输入端、副边单相全桥的控制信号的输入端分别与所述控制器对应的开关信号的输出端相连。

2.如权利要求1所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述高频隔离变压器M₁的变比为N:1。

3.如权利要求1所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述原边五电平单元的交流端口电压v_p产生九种电平：±v_in、

和0，v_in为混合五电平双向DC/DC变流器的输入直流电压；所述副边单相全桥H₂的交流端口电压v_s产生三种电平：v_out和0，v_out为混合五电平双向DC/DC变流器的输出电压。

4.如权利要求1至3中任一项所述的混合五电平双向DC/DC变流器，其特征在于，所述控制器包括采样单元、PI控制器和调制单元，其中：

所述采样单元包括两个信号输入端，两个信号输入端分别测量输入电压v_in和输出电压v_out；

所述PI控制器包括由输出电压v_out和其参考电压v_ref对比得到的误差作为输入，经过PI控制器后得到输出x作为调制信号；

所述调制单元以v_in、v_out、v_ref和x为输入信号，并根据输入电压v_in、输出电压v_out以及高频隔离变压器变比N得到电压传输比F和各个开关的驱动信号。

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