CN113507212B - 基于三绕组耦合电感的双有源桥dc-dc变换器及功率控制方法 - Google Patents

基于三绕组耦合电感的双有源桥dc-dc变换器及功率控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC‑DC变换器及功率控制方法，包括：输入电源；第一开关管；第二开关管，所述第二开关管的源极端与所述第一开关管的源极端电连接；第三开关管，所述第三开关管的源极端与所述第一开关管的漏极端电连接；第四开关管，所述第四开关管的漏极端与所述第三开关管的漏极端电连接，所述第四开关管的源极端与所述第二开关管的漏极端电连接。本发明所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC‑DC变换器及功率控制方法，减少了磁性元件数量，减小了变换器体积和相应的磁性元件损耗，提高了功率密度，变换器具有低输入电流纹波和宽输入电压范围，提高了在宽电压范围输入下的变换器整体效率。

Description

基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制 方法
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，特别涉及一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法。
背景技术
为了解决当前能源危机以及缓解各种环境问题，以太阳能、风能为代表的多种可再生能源受到越来越多关注。储能装置因其可以有效改善系统效率、实现电能质量管理、抑制功率波动及可作为备用能源等优点被广泛应用于上述几种场合，而双有源桥DC-DC变换器可以作为直流母线与储能装置之间实现能量双向流动的桥梁。由于储能单元具有充放电的能量调控过程，要求变换器具有低电流纹波的特点，这有利于延长电池的使用寿命；另外，对于具有很宽输入电压范围的光伏发电等电力电子应用场合，要求变换器能适应宽范围的电压增益。
常用类型的一种电流型双向双有源桥DC-DC变换器为两级结构，前级由两路交错boost电路组成，后级由两个全桥电路和一个高频变压器组成，可通过前级与后级一次侧的桥臂复用以减少功率开关管的使用，形成典型的电流型双向双有源桥DC-DC变换器，其拓扑结构如图7所示。此类型变换器包含两个电感，一个漏感和一个变压器，这导致磁性元件数量的增加，因此变换器的体积和相应的损耗也会增加。在实现较大软开关范围的前提下，针对于宽电压增益范围场合下的电流型双向双有源桥DC-DC变换器磁性元件数量多，功率密度不高等问题，在IEEE Transaction onpower electronics【电力电子期刊】于2020年发表的“A current-fed dual-active bridge DC–DC converter using extended duty cyclecontrol and magnetic-integrated inductors with optimized voltage mismatchingcontrol”提出一种基于耦合电感的方法。文中，使用耦合电感集成低压侧的两个直流电感，从而在一定程度上减少了磁性元件的数量，减小了变换器的体积，提高了功率密度。但是，该种磁集成方式只应用于变换器的部分磁性元件，尽管功率密度得到一定程度的提高，但变换器整体集成度仍然不高。
此外，此类变换器包含三个控制变量，包括一次侧全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压vab，二次侧全桥电路两个桥臂中心点之间的电压vcd，以及vab和vcd之间的移相角。通过控制一次侧开关管的驱动信号可以调节电压vab的占空比大小；通过控制二次侧开关管的驱动信号可以调节电压vcd的占空比大小；通过调节一次侧与二次侧开关管信号之间的相位差可以实现对vab和vcd之间的移相角的控制。目前针对双有源桥双向DC-DC变换器控制方法可以分为两大类：a)传统的单移相控制策略，b)移相加PWM控制策略。其中移相加PWM控制策略又可以分为两个控制自由度的控制策略和三个控制自由度的控制策略。这些控制策略本质上都是使用更多的控制自由度以获得更好的变换器性能，但同时会使变换器的调制变得更加复杂。
发明内容
本发明提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，其目的是为了解决变换器磁性元件数量多，功率密度不高，控制器设计复杂的问题。
为了达到上述目的，本发明的实施例提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器，包括：
输入电源；
第一开关管；
第二开关管，所述第二开关管的源极端与所述第一开关管的源极端电连接；
第三开关管，所述第三开关管的源极端与所述第一开关管的漏极端电连接；
第四开关管，所述第四开关管的漏极端与所述第三开关管的漏极端电连接，所述第四开关管的源极端与所述第二开关管的漏极端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的负极端分别与所述输入电源的负极端和所述第二开关管的源极端电连接，所述钳位电容的正极端与所述第四开关管的漏极端电连接；
三绕组耦合电感，所述三绕组耦合电感的原边第一端与所述第三开关管的源极端电连接，所述三绕组耦合电感的原边第二端与所述输入电源的正极端电连接，所述三绕组耦合电感的原边第三端与所述第四开关管的源极端电连接；
漏感，所述漏感的第一端与所述三绕组耦合电感的副边第一端电连接；
第五开关管，所述第五开关管的源极端与所述漏感的第二端电连接；
第六开关管，所述第六开关管的漏极端与所述第五开关管的源极端电连接；
第七开关管，所述第七开关管的漏极端与所述第五开关管的漏极端电连接，所述第七开关管的源极端与所述三绕组耦合电感的副边第二端电连接；
第八开关管，所述第八开关管的漏极端与所述第七开关管的源极端电连接，所述第八开关管的源极端与所述第六开关管的源极端电连接；
输出电容，所述输出电容的第一端与所述第七开关管的漏极端电连接，所述输出电容的第二端与所述第八开关管的源极端电连接；
输出电源，所述输出电源的正极端与所述输出电容的第一端电连接，所述输出电源的负极端与所述输出电容的第二端电连接。
本发明的实施例还提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，包括：
步骤1，通过控制器对变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和变换器的输入电流进行采样，得到采样的变换器的钳位电容电压vCc、采样的变换器输出侧的实际电压vH和采样的变换器的输入电流iin；
步骤2，给定变换器输出侧直流输出电压，根据给定的变换器输出侧直流输出电压和采样的变换器输出侧的实际电压的差值进行闭环控制，得到输入侧与输出侧之间的移相角；
步骤3，将采样的变换器输出侧的实际电压进行电压匹配后与采样的变换器的钳位电容电压作差值进行闭环控制，得到输入侧桥臂的占空比；
步骤4，根据移相角和占空比，产生所有开关管的驱动信号，进而控制变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和输入侧与输出侧之间的移相角。
本发明的上述方案有如下的有益效果：
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，1.减少了磁性元件数量，减小了变换器体积和相应的磁性元件损耗，提高了功率密度，变换器具有低输入电流纹波和宽输入电压范围，提高了在宽电压范围下的变换器整体效率；2.通过对变换器输入侧采用脉宽调制控制方式控制输入侧桥臂的占空比控制信号；三绕组耦合电感输出侧和输入侧之间采用移相控制，以控制功率的方向和大小，保证变换器工作在软开关条件下，从而扩宽软开关的范围，变换器的无功电流和环流损耗减小，效率提高；3.实现了占空比控制环路与移相控制环路的解耦，不需要将控制数据预先存储在查表中，能够实现实时控制，简化了控制环路，提高了系统的运行速度和可靠性。
附图说明
图1为本发明的具体电路示意图；
图2为本发明的流程图；
图3为本发明的三绕组耦合电感等效电路示意图；
图4为本发明的控制框图；
图5(a)为本发明的输入电压VL＝36V时，第一开关管和第二开关管实现软开关情况示意图；
图5(b)为本发明的输入电压VL＝18V时，第一开关管和第二开关管实现软开关情况示意图；
图5(c)为本发明的输入电压VL＝36V时，第三开关管和第四开关管实现软开关情况示意图；
图5(d)为本发明的输入电压VL＝18V时，第三开关管和第四开关管实现软开关情况示意图；
图5(e)为本发明的输入电压VL＝36V时，第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管实现软开关情况示意图；
图5(f)为本发明的输入电压VL＝18V时，第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管实现软开关情况示意图；
图6(a)为本发明的正向工作时的主要波形图；
图6(b)为本发明的反向工作时的主要波形图；
图7为电流型双有源桥DC-DC变换器具体电路示意图。
【附图标记说明】
1-输入电源；2-第一开关管；3-第二开关管；4-第三开关管；5-第四开关管；6-钳位电容；7-三绕组耦合电感；8-漏感；9-第五开关管；10-第六开关管；11-第七开关管；12-第八开关管；13-输出电容；14-输出电源。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
本发明针对现有的变换器磁性元件数量多，功率密度不高，控制器设计复杂的问题，提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法。
如图1所示，本发明的实施例提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器，包括：输入电源1；第一开关管2；第二开关管3，所述第二开关管3的源极端与所述第一开关管2的源极端电连接；第三开关管4，所述第三开关管4的源极端与所述第一开关管2的漏极端电连接；第四开关管5，所述第四开关管5的漏极端与所述第三开关管4的漏极端电连接，所述第四开关管5的源极端与所述第二开关管3的漏极端电连接；钳位电容6，所述钳位电容6的负极端分别与所述输入电源1的负极端和所述第二开关管3的源极端电连接，所述钳位电容6的正极端与所述第四开关管5的漏极端电连接；三绕组耦合电感7，所述三绕组耦合电感7的原边第一端与所述第三开关管4的源极端电连接，所述三绕组耦合电感7的原边第二端与所述输入电源1的正极端电连接，所述三绕组耦合电感7的原边第三端与所述第四开关管5的源极端电连接；漏感8，所述漏感8的第一端与所述三绕组耦合电感7的副边第一端电连接；第五开关管9，所述第五开关管9的源极端与所述漏感8的第二端电连接；第六开关管10，所述第六开关管10的漏极端与所述第五开关管9的源极端电连接；第七开关管11，所述第七开关管11的漏极端与所述第五开关管9的漏极端电连接，所述第七开关管11的源极端与所述三绕组耦合电感7的副边第二端电连接；第八开关管12，所述第八开关管12的漏极端与所述第七开关管11的源极端电连接，所述第八开关管12的源极端与所述第六开关管10的源极端电连接；输出电容13，所述输出电容13的第一端与所述第七开关管11的漏极端电连接，所述输出电容13的第二端与所述第八开关管12的源极端电连接；输出电源14，所述输出电源14的正极端与所述输出电容13的第一端电连接，所述输出电源14的负极端与所述输出电容13的第二端电连接。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，所述输入电源1的正极端与所述三绕组耦合电感7的第一侧柱和第二侧柱的绕组连接于e点，所述输入电源1的的负极端与所述第二开关管3Q2的源极端和所述钳位电容6Cc的负极端相连，所述第一开关管2Q1的漏极端与所述第三开关管4Q1a的源极端相连，所述第一开关管2Q1的的源极端与所述第二开关管3Q2的源极端相连。所述第二开关管3Q2的漏极端与所述第四开关管5Q2a的源极端相连，所述第四开关管5Q2a的源极端与所述三绕组耦合电感7的第二侧柱上的绕组连接于b点，所述第三开关管4Q1a的漏极端与所述钳位电容Cc的正极端和所述第四开关管5Q2a的漏极端相连，所述第三开关管4Q1a的源极端与所述三绕组耦合电感7的第一侧柱上的绕组连接于a点。所述三绕组耦合电感7的中柱绕组的第一端与所述漏感Lrs的第一端电连接，所述三绕组耦合电感7的中柱绕组的第二端与所述第七开关管11S2和所述第八开关管12S4的中点连接于d点，所述漏感Lrs的第二端与所述第五开关管9S1和所述第六开关管10S3的中点连接于c点，所述第五开关管9S1的漏极端与所述第七开关管11S2的漏极端和所述输出电容C的第一端相连，所述输出电容C的第一端连接至所述输出电源14的正极端，所述第六开关管10S3的源极端与所述第八开关管12S4的源极端和所述输出电容C的第二端相连，所述输出电容C的第二端连接至所述输出电源14的负极端。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，变换器输入侧用于将输入的电压进行增益调整和高频逆变；所述钳位电容6上的钳位电压以实现与输出侧电压匹配；图1中的所述三绕组耦合电感7可等效为图7中电流型双有源桥DC-DC变换器中两个直流电感和一个高频变压器，图3为所述三绕组耦合电感7的等效电路示意图，所述三绕组耦合电感7具有低输入电流纹波和宽输入电压范围的优势，同时又可实现电气隔离以及增益调整；变换器输出侧用于对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出；变换器输入侧为所述第一开关管2Q1、所述第二开关管3Q2、所述第三开关管4Q1a、所述第四开关管5Q2a和所述钳位电容6Cc组成的桥式电路，变换器输出侧为所述第五开关管9S1、所述第六开关管10S3、所述第七开关管11S2、所述第八开关管12S4、所述漏感8Lrs和所述输出电容13C组成的全桥电路，如图1所示，Lrs为所述漏感8，iin为变换器的输入电流，ia、ib分别为所述三绕组耦合电感7两侧柱绕组电流，iLrs为流过所述漏感8的电流，vab为所述三绕组耦合电感7两侧柱绕组的电压之和；vcd为所述三绕组耦合电感7中柱绕组的电压，VL为变换器的输入电压，VH为变换器输出侧的实际电压。
如图2至图7所示，本发明的实施例还提供了一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，包括：步骤1，通过控制器对变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和变换器的输入电流进行采样，得到采样的变换器的钳位电容电压vCc、采样的变换器输出侧的实际电压vH和采样的变换器的输入电流iin；步骤2，给定变换器输出侧直流输出电压，根据给定的变换器输出侧直流输出电压和采样的变换器输出侧的实际电压的差值进行闭环控制，得到输入侧与输出侧之间的移相角；步骤3，将采样的变换器输出侧的实际电压进行电压匹配后与采样的变换器的钳位电容电压作差值进行闭环控制，得到输入侧桥臂的占空比；步骤4，根据移相角和占空比，产生所有开关管的驱动信号，进而控制变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和输入侧与输出侧之间的移相角。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，对于开关管的软开关，要求变换器在开关管关断的时候，具有足够的电流对开关管的结电容进行充放电，各个开关管的软开关(ZVS)条件如表1：
表1各个开关管的ZVS条件
Figure BDA0003166939970000071
表1中，ia(t)、ib(t)分别为所述三绕组耦合电感7两侧柱绕组电流，iLrs(t)为流过所述漏感8的电流，t0为开关管Q2a关断的时刻，t2为开关管Q1关断的时刻，t4为开关管S2、S3关断的时刻。
通过图形绘制得到各个开关管在宽输入电压范围和全负载范围条件下的软开关条件示意图，如图5所示，图5(a)、(b)为不同占空比d下开关管Q1、Q2的软开关条件示意图，当d＝0.5时，从空载到额定功率点PN，软开关条件边界电流小于零；当d等于0.75时，从空载到PN的电流小于零。因此，尽管d和漏感值Lrs发生变化，但当侧柱等效电感Leq的值在[2μH,10μH]范围内，电流ib(t0)<0始终小于零，说明开关管Q1和开关管Q2的ZVS可以在不同的Leq下在满负载范围内实现。同样，图5(c)、(d)、(e)、(f)表明，在全负载范围内，其他开关也可以实现ZVS。因此，基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器在功率控制下，在宽输入电压范围和全负载范围所有开关管软开关的条件可严格保证实现，即开关管的ZVS条件严格满足，所有开关管可在宽输入电压和全负载范围实现软开关，图5中输入电压VL＝18或36V，输出侧的实际电压VH＝360V，变换器的额定功率PN＝1kW。
其中，所述步骤2具体包括：步骤21，将给定的变换器输出侧直流输出电压和采样的变换器输出侧的实际电压的差值输入电压调节器；步骤22，将电压调节器输出的值输入第一限幅器进行限幅；步骤23，将第一限幅器输出的值与采样的变换器的输入电流做差值后输入电流调节器；步骤24，将电流调节器输出的值输入第二限幅器进行限幅；步骤25，输入侧与输出侧之间的移相角
Figure BDA0003166939970000081
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，输入侧与输出侧之间的移相角
Figure BDA0003166939970000082
具体为三绕组耦合电感两侧柱绕组的电压之和vab和三绕组耦合电感中柱绕组的电压vcd之间的移相角
Figure BDA0003166939970000083
其中，所述步骤3具体包括：步骤31，将变换器输出侧的实际电压VH与三绕组耦合电感的绕组匝数N1相乘后除以两倍的三绕组耦合电感的绕组匝数N2，得到电压匹配后的电压值；步骤32，将电压匹配后的电压值与变换器的钳位电容电压vCc作差值后输入电压调整器；步骤33，将电压调整器输出的值输入第三限幅器进行限幅。
其中，所述步骤3还包括：步骤34，根据输入电压VL和变换器的钳位电容电压vCc，计算输入侧桥臂的占空比，如下所示：
Figure BDA0003166939970000091
其中，d表示输入侧桥臂的占空比，VL表示输入电压，VCc表述钳位电容电压。
其中，所述步骤4具体包括：步骤41，将产生的所有开关管的驱动信号分别输入对应开关管的栅极端进行控制；步骤42，各个驱动信号波形的关系为第一开关管的驱动信号和第三开关管的驱动信号互补，第二开关管的驱动信号和第四开关管的驱动信号互补，第五开关管的驱动信号和第七开关管的驱动信号互补，第六开关管的驱动信号和第八开关管的驱动信号互补。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，如图4所示，控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样和电流采样信号进行转换，并根据得到的输入侧桥臂的占空比控制信号d和移相角
Figure BDA0003166939970000093
产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧桥臂占空比及输入侧和输出侧电压之间的移相角
Figure BDA0003166939970000094
保证电压匹配、开关管的软开关、减小无功损耗和所述漏感8的电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为变换器的开关管：Q1a、Q2a、Q1、Q2、S1、S2、S3和S4提供驱动电压。
其中，所述步骤4还包括：根据输入电压VL的变化，实时调节输入侧桥臂的占空比使钳位电容电压与输出电压进行电压匹配，钳位电容电压与输出电压之间的关系，如下所示：
Figure BDA0003166939970000092
其中，Np表示三绕组耦合电感两侧柱绕组匝数，N1＝N2＝Np，Ns表示三绕组耦合电感中柱绕组匝数。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，变换器工作过程：以正向工作为例，变换器开始上电工作后，当变换器输出侧的实际电压VH低于给定的变换器输出侧直流输出电压Vref时，变换器的功率由输入侧传递至输出侧，数字控制器(DSP TMS320F28069)通过传感器采样变换器输出侧的实际电压vH和输入侧的输入电流作为反馈，将Vref-vH的值经过电压调节器和限幅器，输出的值作为电流调节器的给定，将电压调节器的输出与采样的输入侧的输入电流iin的差值经过电流调节器和限幅器后输出
Figure BDA0003166939970000101
将
Figure BDA0003166939970000102
作为输入侧和输出侧两个有源桥之间的移相控制信号，移相控制信号
Figure BDA0003166939970000103
的数值为正值；同时，基于采样的输入侧的实际电压vL，通过公式(1)中的计算公式，计算输入侧桥臂的占空比控制信号d；根据输入侧和输出侧两个有源桥之间的移相控制信号和输入侧桥臂的占空比控制信号，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中，驱动信号的描述如下：a)Q1a的驱动信号和Q1的驱动信号互补、Q2a的驱动信号和的驱动信号Q2互补、S1的驱动信号与S2的驱动信号互补、S3的驱动信号和S4的驱动信号互补；b)开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的占空比都为50％；c)开关管Q2与开关管S1之间的相位差由
Figure BDA0003166939970000104
控制；d)开关管Q1与开关管Q2的占空比由d控制，变换器正向工作的波形图，如图6(a)所示，当变换器输出侧的实际电压低于给定的变换器输出侧直流输出电压Vref时，通过正的移相角的控制，使变换器的输入增加，从而达到给定的变换器输出侧直流输出电压。
以反向工作为例，当变换器输出侧的实际电压高于给定的变换器输出侧直流输出电压Vref时，变换器的功率由输出侧传递至输入侧，数字控制器(DSP TMS320F28069)通过传感器采样输出侧的实际电压vH和输入侧的输入电流作为反馈，将Vref-vH的差值经过电压调节器和限幅器，输出的值作为电流调节器的给定，将电压调节器的输出与采样的输入侧的输入电流iin的差值经过电流调节器和限幅器后输出
Figure BDA0003166939970000105
将
Figure BDA0003166939970000106
作为输入侧和输出侧两个有源桥之间的移相控制信号，移相控制信号
Figure BDA0003166939970000107
的数值为负值，所述三绕组耦合电感7原边电压滞后副边电压。同时，基于采样的输入侧的输入电压vL，通过(1)中的计算公式，计算输入侧桥臂的占空比控制信号d，根据输入侧和输出侧两个有源桥之间的移相控制信号和输入侧桥臂的占空比控制信号，驱动产生单元产生相应的驱动控制信号，其中驱动信号的描述如下：a)Q1a的驱动信号和Q1的驱动信号互补、Q2a的驱动信号和的驱动信号Q2互补、S1的驱动信号与S2的驱动信号互补、S3的驱动信号和S4的驱动信号互补；b)开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的占空比都为50％；c)开关管Q2与开关管S1之间的相位差由
Figure BDA0003166939970000108
控制；d)开关管Q1与开关管Q2的占空比由d控制，变换器反向工作的波形图，如图6(b)所示，当变换器输出侧的实际电压高于给定的变换器输出侧直流输出电压Vref时，通过负的移相角的控制，使变换器的输入减小，从而达到给定的变换器输出侧直流输出电压。
本发明的上述实施例所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器及功率控制方法，1.减少了磁性元件数量，减小了变换器体积和相应的磁性元件损耗，提高了功率密度，变换器具有低输入电流纹波和宽输入电压范围，提高了在宽电压范围输入下的变换器整体效率；2.通过对变换器输入侧采用脉宽调制控制方式控制输入侧桥臂的占空比控制信号；所述三绕组耦合电感7输出侧和输入侧之间采用移相控制，以控制功率的方向和大小，保证变换器工作在软开关条件下，从而扩宽软开关的范围，变换器的无功电流和环流损耗减小，效率提高；3.实现了占空比控制环路与移相控制环路的解耦，不需要将控制数据预先存储在查表中，能够实现实时控制，简化了控制环路，提高了系统的运行速度和可靠性。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器，其特征在于，包括：
输入电源；
第一开关管；
第二开关管，所述第二开关管的源极端与所述第一开关管的源极端电连接；
第三开关管，所述第三开关管的源极端与所述第一开关管的漏极端电连接；
第四开关管，所述第四开关管的漏极端与所述第三开关管的漏极端电连接，所述第四开关管的源极端与所述第二开关管的漏极端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的负极端分别与所述输入电源的负极端和所述第二开关管的源极端电连接，所述钳位电容的正极端与所述第四开关管的漏极端电连接；
三绕组耦合电感，所述三绕组耦合电感的原边第一端与所述第三开关管的源极端电连接，所述三绕组耦合电感的原边第二端与所述输入电源的正极端电连接，所述三绕组耦合电感的原边第三端与所述第四开关管的源极端电连接；
漏感，所述漏感的第一端与所述三绕组耦合电感的副边第一端电连接；
第五开关管，所述第五开关管的源极端与所述漏感的第二端电连接；
第六开关管，所述第六开关管的漏极端与所述第五开关管的源极端电连接；
第七开关管，所述第七开关管的漏极端与所述第五开关管的漏极端电连接，所述第七开关管的源极端与所述三绕组耦合电感的副边第二端电连接；
第八开关管，所述第八开关管的漏极端与所述第七开关管的源极端电连接，所述第八开关管的源极端与所述第六开关管的源极端电连接；
输出电容，所述输出电容的第一端与所述第七开关管的漏极端电连接，所述输出电容的第二端与所述第八开关管的源极端电连接；
输出电源，所述输出电源的正极端与所述输出电容的第一端电连接，所述输出电源的负极端与所述输出电容的第二端电连接。
2.一种基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，应用于如权利要求1所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器，其特征在于，包括：
步骤1，通过控制器对变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和变换器的输入电流进行采样，得到采样的变换器的钳位电容电压vCc、采样的变换器输出侧的实际电压vH和采样的变换器的输入电流iin；
步骤2，给定变换器输出侧直流输出电压，根据给定的变换器输出侧直流输出电压和采样的变换器输出侧的实际电压的差值进行闭环控制，得到输入侧与输出侧之间的移相角；
步骤3，将采样的变换器输出侧的实际电压进行电压匹配后与采样的变换器的钳位电容电压作差值进行闭环控制，得到输入侧桥臂的占空比；
步骤4，根据移相角和占空比，产生所有开关管的驱动信号，进而控制变换器的钳位电容电压、变换器输出侧的实际电压和输入侧与输出侧之间的移相角。
3.根据权利要求2所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于，所述步骤2具体包括：
步骤21，将给定的变换器输出侧直流输出电压和采样的变换器输出侧的实际电压的差值输入电压调节器；
步骤22，将电压调节器输出的值输入第一限幅器进行限幅；
步骤23，将第一限幅器输出的值与采样的变换器的输入电流做差值后输入电流调节器；
步骤24，将电流调节器输出的值输入第二限幅器进行限幅；
步骤25，将第二限幅器输出的值进行相移控制，得到输入侧与输出侧之间的移相角
Figure FDA0003166939960000021
4.根据权利要求3所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：
步骤31，将变换器输出侧的实际电压VH与三绕组耦合电感的绕组匝数N1相乘后除以两倍的三绕组耦合电感的绕组匝数N2，得到电压匹配后的电压值；
步骤32，将电压匹配后的电压值与变换器的钳位电容电压vCc作差值后输入电压调整器；
步骤33，将电压调整器输出的值输入第三限幅器进行限幅。
5.根据权利要求4所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于，所述步骤3还包括：
步骤34，根据输入电压VL和变换器的钳位电容电压vCc，计算输入侧桥臂的占空比，如下所示：
Figure FDA0003166939960000031
其中，d表示输入侧桥臂的占空比，VL表示输入电压，VCc表述钳位电容电压。
6.根据权利要求5所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括：
步骤41，将产生的所有开关管的驱动信号分别输入对应开关管的栅极端进行控制；
步骤42，各个驱动信号波形的关系为第一开关管的驱动信号和第三开关管的驱动信号互补，第二开关管的驱动信号和第四开关管的驱动信号互补，第五开关管的驱动信号和第七开关管的驱动信号互补，第六开关管的驱动信号和第八开关管的驱动信号互补。
7.根据权利要求6所述的基于三绕组耦合电感的双有源桥DC-DC变换器的功率控制方法，其特征在于，所述步骤4还包括：
根据输入电压VL的变化，实时调节输入侧桥臂的占空比使钳位电容电压与输出电压进行电压匹配，钳位电容电压与输出电压之间的关系，如下所示：
Figure FDA0003166939960000032
其中，Np表示三绕组耦合电感两侧柱绕组匝数，N1＝N2＝Np，Ns表示三绕组耦合电感中柱绕组匝数。
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