CN114825968A - 一种非对称占空比加内移相混合控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种用于双有源桥DC/DC变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法，通过控制双有源桥DC/DC变换器的原边全桥内移相比D0和副边开关管正向占空比D两个变量来确定双有源桥DC/DC变换器的控制，由给定的约束条件与电压变比范围，通过对D0和D的计算与选取，实现功率的传输的方向与大小的控制同时将回流功率减小为零。对比现有双有源桥变换器控制方法，本发明方法在轻载时可使电路的回流功率降为零，控制策略简单，易于实现。

Description

一种非对称占空比加内移相混合控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种用于双有源桥DC/DC变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法。
背景技术
双有源桥变换器(DualActive Bridge Converter，DAB)可以实现功率的双向流动，功率密度和效率都很高，输入输出端之间有电气隔离、容易实现软开关。在功率传输过程中，可能存在功率回流的现象，即在某段时间电感电流与原边侧电压相位相反，该段时间传输功率为负，功率回流到电源中，在原边侧向副边侧传输的功率一定，回流功率增大时，为了补偿此功率，正向传输功率量增大，这将导致变换器功率环流以及电流应力的增大，进而也增大了功率器件、磁性元件的功率损耗，降低了变换器效率。
减小回流功率是DAB控制方面的重要研究内容，学者们先后提出了单移相控制(SinglePhase Shift，SPS)、拓展移相控制(Extended Phase Shift，EPS)、双重移相控制(Dual Phase Shift，DPS)、三重移相控制(Triple Phase Shift，TPS)等多种控制方法。在这些方法中，原边和副边开关占空比均为50％，利用原边和副边开关间的相移来控制功率流向。由于DAB工作情况多样，这些控制方式在不同的工作情况下的表现各有优劣，但均在电压比偏离1时，会出现较大的回流功率，可实现软开关的范围受到限制，在轻载时，功率回流问题更为突出，造成显著的效率损失。
发明内容
为了解决上述背景技术所存在的至少一技术问题，本发明提供一种用于双有源桥DC/DC变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：
一种非对称占空比加内移相混合控制方法，用于双有源桥DC/DC变换器，所述方法包括：
通过控制双有源桥DC/DC变换器的原边全桥内移相比D0和副边开关管正向占空比D两个变量来确定双有源桥DC/DC变换器的控制，由给定的约束条件与电压变比范围，通过对D0和D的计算与选取，实现功率的传输的方向与大小的控制同时将回流功率减小为零。
进一步地，所述原边全桥内移相比D0和副边开关管正向占空比D的约束条件为：
Figure BDA0003664204900000021
进一步地，所述实现功率的传输的方向与大小的控制同时将回流功率减小为零的约束条件为：
(2-D)2＝k(1-D0)
当
Figure BDA0003664204900000022
时，若归一化功率
Figure BDA0003664204900000023
实现回流功率为零的D0与D通过如下公式计算得到：
Figure BDA0003664204900000024
其中，归一化传输功率为：P'＝(1-D0)2；k为电压折算变比。
进一步地，所述双有源桥DC/DC变换器包括：变压器T、原边全桥电路、原边稳压电容C1、辅助电感L、副边全桥电路、副边稳压电容C2；其中，所述原边稳压电容容C1两端接外部直流电压源Vin并与原边全桥电路输入端并联；所述原边全桥电路输出端一端与辅助电感L串联接至变压器T原边侧的同名端，另一端与变压器T原边侧的异名端相连；所述副边稳压电容容C2两端接外部直流电压源Vout并与副边全桥电路输入端并联；所述副边全桥电路输出端与变压器T的副边侧相连。
进一步地，所述原边全桥电路包括：
原边全桥第一桥臂支路，其由原边全桥第一开关管Q1、原边全桥第三开关管Q3串联形成；
原边全桥第二桥臂支路，其由原边全桥第二开关管Q2、原边全桥第四开关管Q4串联形成；
所述原边全桥第一桥臂支路、原边全桥第二桥臂支路与原边稳压电容C1并联；
变压器T原边侧的同名端串联辅助电感L后连接到原边全桥第一桥臂支路的中点，异名端连接到原边全桥第二桥臂支路的中点。
进一步地，所述副边全桥电路包括：
副边全桥第一桥臂支路，其由副边全桥第一开关管Qa、副边全桥第三开关管Qc串联形成；
副边全桥第二桥臂支路，其由副边全桥第二开关管Qb、副边全桥第四开关管Qd串联形成；
所述副边全桥第一桥臂支路、副边全桥第二桥臂支路与副边稳压电容C2并联；
变压器T副边侧的同名端连接到副边第一桥臂支路的中点，异名端连接到副边全桥第二桥臂支路的中点。
进一步地，所述原边全桥的四个开关管的驱动信号都是占空比为50％的方波信号；其中，原边全桥第一开关管Q1与原边全桥第三开关管Q3的信号互补；原边全桥第二开关管Q2与原边全桥第四开关管Q4的驱动信号互补；原边全桥第一桥臂支路和原边全桥第二桥臂支路之间存在内移相角；且原边全桥第二桥臂支路滞后于原边全桥第一桥臂支路；滞后大小为内移相比D0。
进一步地，所述副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第三开关管Qc的信号互补；副边全桥第二开关管Qb与副边全桥第四开关管Qd的驱动信号互补；其中，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第二开关管Qb的驱动信号都是正向占空比为D且可调的方波信号；且副边全桥第二桥臂支路滞后于副边全桥第一桥臂支路；原边全桥第一开关管Q1与副边全桥第一开关管Qa同时开通，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第四开关管Qd同时关断。
进一步地，令稳态时一个周期内开始的时刻为t0，Q4开通的时刻为t1，Qd开通的时刻为t2，Q1关断的时刻为t3，Qa和Qd关断的时刻为t4，Q4关断的时刻为t5，一个周期结束的时刻为t6，各开关管之间的相位差为：t1-t0＝D0T/2，t4-t0＝DT/2，t6-t0＝T其中，内移相比为D0，占空比为D，T为开关管的一个工作周期。
本发明与现有技术相比，其有益效果在于：
本发明通过双有源桥变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法，通过时域分析，在双有源桥变换器轻载的工作情况下，在控制功率传输的方向和大小的同时将回流功率降为零，有效提升了双有源桥变换器的效率。
附图说明
图1为本发明实施例提供的双有源桥DC/DC变换器的电路结构图；
图2为本发明实施例提供的双有源桥DC/DC变换器等效到原边的简化电路图；
图3为双有源桥DC/DC变换器的非对称占空比加内移相混合控制工作原理图波形图；
图4为本发明实施例中非对称占空比加内移相混合控制方法调制下回流功率为零的电压电流波形时序图；
图5为本发明的控制框图。
具体实施方式
实施例：
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
本实施例所提供的用于双有源桥DC/DC变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法，主要以内移相比D0和开关管正向占空比D两个量作为控制变量，由给定的约束条件与电压变比范围，通过对D0和D的计算与选取，在控制电路功率的传输方向和大小的同时，可以使回流功率降低为零，提高电路的工作效率。对比现有双有源桥变换器控制方法，本发明方法在轻载时可使电路的回流功率降为零，控制策略简单，易于实现。
在一具体实施例中，双有源桥DC/DC变换器电路拓扑结构如图1所示。由变压器T、原边全桥电路、原边稳压电容C1、辅助电感L、副边全桥电路、副边稳压电容C2组成；V1为原边全桥电路两桥臂中点之间的电压差；V2为副边全桥电路两桥臂中点之间之间的电压差；iL为电感电流；Vin为一次侧的直流电压；Vout为二次侧的直流电压。该原边稳压电容容C1两端接外部直流电压源Vin并与原边全桥电路输入端并联；该原边全桥电路输出端一端与辅助电感L串联接至变压器T原边侧的同名端，另一端与变压器T原边侧的异名端相连；所述副边稳压电容容C2两端接外部直流电压源Vout并与副边全桥电路输入端并联；该副边全桥电路输出端与变压器T的副边侧相连。
该原边全桥电路包括原边全桥第一桥臂支路，其由原边全桥第一开关管Q1、原边全桥第三开关管Q3串联形成；原边全桥第二桥臂支路，其由原边全桥第二开关管Q2、原边全桥第四开关管Q4串联形成；所述原边全桥第一桥臂支路、原边全桥第二桥臂支路与原边稳压电容C1并联；变压器T原边侧的同名端串联辅助电感L后连接到原边全桥第一桥臂支路的中点，异名端连接到原边全桥第二桥臂支路的中点。
该副边全桥电路包括副边全桥第一桥臂支路，其由副边全桥第一开关管Qa、副边全桥第三开关管Qc串联形成；副边全桥第二桥臂支路，其由副边全桥第二开关管Qb、副边全桥第四开关管Qd串联形成；所述副边全桥第一桥臂支路、副边全桥第二桥臂支路与副边稳压电容C2并联；变压器T副边侧的同名端连接到副边第一桥臂支路的中点，异名端连接到副边全桥第二桥臂支路的中点。
双有源桥DC/DC变换器等效到原边的简化电路图如图2所示。nV2为折算到原边侧的电压，其中n＝N1/N2。
原边四个开关管的驱动信号都是占空比为50％的方波信号，其中：原边全桥第一开关管Q1与原边全桥第三开关管Q3的信号互补，原边全桥第二开关管Q2与原边全桥第四开关管Q4的驱动信号互补，原边全桥第一桥臂支路和原边全桥第二桥臂支路之间存在内移相角，且原边全桥第二桥臂支路滞后于原边全桥第一桥臂支路，滞后大小为内移相比D0。副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第三开关管Qc的信号互补，副边全桥第二开关管Qb与副边全桥第四开关管Qd的驱动信号互补，其中：副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第二开关管Qb的驱动信号都是正向占空比为D且可调的方波信号，且副边全桥第二桥臂支路滞后于副边全桥第一桥臂支路。一个周期内，原边全桥第一开关管Q1与副边全桥第一开关管Qa同时开通，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第四开关管Qd同时关断。
如图3所示，本实施例中的非对称占空比加内移相混合控制方法的约束条件为：
Figure BDA0003664204900000051
根据电感每个周期内正负半周的伏秒值平衡，与非对称占空比加内移相混合控制方法调制下双有源桥DC/DC变换器的一种典型电压电流波形时序图相结合，可以分析一个周期内电感上的电流各时刻的值如下：
Figure BDA0003664204900000052
其中，k为电压折算变比：k＝V1/(nV2)；V1为输入电压大小；V2为输出电压大小；n为变压器T的匝比，n＝N1/N2；L为辅助电感的电感值，f为开关管的频率(所有开关管均相同)。
双有源桥DC/DC变换器在非对称占空比加内移相混合控制方法下传输功率为：
Figure BDA0003664204900000053
回流功率是在功率传输过程中，电感电流与原边侧电压存在相位相反的阶段，在这段时间内，传输功率为负，功率回流到电源中的这部分功率。本发明给出的控制方案中，通过对D0与D的计算与选取，可以在控制功率传输的方向与大小的同时，将回流功率降为零。其中，约束条件为：
(2-D)2＝k(1-D0)
当
Figure BDA0003664204900000054
时，若归一化功率
Figure BDA0003664204900000055
实现回流功率为零的D0与D可通过如下公式计算得到：
Figure BDA0003664204900000061
具体实施时，如图5所示，经过计算得到实时的归一化功率P’与电压折算变比k，同最终得到D0与D的最优解给输入PI控制器，同时将给定的输出电压V2ref与实际输出电压V2作差后输入PI控制器，最后共同给出PWM信号来驱动DAB变换器的8个开关管。其中，基准功率为：
Figure BDA0003664204900000062
式中，L为辅助电感的电感值；f为开关管的频率。
根据实际负载情况得到等效为归一化功率P′，归一化功率P′与实际传输功率P之间关系为：
Figure BDA0003664204900000063
经过Matlab/Simulink仿真平台验证，得到图4所示的实验结果，为本发明实施例中非对称占空比加内移相混合控制方法调制下回流功率为零的电压电流波形时序图。由上至下分别是原边全桥第一开关管Q1与原边全桥第四开关管Q4的驱动信号，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第四开关管Qd的驱动信号，原边全桥输出电压V1，等效副边全桥输入电压nV2，电感电压VL，电感电流iL，原边电压源电流iVin。仿真结果显示在双有源桥DC/DC变换器中实现了轻载条件下的零回流功率。
本发明通过双有源桥变换器的非对称占空比加内移相混合控制方法，通过时域分析，在双有源桥变换器轻载的工作情况下，在控制功率传输的方向和大小的同时将回流功率降为零，有效提升了双有源桥变换器的效率。
上述实施例只是为了说明本发明的技术构思及特点，其目的是在于让本领域内的普通技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡是根据本发明内容的实质所做出的等效的变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种非对称占空比加内移相混合控制方法，用于双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述方法包括：
通过控制双有源桥DC/DC变换器的原边全桥内移相比D0和副边开关管正向占空比D两个变量来确定双有源桥DC/DC变换器的控制，由给定的约束条件与电压变比范围，通过对D0和D的计算与选取，实现功率的传输的方向与大小的控制同时将回流功率减小为零。
2.如权利要求1所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述原边全桥内移相比D0和副边开关管正向占空比D的约束条件为：
Figure FDA0003664204890000011
3.如权利要求1或2所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述实现功率的传输的方向与大小的控制同时将回流功率减小为零的约束条件为：
(2-D)2＝k(1-D0)
当
Figure FDA0003664204890000012
时，若归一化功率
Figure FDA0003664204890000013
实现回流功率为零的D0与D通过如下公式计算得到：
Figure FDA0003664204890000014
其中，归一化传输功率为：P'＝(1-D0)2；k为电压折算变比。
4.如权利要求1所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述双有源桥DC/DC变换器包括：变压器T、原边全桥电路、原边稳压电容C1、辅助电感L、副边全桥电路、副边稳压电容C2；其中，所述原边稳压电容容C1两端接外部直流电压源Vin并与原边全桥电路输入端并联；所述原边全桥电路输出端一端与辅助电感L串联接至变压器T原边侧的同名端，另一端与变压器T原边侧的异名端相连；所述副边稳压电容容C2两端接外部直流电压源Vout并与副边全桥电路输入端并联；所述副边全桥电路输出端与变压器T的副边侧相连。
5.如权利要求4所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述原边全桥电路包括：
原边全桥第一桥臂支路，其由原边全桥第一开关管Q1、原边全桥第三开关管Q3串联形成；
原边全桥第二桥臂支路，其由原边全桥第二开关管Q2、原边全桥第四开关管Q4串联形成；
所述原边全桥第一桥臂支路、原边全桥第二桥臂支路与原边稳压电容C1并联；
变压器T原边侧的同名端串联辅助电感L后连接到原边全桥第一桥臂支路的中点，异名端连接到原边全桥第二桥臂支路的中点。
6.如权利要求5所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述副边全桥电路包括：
副边全桥第一桥臂支路，其由副边全桥第一开关管Qa、副边全桥第三开关管Qc串联形成；
副边全桥第二桥臂支路，其由副边全桥第二开关管Qb、副边全桥第四开关管Qd串联形成；
所述副边全桥第一桥臂支路、副边全桥第二桥臂支路与副边稳压电容C2并联；
变压器T副边侧的同名端连接到副边第一桥臂支路的中点，异名端连接到副边全桥第二桥臂支路的中点。
7.如权利要求6所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述原边全桥的四个开关管的驱动信号都是占空比为50％的方波信号；其中，原边全桥第一开关管Q1与原边全桥第三开关管Q3的信号互补；原边全桥第二开关管Q2与原边全桥第四开关管Q4的驱动信号互补；原边全桥第一桥臂支路和原边全桥第二桥臂支路之间存在内移相角；且原边全桥第二桥臂支路滞后于原边全桥第一桥臂支路；滞后大小为内移相比D0。
8.如权利要求6所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，所述副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第三开关管Qc的信号互补；副边全桥第二开关管Qb与副边全桥第四开关管Qd的驱动信号互补；其中，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第二开关管Qb的驱动信号都是正向占空比为D且可调的方波信号；且副边全桥第二桥臂支路滞后于副边全桥第一桥臂支路；原边全桥第一开关管Q1与副边全桥第一开关管Qa同时开通，副边全桥第一开关管Qa与副边全桥第四开关管Qd同时关断。
9.如权利要求6所述的非对称占空比加内移相混合控制方法，其特征在于，令稳态时一个周期内开始的时刻为t0，Q4开通的时刻为t1，Qd开通的时刻为t2，Q1关断的时刻为t3，Qa和Qd关断的时刻为t4，Q4关断的时刻为t5，一个周期结束的时刻为t6，各开关管之间的相位差为：t1-t0＝D0T/2，t4-t0＝DT/2，t6-t0＝T其中，内移相比为D0，占空比为D，T为开关管的一个工作周期。
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CN116418239B (zh) * 2023-06-09 2023-08-22 深圳市永联科技股份有限公司 双有源桥电路、电源及dc-dc转换器

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