CN113630014B - 一种双有源桥钳位变换器及其控制方法 - Google Patents

一种双有源桥钳位变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本公开提供了一种双有源桥钳位变换器及其控制方法，包括原边全桥电路、副边全桥电路、设置在原边全桥电路和副边全桥电路之间的变压器和钳位支路；钳位支路包括相互并联的第一钳位二极管支路和第二钳位二极管支路；所述第一钳位二极管支路包括反向串联的第一钳位二极管和第三钳位二极管，所述第二钳位二极管支路包括反向串连的第二钳位二极管和第四钳位二极管，所述第一钳位二极管的正极与所述第二钳位二极管的负极相连接，所述第三钳位二极管的正极与所述第四钳位二极管的负极相连接；所述钳位支路还包括开关管，所述开关管的一端连接在所述第一钳位二极管与所述第三钳位二极管之间，另一端连接在所述第二钳位二极管与所述第四钳位二极管之间。

Description

一种双有源桥钳位变换器及其控制方法
技术领域
本公开属于双向直流变换器技术领域，具体涉及一种双有源桥钳位变换器及其控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
在大力发展绿色能源发电及节能减排技术的背景下，储能技术受到了越来越广泛的关注。在新能源发电领域，电池储能技术可以平抑风力发电、光伏发电的功率波动，提高并网风电场、光伏电站的电能质量并增强其系统稳定性。发展电池储能的同时能量传输系统被持续关注。双有源桥(Dual active bridge,DAB)DC-DC变换器是能量传输的一个重要媒介，传统的隔离式双向DC-DC变换器电路拓扑种类繁多、各具特色。在众多拓扑结构中性能最优的是双有源桥隔离型DC-DC变换器，DAB变换器具有结构对称、能量双向流动、电气隔离，功率密度高以及易于实现软开关等特点，已在直流配电网、电动汽车、分布式能源等领域广泛应用。
提高DAB变换器的效率是工程应用中的核心问题之一，提高DAB变换器效率的主要途径有软开关技术，降低电流应力、电流有效值、回流功率以及整机损耗。在DAB变换器的操作过程中，调制策略是非常重要的环节。DAB变换器的控制分为单移相控制(Single phaseshift,SPS)、扩展移相控制(Extended phase shift,EPS)、双重移相控制(Dual phaseshift,DPS)和三重移相(Triple Phase Shift,TPS)。DAB的控制策略中使用最为广泛的是单移相控制(SPS)。传统移相调制策略一般通过控制V1侧H桥和V2侧H桥交替导通，单移相控制存在一个相移比，通过控制相移比来改变电感L的电流方向进而控制传输功率的大小和方向，最后对输出功率与电路参数的关系进行了理论推导；虽然该调制策略操作难度低、易于实现，但是存在着回流功率大、传输功率低的缺点。
为解决传统移相调制的缺点，有文献提出了EPS控制，即通过控制V1侧H桥和V2侧H桥交替导通的同时，V1侧的H桥内部产生一个内移相比；V1侧H桥输出的交流电压是一个三级方波电压而V2侧H桥输出的交流电压是一个两级方波电压；该控制策略扩大了传输功率的调节范围并且电流应力相应减小，但其控制方式在功率反向传输时需将V1侧H桥和V2侧H桥的控制方式换向，这就增加了控制难度。为降低电流应力提高传输效率，有文献提出了DPS控制，即在EPS的基础上，V2侧H桥内部也产生一个和V1侧H桥相同的内相移比。与EPS控制相比，DPS在变压器两侧产生的都是三级方波电压，并且解决了EPS在能量流动方向发生改变时两桥控制方式需要对调的问题；DPS控制过程中电感电流的应力决定开关损耗，其回流功率最小并不意味着损耗最小。有文献提出了TPS控制，TPS与DPS相似但两个内移相比不同；TPS能够将软开关的范围扩大到零负载并且能有效降低电流的峰值和有效值；由于这种控制方式存在三个控制变量，大大增加了控制难度，目前没有一个统一的实现标准。
因此，有必要进行新型双有源桥变换器拓扑结构及控制方法的相关研究。
发明内容
为了解决上述问题，本公开提出了一种双有源桥钳位变换器及其控制方法，本公开基于双有源桥钳位变换器提出了一种调制策略，通过调节变压器两侧H桥的开关管导通来降低系统运行时的回流功率与电流应力，控制简单且容易实现，使得变换器在运行时传输效率提高。
根据一些实施例，本公开的第一方案提供了一种双有源桥钳位变换器，采用如下技术方案：
一种双有源桥钳位变换器，包括原边全桥电路、副边全桥电路和设置在原边全桥电路和副边全桥电路之间的变压器；所述原边全桥电路包括相互并联的第一电容支路、第一桥臂和第二桥臂，所述第一电容支路包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一桥臂包括相互串联的第一开关管器件和第二开关管器件；还包括钳位支路，所述钳位支路的一端连接在所述第一电容与所述第二电容之间，另一端连接在所述第一开关管器件与第二开关管器件之间；
所述钳位支路包括相互并联的第一钳位二极管支路和第二钳位二极管支路；所述第一钳位二极管支路包括反向串联的第一钳位二极管和第三钳位二极管，所述第二钳位二极管支路包括反向串连的第二钳位二极管和第四钳位二极管，所述第一钳位二极管的正极与所述第二钳位二极管的负极相连接，所述第三钳位二极管的正极与所述第四钳位二极管的负极相连接；
所述钳位支路还包括开关管，所述开关管的一端连接在所述第一钳位二极管与所述第三钳位二极管之间，另一端连接在所述第二钳位二极管与所述第四钳位二极管之间。
根据一些实施例，本公开的第二方案提供了一种双有源桥钳位变换器的控制方法，采用如下技术方案：
一种双有源桥钳位变换器的控制方法，包括以下步骤：
计算原边全桥电路与副边全桥电路桥臂之间的移相比；
通过移相比控制开关管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的导通与关断，计算变压器第一输入端的电流；
基于所得到的变压器第一输入端的电流计算双有源桥钳位变换器的电流应力标幺值、双有源桥钳位变换器的传输功率和双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率；
结合控制器控制双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率，实现输出电压的控制。
与现有技术相比，本公开的有益效果为：
本公开对变换器的调制策略进行了设计，与传统移相调制相比，能显著提高双有源桥传输效率和降低电流应力，同时使得传输功率的调节范围扩大，灵活性增强；通过基于PI控制器调节控制，实现了输出电压的精准控制和效率优化调制。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1是本公开实施例一中传统的双向全桥DC-DC变换器的拓扑结构图；
图2是本公开实施例一中双有源桥钳位变换器的拓扑结构图；
图3是本公开实施例二中传统的单移相控制输出的电压电流波形图；
图4是本公开实施例二中双有源桥钳位变换器控制原理波形图；
图5是本公开实施例二中双有源桥钳位变换器的工作状态拓扑结构图；
图6(a)是本公开实施例二中钳位变换器标幺化传输功率随不同移相比变化的三维曲线图；
图6(b)是本公开实施例二中钳位变换器标幺化传输功率随外移相比和内移相比D2变化的三维曲线图；
图6(c)是本公开实施例二中固定内移相比D1，D2，钳位变换器标幺化传输功率随外移相比的变化曲线图；
图7是本公开实施例二中传统的双有源桥变换器传输功率随内外移相比变化的曲线图；
图8是本公开实施例二中双有源钳位变换器的控制框图；
图9是本公开实施例二中双有源桥钳位转换器的拓扑结构的等效电路图；
图10是本公开实施例二中双有源桥钳位变换器数学模型图；
图11是本公开实施例二中双有源桥钳位变换器闭环控制模型图；
图12是本公开实施例二中双有源钳位变换器等效电路的闭环响应和开环响应示意图；
图13(a)是本公开实施例二中双有源桥钳位变换器的Uh1、Uh2及iL的实验波形图；
图13(b)是本公开实施例二中传统变换器单移相控制的Uh1、Uh2及iL的实验波形图；
图13(c)是本公开实施例二中传统变换器双重移相控制的Uh1、Uh2及iL的实验波形图；
图14是本公开实施例二中电流应力随输入电压的变化曲线。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例一
本实施例介绍了一种双有源桥钳位变换器。
传统的双有源桥变换器的拓扑结构如图1所示，本实施例在此基础上进行了变换器拓扑结构上的改进，增加了钳位支路，改进后的拓扑结构如图2所示。
如图2所示的一种双有源桥钳位变换器，包括原边全桥电路、副边全桥电路、设置在原边全桥电路和副边全桥电路之间的变压器和钳位支路，具体拓扑结构的设置如下：
原边全桥电路包括相互并联的第一电容支路、第一桥臂和第二桥臂，第一电容支路包括相互串联的第一电容C11和第二电容C12(在这里第一电容C11和第二电容C12的容抗值相等)，第一桥臂包括相互串联的第一开关管器件和第二开关管器件，第二桥臂包括相互串联的第三开关管器件和第四开关管器件；第一开关管器件包括第一开关管S1和与第一开关管S1反向并联的第一二极管D1；第二开关管器件包括第二开关管S2和与第二开关管S2反向并联的第二二极管D2；第三开关管器件包括第三开关管S3和与第三开关管S3反向并联的第三二极管D3；第四开关管器件包括第四开关管S4和与第四开关管S4反向并联的第四二极管D4。
副边全桥电路包括相互并联的第三电容C2、第二电阻R2、第三桥臂和第四桥臂，第三桥臂包括相互串联的第五开关管器件和第六开关管器件，第四桥臂包括相互串联的第七开关管器件和第八开关管器件；第五开关管器件包括第五开关管Q1和与第五开关管Q1反向并联的第五二极管M1；第六开关管器件包括第六开关管Q2和与第六开关管Q2反向并联的第六二极管M2；第七开关管器件包括第七开关管Q3和与第七开关管Q3反向并联的第七二极管M3；所第八开关管器件包括第八开关管Q4和与第八开关管Q4反向并联的第八二极管M4。
变压器的第一输入端通过电感L设置在第一桥臂上的第一开关管器件和第二开关管器件之间，变压器的第二输入端设置在第二桥臂上的第三开关管器件和第四开关管器件之间。
变压器的第一输出端设置在第三桥臂上的第五开关管器件和第六开关管器件之间，变压器的第二输出端设置在第四桥臂上的第七开关管器件和第八开关管器件之间。
钳位支路的一端连接在第一电容C11与第二电容C12之间，另一端连接在第一开关管器件与第二开关管器件之间；钳位支路包括相互并联的第一钳位二极管支路和第二钳位二极管支路；第一钳位二极管支路包括反向串联的第一钳位二极管N1和第三钳位二极管N3，第二钳位二极管支路包括反向串连的第二钳位二极管N2和第四钳位二极管N4，第一钳位二极管N1的正极与第二钳位二极管N2的负极相连接，第三钳位二极管N3的正极与第四钳位二极管N4的负极相连接；钳位支路还包括开关管S0，开关管S0的一端连接在所述第一钳位二极管N1与第三钳位二极管N3之间，另一端连接在第二钳位二极管N2与第四钳位二极管N4之间。
实施例二
本实施例介绍了一种基于实施例一所介绍的双有源桥钳位变换器的控制方法。
一种双有源桥钳位变换器的控制方法，包括以下步骤：
计算原边全桥电路与副边全桥电路桥臂之间的移相比；
通过移相比控制开关管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的导通与关断，计算变压器第一输入端的电流；
基于所得到的变压器第一输入端的电流计算双有源桥钳位变换器的电流应力标幺值、双有源桥钳位变换器的传输功率和双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率；
结合控制器控制双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率，实现输出电压的控制。
如图1所示的双有源桥变流器，由两个H桥连接一个高频变压器和一个电感组成，其中n为变压器的变比，Uh1和Uh2分别为H桥输出的交流方波电压，V1和V2是双有源桥输入和输出电压，H桥中S1-S4、Q1-Q4的脉冲信号为50％占空比。两个H桥产生的移相角为δ,移相比D为：
本实施例以功率由V1传输到V2进行分析，即Uh2相位滞后Uh1，可以得到如图3所示的控制波形。在图3中，Uh1为V1侧H桥逆变后输出的电压，Uh2为V2侧H桥逆变输出折合到Uh1侧的电压，iL为电感电流。由图3可以看出，由于变压器两侧存在相移，在功率传输过程中，V1侧H桥与电感电流之间存在相位相反的阶段，如图3在t0-t'0，t2-t'2时，传输功率为负，功率回流到电源，这种情况本实施例定义为回流功率。
已有的文献中所提出的优化方法通常是基于开关管的零电压(zero voltageswitching,ZVS)开通来降低开关损耗,而对零电流关断的影响则较少涉及。事实上，大功率场合通常采用大功率IGBT，其开通损耗与关断损耗的差异较少。因此，是否需要严格确保开关管的ZVS，是一个有待分析的问题。
本实施例设计了一种如图2所示的双有源桥钳位变换器，与传统的DAB相比，在V1侧H桥加入一个开关管S0和四个反向二极管N1、N2、N3、N4，V1侧可以获得一个五电平的电压，相比于传统DAB这种变换器能有效的减小电压的变换率。在双有源桥钳位变换器的控制中，移相比D的变化影响着潮流的变化。V1侧H桥和V2侧H桥的移相比D存在0<D<D1<D2<0.5，0<D1<D<D2<0.5，0<D1<D2<D<0.5三种控制方式。
本实施例中双有源桥钳位变换器一个周期的控制驱动脉冲调制波形如图4所示，通过对V1侧H桥开关管S0、S1、S2和V2侧H桥开关管的调制方式进行设计，在t0-t2及t7-t9时间段内V1侧H桥的电压为0，即回流功率为0，进而减小了回流功率。在传输功率一定时，通态损耗更低并且电流应力更小，有效提高了传输效率。当开关管S0导通时开关管S1和S4导通或S2和S3导通时Uh1为±V1，其他情况Uh1为0。开关状态与输出电平的关系见下表1。
表1双有源桥钳位变换器的V1侧H桥开关状态
本实施例对0<D≤D1<D2<0.5这种情况进行详细的分析，变换器的动态工作过程如图5所示：
状态1[t0-t1]：在t0时刻以前，V1侧H桥开关管S0、S3导通，V2侧H桥反向二极管M2、M3导通供电，电感电流iL方向为负。在t0时刻，V1侧H桥开关管S0关断，S2、S4导通。电感电流流经S2和反向二极管D4，Uh2侧H桥反向二极管M2、M3导通供电。Uh1电压为0,Uh2电压为-V2。电感电流iL减小到0，iL的电流可以表示为：
状态2[t1-t2]：在t1时刻，V1侧H桥开关管S2关断，S0、S4导通，电感电流流经S0、D4。V2侧H桥开关管Q2、Q3关断，Q1、Q4导通。Uh1电压为Uh2电压为V2。电感的电流iL可以表示为：
状态3[t2-t3]：在t2时刻，V1侧H桥开关管S0关断，S1导通。电感电流流经反向二极管D1、D4，V2侧H桥开关管状态与状态2相同。Uh1电压为V1，Uh2电压为V2。电感电流iL增加，iL可以表示为：
状态4[t3-t4]：在t3时刻，V1侧H桥开关管S1、S4导通，电感电流流经S1和S4，V2侧H桥反向二极管M1、M4导通供电。Uh1电压为V1，Uh2电压为V2。电感电流iL增加，iL可以表示为：
状态5[t4-t5]：在t4时刻，V1侧H桥开关管S1关断，S0导通。电感电流流经S0、S4，V2侧H桥反向二极管M1、M4导通供电。Uh1电压为Uh2电压为V2。电感电流iL减小，iL表达式为：
状态6[t5-t6]：V1侧H桥开关管状态与状态5相同，V2侧H桥开关管状态与状态5相同。Uh1电压为Uh2电压为V2。电感电流iL减小，iL的电流可以表示为：
状态7[t6-t7]：在t6时刻，V1侧H桥开关管S0、S4关断，S1、S3导通，电感电流流经S1和反向二极管D3，V2侧H桥开关管状态与状态6相同。Uh电压为0，Uh2电压为V2。电感电流iL减小，在t'6时iL＝0，iL可以表示为：
状态8[t7-t8]：在t7时刻，V1侧H桥开关管S1关断，S0导通，电感电流流经S0和反向二极管D3，V2侧H桥开关管Q1、Q4关断，Q2、Q3导通。Uh1电压为Uh2电压为-V2。电感电流iL减小，iL可以表示为：
状态9[t8-t9]：在t8时刻，V1侧H桥开关管S0关断，S2导通，电感电流流经反向二极管D2、D3，V2侧H桥开关管状态与状态8相同。Uh1电压为-V1，Uh2电压为-V2。电感电流iL增加，iL可以表示为：
状态10[t9-t10]：在t9时刻，在V1侧H桥电感电流流经S2、S3，V2侧H桥反向二极管M2、M3导通供电。Uh1电压为-V1，Uh2电压为-V2。V1侧电感充电，电感电流iL迅速增加，iL表达式为：
状态11[t10-t11]：在t10时刻，V1侧H桥开关管S2关断，S0导通，电感电流流经S0、S3，V2侧H桥开关管状态与状态10相同。Uh1电压为Uh2电压为-V2。电感电流iL减小，iL可以表示为：
状态12[t11-t12]：V1侧H桥开关管状态与状态11相同，V2侧H桥开关管状态与状态11相同。Uh1电压为Uh2电压为-V2。电感电流iL减小，iL的电流可以表示为：
根据上面的分析，令t0＝0，则各时刻可以表示为t1＝DThs，t2＝D1Ths，t3＝D2Ths，t5＝Ths-(D2-D1)，t6＝Ths，开关频率fs＝1/2Ths，由对称性iL(t0)＝-iL(t6),根据公式(2)-(7)可以得：
从图4可以看出，i(t5)是相应的峰值电流，存在k＝V1/nV2，通过峰值电流可以算出相应的电流应力即：
|iL|max＝|iL(t3)| (19)
传统单移相控制的额定电流为：
传统单移相控制的电流应力标幺值为：
gsps＝2[(k-1)+2D] (21)
根据公式(18)-(20)得双有源桥钳位变换器的电流应力标幺值为：
传统单移相控制的额定传输功率为：
根据公式(14)-(18)得在双有源桥钳位变换器的传输功率为：
为方便分析，取传统单移相控制的额定传输功率为标幺化功率PN，根据公式(23)和(24)对双有源桥钳位变换器的传输功率标幺化，则有：
其中，V1为Uh1侧输入电压，V2为Uh2侧输出电压，n为变压器的在数比，fs为开关频率。D为V1侧H桥和V2侧H桥之间的相移比，D1和D2为V1侧H桥的内相移比，其关系为0<D<D1<D2<0.5。为直观得到该变换器标幺化传输功率p随外移相比D和内移相比D1、D2的变化，图6(a)为设外移相比D为0.9D1，标幺化传输功率随外移相比D和内移相比D1、D2变化的三维关系曲线；图6(b)为设内移相比D1为0.25D2，标幺化传输功率随外移相比D和内移相比D1、D2变化的三维关系曲线；为方便观察，如图6(c)固定内移相比D1、D2可得标幺化传输功率随外移相比D变化的二维关系曲线。
为方便对比，引入双重移相控制中D2<D1的两种模态，其中D2为双重移相的外移相比，D1为双重移相的内移相比。有相关文献推导了双重移相控制传输功率的表达式，取传统单移相控制的额定传输功率为标幺化功率PN，可得双重移相的传输功率标幺化：
根据公式(26)，可以得到如图(7)双重移相控制下标幺化传输功率pDPS随外移相比D2DPS和内移相比D1DPS变换的三维曲线关系。从图6(a)和图(7)可以看出，两种控制方式调节范围相同，引入了S0，使得传输功率相对双移相控制扩大，灵活性增强。
双有源桥钳位变换器进行能量的传输需要自身的开关来进行控制，开关导通与关断的过程是一个非线性过程，对于双有源桥钳位变换器来说，一个重要性能指标是当负载发生阶跃变化时，它能够保持良好的输出电压并具有良好的动态性能。若想对双有源桥钳位变换器的输出电压进行精确控制或是在某一范围内对输出电压进行控制，保证变换器在较宽的电压范围内也能高效率运行。本实施例基于PI控制器通过直接控制标幺化传输功率，实现对输出电压的快速精准控制。
图(8)给出了双有源钳位变换器电路中所采用的控制框图，主要给定Uh1侧H桥内相移D1和D2，闭环调节D保证输出的电压恒定。根据传输功率的公式固定Uh1侧H桥和Uh2侧H桥的相移比D，然后可以得到Uh1侧H桥内相移比D1和D2的关系，这使得功率调节范围增大，灵活性更佳。
图(9)是双有源桥钳位转换器的拓扑结构的等效电路，i2是电容C2前的输出电流，iC是流经电容的电流，iR是流经电阻的电流。变换器在C2之前的电路输出的电流i2看作是受传输功率控制的一个电流源：
其中，p为传输功率的标幺值，受控电流源受控于D、D1、D2。当传输功率发生变化时，输出电流i2会发生变化，输出电压V2也会发生变化。因此可以得到输出电压V2可以用电容C2的电压来表示,传输功率标幺后得到的输出电压进行拉氏变换得到的传递函数为：
由此可得双有源桥钳位变换器的数学模型为图(10)。
在双有源桥闭环控制系统中采用PI控制器，其控制规律为：
其中，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。
整个系统的闭环传递函数为：
由此可将双有源桥钳位变换器的整个控制过程等效为图(11)。
图(8)给出了此电路中所采用的控制框图，给定Uh1侧H桥内相移D1和D2，闭环调节D保证输出的电压恒定。根据传输功率的公式固定Uh1侧H桥和Uh2侧H桥的相移比D然后可以得到Uh1侧H桥内相移比D1和D2的关系，这使得功率调节范围增大，灵活性更佳。
当双有源桥钳位变换器输入电压为120V，输出电压为60V时，图(12)给出等效电路闭环响应和开环响应曲线。等效电路能很好的拟合变换器的自身响应曲线。当系统负载发生变化时，开环控制无法实现自动校正，而闭环控制可以很快实现校正，输出电压继续按照设定的参考值进行调整。如图(12)系统初始负载为34Ω，在0.15s负载变为80Ω，开环系统在负载变化后，按照新的负载输出电压，而闭环控制在0.17s附近完成自动校正，最后稳定在期望值。与开环控制相比，闭环控制能准确的控制输出电压，更好的提高输出电压的准确性。
为验证所提出调制策略的有效性，本实施例以TMS320F2808为控制系统搭建了样机，钳位变换器的主要参数如下：电感L＝30μH,电容C11＝C12＝100μF，C2＝15μF,电阻R＝200Ω，开关频率fs＝10kHz。传统变换器的主要参数如下：电感L＝30μH,电容C1＝C2＝2200μF,电阻R＝200Ω，开关频率fs＝10kHz。当输入电压为0-120V，闭环控制输出电压为1-10V，输出功率为160W时，钳位变换器可以有效减少电容的体积。H桥逆变输出电压Uh1、Uh2和电感L电流iL的波形如图(13)所示。如图(14)电流应力随输入电压变化对比曲线可以看出输入电压V1与电流应力的关系为输入电压越大电流应力越大。如图(15)固定内移相比D1和D2，电流应力随外移相比增大；固定外移相比D和内移相比D2，钳位变换器电流应力随内移相比D1增大，单移相控制在移相比不变的情况下电流应力不变，钳位变换器选择不同的内移相比和外移相比电流应力也不同。
由于本实施例只对0<D<D1<D2<0.5这种情况进行详细的分析，相应的扩展移相控制和双重移相控制也只讨论D1<D2这种情况。图(16)通过对传统变换器单移相控制、双重移相控制和双有源钳位变换器电流应力进行对比，双有源钳位变换器的电流应力相对于传统变换器的电流应力有显著减小。图(17)在输出电压相同的情况下，钳位变换器和传统变换器的控制方式下V1侧逆变桥输出功率Ph1的瞬时波形。由于双有源钳位变换器V1侧输出电压的双有自由度高可以更好的与V2侧输出电压进行匹配，传输效率高于传统变换器单移相控制和双重移相控制，双有源钳位变换器的回流功率最小。
本实施例分析了几种传统双向DC-DC变换器的控制策略，并对其主要特点进行了分析和比较；在此基础上，提出了一种新型双有源钳位变换器的控制策略，并对其进行建模分析和实验。与传统同功率等级电路的控制策略相比，本实施例提出的双有源钳位变换器控制策略的主要特点为：
1)结构简洁、系统成本低、控制方法简单。通过实验证明了该变换器原理正确、工作安全可靠且具有良好的控制性能，扩展了双向DC-DC变换器的控制思路。
2)变换器传输功率的调节范围广，增强了功率调节的灵活性。
3)减小了变换器的功率环流，从而减小了变换器的电流应力，降低了变换器的损耗，提高了传输效率。
上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims (8)

1.一种双有源桥钳位变换器，包括原边全桥电路、副边全桥电路和设置在原边全桥电路和副边全桥电路之间的变压器；所述原边全桥电路包括相互并联的第一电容支路、第一桥臂和第二桥臂，所述第一电容支路包括相互串联的第一电容和第二电容，所述第一桥臂包括相互串联的第一开关管器件和第二开关管器件；其特征在于，还包括钳位支路，所述钳位支路的一端连接在所述第一电容与所述第二电容之间，另一端连接在所述第一开关管器件与第二开关管器件之间；
所述钳位支路包括相互并联的第一钳位二极管支路和第二钳位二极管支路；所述第一钳位二极管支路包括反向串联的第一钳位二极管和第三钳位二极管，所述第二钳位二极管支路包括反向串连的第二钳位二极管和第四钳位二极管，所述第一钳位二极管的正极与所述第二钳位二极管的负极相连接，所述第三钳位二极管的正极与所述第四钳位二极管的负极相连接；
所述钳位支路还包括开关管，所述开关管的一端连接在所述第一钳位二极管与所述第三钳位二极管之间，另一端连接在所述第二钳位二极管与所述第四钳位二极管之间；
所述副边全桥电路包括相互并联的第三电容、第二电阻、第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂包括相互串联的第五开关管器件和第六开关管器件，所述第四桥臂包括相互串联的第七开关管器件和第八开关管器件；
所述变压器的第一输入端设置在所述第一桥臂上的第一开关管器件和第二开关管器件之间，所述变压器的第二输入端设置在所述第二桥臂上的第三开关管器件和第四开关管器件之间；
双有源桥钳位变换器的传输功率为：
双有源桥钳位变换器的传输功率标幺化为：
其中，V1为Uh1侧输入电压，V2为Uh2侧输出电压，n为变压器的匝数比，fs为开关频率，D为V1侧H桥和V2侧H桥之间的相移比，D1和D2为V1侧H桥的内相移比；
在双有源桥闭环控制系统中采用PI控制器，其控制规律为：
其中，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。
2.如权利要求1中所述的一种双有源桥钳位变换器，其特征在于，所述第二桥臂包括相互串联的第三开关管器件和第四开关管器件；所述第一开关管器件包括第一开关管和与所述第一开关管反向并联的第一二极管；所述第二开关管器件包括第二开关管和与所述第二开关管反向并联的第二二极管；所述第三开关管器件包括第三开关管和与所述第三开关管反向并联的第三二极管；所述第四开关管器件包括第四开关管和与所述第四开关管反向并联的第四二极管。
3.如权利要求1中所述的一种双有源桥钳位变换器，其特征在于，所述第五开关管器件包括第五开关管和与所述第五开关管反向并联的第五二极管；所述第六开关管器件包括第六开关管和与所述第六开关管反向并联的第六二极管；所述第七开关管器件包括第七开关管和与所述第七开关管反向并联的第七二极管；所述第八开关管器件包括第八开关管和与所述第八开关管反向并联的第八二极管。
4.如权利要求1中所述的一种双有源桥钳位变换器，其特征在于，所述变压器的第一输出端设置在所述第三桥臂上的第五开关管器件和第六开关管器件之间，所述变压器的第二输出端设置在所述第四桥臂上的第七开关管器件和第八开关管器件之间。
5.一种双有源桥钳位变换器的控制方法，采用了权利要求1-4任一项所述的双有源桥钳位变换器，其特征在于，包括以下步骤：
计算原边全桥电路与副边全桥电路桥臂之间的移相比；
通过移相比控制开关管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的导通与关断，计算变压器第一输入端的电流；
基于所得到的变压器第一输入端的电流计算双有源桥钳位变换器的电流应力标幺值、双有源桥钳位变换器的传输功率和双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率；
结合控制器控制双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率，实现输出电压的控制。
6.如权利要求5中所述的一种双有源桥钳位变换器的控制方法，其特征在于，所述双有源桥钳位变换器的电流应力标幺值与变压器第一输入端的电流和变压器第一输入端的峰值电流相关。
7.如权利要求5中所述的一种双有源桥钳位变换器的控制方法，其特征在于，所述双有源桥钳位变换器的标幺化传输功率与移相比相关。
8.如权利要求5中所述的一种双有源桥钳位变换器的控制方法，其特征在于，所述双有源桥钳位变换器的控制采用闭环比例积分调节。
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