CN106849668A - 双移相控制双有源桥dc/dc变换器新型双环控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，在双移相控制方式下，通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的内环设计；通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的外环设计，加入双环控制补偿系统后，可增加系统的截止频率，大大提高的系统的动态响应，减小系统的静态误差，可有效实现快速的响应速度和精度，以峰值电流最优取代损耗最优的控制手段，可以简化控制器设计，实现变换器的实时控制。
Description
技术领域
本发明涉及一种双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，属于电力电子技术领域。
背景技术
电力电子变压器(PET)包含AC-DC，DC-DC和DC-AC三级电力电子变换部分，中间DC-DC级是PET实现能量转换的关键环节。双有源桥DC/DC变换器(DAB)通常指带隔离变压器的双向DC-DC变换器，以其固有的软开关特性，双向能量流动，高功率密度和能量可控等优点，其在PET中的应用也得到越来越多的关注。
目前对于DAB控制器的研究主要集中在：无功功率的抑制，峰值和有效值电流的减小以及软开关的实现范围，对于双移相控制策略下的移相角到输出电压的传递函数和变换器损耗的研究以及在此基础上完成DAB控制器的设计则少有研究；为实现高效DAB控制器的设计，有必要对DAB双移相控制下的小信号模型和损耗模型进行研究。目前对于建模技术的研究主要集中在：
1)单移相控制下DAB的小信号建模；未见对于双移相控制下的小信号建模技术的研究。
2)扩展移相控制下DAB的损耗建模；此种控制方式是双移相控制方式的特例，不具有一般性。
3)双移相控制下DAB的损耗建模，但未针对覆盖全移相范围的损耗建模进行研究。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法.
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：
双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，包括，
在双移相控制方式下，根据内、外移相角取值范围，将双有源桥DC/DC变换器划分为若干种工作模式，对每种工作模式进行分析，在一个开关周期内，将不同工作模式下双有源桥DC/DC变换器的工作状态分为若干个工作子阶段；通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的内环设计；通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，以峰值电流最优为目标，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的外环设计。
得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数的过程为，
以电感电流、输入电压和输出电压为状态变量，建立某种工作模式下各工作子阶段的状态空间表达式，对状态空间表达式进行降维处理，借助状态空间平均的概念，引入关于状态空间表达式的小信号扰动，得到该工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数。
得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角的过程为，
对某种工作模式下双有源桥DC/DC变换器各工作子阶段的电流特性进行分析，并由电流特性推导出实现软开关的条件，进而建立该工作模式下的损耗模型，建立损耗模型和峰值电流的关系，以峰值电流最优作为目标函数，建立拉格朗日方程，得到该工作模式下峰值电流最小时的内外移相角。
双有源桥DC/DC变换器损耗包括导通损耗和开关损耗，开关损耗包括开通损耗和关断损耗。
根据内、外移相角取值范围，将双有源桥DC/DC变换器划分为四种工作模式，每种工作模式下，将双有源桥DC/DC变换器的工作状态分为八个工作子阶段。
当D2＜D1且D2+D1＜1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅰ，当D2＜D1且D2+D1＞1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅱ，当D2＞D1且D2+D1＜1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅲ，当D2＞D1且D2+D1＞1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅳ；其中D1为内移相角，D2为外移相角；
0≤θ≤δ1为第一个工作子阶段，δ1≤θ≤δ2为第二个工作子阶段，δ2≤θ≤δ3为第三个工作子阶段，δ3≤θ≤π为第四个工作子阶段，π≤θ≤π+δ1为第五个工作子阶段，π+δ1≤θ≤π+δ2为第六个工作子阶段，π+δ2≤θ≤π+δ3为第七个工作子阶段，π+δ3≤θ≤2π为第八个工作子阶段；其中，θ为电角度，θ＝2πfst，t为时间，fs为开关频率，δ1～δ3表示此时有开关发生动作，在工作模式Ⅰ中δ1＝D2π、δ2＝D1π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅱ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D2π、δ3＝D1π，在工作模式Ⅲ中δ1＝D1π、δ2＝D2π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅳ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D1π、δ3＝D2π。
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅰ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅱ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅲ时，得到内移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅳ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
其中，C1为双有源桥DC/DC变换器直流输入端稳压电容值，C2为双有源桥DC/DC变换器直流输出端稳压电容值，R为负载电阻值，n是变压器变比，Ls是外串等效电感，U1、U2分别为输入电压和输出电压，us、u2、d1、d2为稳态量，为扰动量。
四种工作模式下，峰值电流最小时的内外移相角取值为，
工作模式Ⅰ时：
工作模式Ⅱ：其中A1＝12d2-8d+4，
模式Ⅲ：峰值电流由D1确定，
模式Ⅳ：峰值电流由D1确定，
其中，为电压变比，VT1、VT2分别是逆变桥输入变压器的端电压和变压器输出至整流桥的端电压，U1、U2分别为双有源桥DC/DC变换器输入电压和输出电压，P为双有源桥DC/DC变换器传输功率。
本发明所达到的有益效果：本发明在双移相控制方式下，通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的内环设计；通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的外环设计，加入双环控制补偿系统后，可增加系统的截止频率，大大提高的系统的动态响应，减小系统的静态误差，可有效实现快速的响应速度和精度，以峰值电流最优取代损耗最优的控制手段，可以简化控制器设计，实现变换器的实时控制。
附图说明
图1为双有源桥DC/DC变换器(DAB)电信电路；其中，U1、U2分别为输入电压和输出电压，VT1、VT2分别是逆变桥输入变压器的端电压和变压器输出至整流桥的端电压，T为变压器，n是变压器变比，Ls是外串等效电感，iL为流过Ls的电流，Q1～Q8均为开关管，H1、H2分别为逆变桥和整流桥，C1为DAB直流输入端稳压电容值，C2为DAB直流输出端稳压电容值，R为负载电阻值。
图2(a)为工作模式Ⅰ波形；
图2(b)为工作模式Ⅱ波形；
图2(c)为工作模式Ⅲ波形；
图2(d)为工作模式Ⅳ波形；
图3为工作模式Ⅰ下的内环补偿环节示意图；
图4为开环系统系统伯德图；
图5为软开关实现范围；
图6开关管关断过程模型；
图7变换器效率随双移相角变化曲线示意图；
图8损耗等高线和传输功率等高线投影到(D1,D2)平面上的示意图；
图9峰值电流随双移相角变化曲线示意图；
图10双环控制器整体设计框图；
图11变压器两端电压和电感电流输出波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，包括以下步骤：
步骤1，在双移相控制方式下，根据内、外移相角取值范围，将DAB划分为若干种工作模式，对每种工作模式进行分析，在一个开关周期内，将不同工作模式下DAB的工作状态分为若干个工作子阶段。
DAB双移相控制包括两个移相角：内移相角是同一个H桥对角线上开关管触发脉冲之间的移相角，例如图1所示：Q1和Q4触发脉冲之间的移相角，通常用移相角与π比值D1表示；外移相角是两个H桥相同位置开关管触发脉冲之间的移相角，通常用移相角与π比值D2表示；且满足0≤D1，D2≤1。
针对内、外移相角选取范围不同，可将DAB划分为四种不同的工作模式，如图2(a)～2(d)所示为四种工作模式划分原则与工作波形，当D2＜D1且D2+D1＜1时，DAB处于工作模式Ⅰ，当D2＜D1且D2+D1＞1时，DAB处于工作模式Ⅱ，当D2＞D1且D2+D1＜1时，DAB处于工作模式Ⅲ，当D2＞D1且D2+D1＞1时，DAB处于工作模式Ⅳ。
每种工作模式下DAB的工作状态按照工作过程分为八个工作子阶段。0≤θ≤δ1为第一个工作子阶段，δ1≤θ≤δ2为第二个工作子阶段，δ2≤θ≤δ3为第三个工作子阶段，δ3≤θ≤π为第四个工作子阶段，π≤θ≤π+δ1为第五个工作子阶段，π+δ1≤θ≤π+δ2为第六个工作子阶段，π+δ2≤θ≤π+δ3为第七个工作子阶段，π+δ3≤θ≤2π为第八个工作子阶段；其中，θ为电角度，θ＝2πfst，t为时间，fs为开关频率，δ1～δ3表示此时有开关发生动作，在工作模式Ⅰ中δ1＝D2π、δ2＝D1π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅱ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D2π、δ3＝D1π，在工作模式Ⅲ中δ1＝D1π、δ2＝D2π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅳ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D1π、δ3＝D2π。
步骤2，通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导DAB的内环设计。
具体过程为：以电感电流、输入电压和输出电压为状态变量，建立某种工作模式下各工作子阶段的状态空间表达式，对状态空间表达式进行降维处理，借助状态空间平均的概念，引入关于状态空间表达式的小信号扰动，得到该工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数。
以工作模式Ⅰ图2(a)为例，由于DAB工作过程的对称性，即稳态条件下电感电流iL在一个周期的平均值为零，以电感电流iL、输入电压U1和输出电压U2为状态变量，分别列写半个开关周期即前四个工作子阶段状态空间表达式如下：
第一个工作子阶段：0≤θ≤δ1，通过换算可得t的范围为：0≤t≤D2*Ts；
在θ＝0之前，H1的Q1、Q4开通，H2的Q6、Q8开通，电流为负；在θ＝0时，给Q1加驱动信号，由于此时电流为负，Q1并未导通，电流经过Q1反并联二极管和Q4反并联二极管实现续流，从而实现Q1的零点压开通(zero-voltage switching，ZVS)，此阶段电流逐渐上升；
其中，Rs、Us分别为电源内阻、电源电压；
第二个工作子阶段：δ1≤θ≤δ2，通过换算可得t的范围为：D2*Ts≤t≤D1*Ts；
在θ＝δ1之前，若电流已经过零变正；θ＝δ1时，给Q5加驱动信号，由于电流为正，电流经Q5反并联二极管和Q8反并联二极管实现续流，从而实现Q5零点压开通(ZVS)，此阶段电流逐渐上升。
第三个工作子阶段：δ2≤θ≤δ3，通过换算可得t的范围为：D1*Ts≤t≤(D1+D2)*Ts；
在θ＝δ2时，给Q3加驱动信号，由于电流为正，电流经Q3反并联二极管和Q1实现续流，从而实现Q3零点压开通(ZVS)，此阶段电流逐渐下降；
第四个工作子阶段：δ3≤θ≤π，通过换算可得t的范围为：(D1+D2)*Ts≤t≤Ts；
在θ＝δ3时，给Q7加驱动信号，由于电流为正，电流经Q5反并联二极管和Q7流动，此阶段电感电流不变；
由上述状态空间表达式可知，状态变量iL变化较快且在一个周期内平均值为零，故需对状态空间表达式进行降维处理，借助状态空间平均法，消去变量iL，列写关于U1、U2状态空间表达式如下：
其中，为电压变比。
为了进一步简化模型，令Rs＝0、nVT1＝nU1、VT2＝U2、U1＝Us，依据变量的开关周期平均定义，可得以输出电压U2的开关周期平均值所表达的状态方程，如式(7)所示：
将式(5)(6)分别代入式(7)可得化简后表达式为式(8)所示：
引入关于状态空间表达式的小信号扰动，将输入输出变量和控制量分解成稳态量和扰动量，即满足式(9)所示条件：
其中，us、u2、d1、d2为稳态量，为扰动量；
将式(9)代入式(8)可得，以输出电压为变量的小信号线性模型，如下式(10)所示：
进而可以得到外移相角到输出电压的传递函数为式(11)所示：
参照上面公式推导过程，可得工作模式Ⅱ和Ⅳ下，外移相角到输出的传递函数分别为：
工作模式Ⅱ下外移相角到输出电压的传递函数为：
工作模式Ⅳ下外移相角到输出电压的传递函数为：
而工作模式Ⅲ下，内移相角到输出的传递函数为单变量函数：
从上述传递函数可知，工作模式Ⅰ、Ⅱ、Ⅳ下，降维处理后的传递函数均可等效为一阶惯性环节，有利于各个工作模式下控制系统的设计，因此采用相应的PI控制器就可以满足内环控制的要求；由于工作模式Ⅲ只是关于内移相角的单变量函数，控制则较为简单。
如图3所示是工作模式Ⅰ下的内环补偿环节示意图；输入量为参考电压信号和采样电压信号之差，输出量为外移相角；加入内环补偿网络后，开环系统系统伯德图如图4所示。由于加入了内环补偿环节，可使系统相角裕度调整到85.8度，截止频率为1kHz，是开关频率的十分之一，大大提高了系统的动态响应。
步骤3，通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，以峰值电流最优为目标，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导DAB的外环设计。
具体过程为：对某种工作模式下DAB各工作子阶段的电流特性进行分析，并由电流特性推导出实现软开关的条件，进而建立该工作模式下的损耗模型，建立损耗模型和峰值电流的关系，以峰值电流最优作为目标函数，建立拉格朗日方程，得到该工作模式下峰值电流最小时的内外移相角。
在忽略变压器损耗时，DAB损耗主要包括开关器件的导通损耗和开关损耗，为研究DAB损耗模型，必须对其工作电流进行分析。
由电感上电流的对称性可知，iL(0)＝-iL(π)，iL(0)为初始时刻外串等效电感上电流值，iL(π)为工作半个工作周期后外串等效电感上电流值；电感两端电压满足VL＝nVT1-VT2，可以得到图2(a)～2(d)四种工作模式下，各个开关管发生动作时的电感电流值如表一所示，其中，iL(δ1)～iL(δ3)表示有开关发生动作外串等效电感上电流值。
表一各个开关管发生动作时的电感电流值
以工作模式Ⅰ为例，半个开关周期内电感上电流表达式如下式(14)-(17)所示：
那么在DPS控制下，传输功率可表示为式(18)所示：
将式(14)-(17)代入(18)可得工作模式Ⅰ下的传输功率表达式P(D1,D2)，同理可对其余三种工作模式进行电感电流表达式和传输功率表达式的求解，则四种工作模式下传输功率表达式如表二所示。
表二 四种工作模式下传输功率表达式
四种工作模式下，由软开关实现条件，结合开关管发生动作时电感电流方向，代入表一中相应开关管动作发生时刻电感电流值，可得到四种工作模式下软开关实现范围如图5所示，图中虚线将(D1,D2)平面划分为四个区域，分别对应图2(a)～2(d)中四种工作模式；图5中实线将四种工作模式对应的软开关范围划分为①-⑦，七个子区间。借助四位数字表示软开关实现范围，每一位数字表示一个桥臂上能否实现软开关，最左边一位表示开关管Q1、Q2所在桥臂，对于每一位数字，1代表能实现软开关，而0代表不能实现软开关。(1110)表示模式Ⅲ下，只有最后一个桥臂不能实现软开关。
A、导通损耗分析；
以工作模式Ⅱ的子区间①为例，其电感电流波形如图2(b)所示，相应开关管导通状态如表三所示；
表三开关管导通状态
其中，T1、T4、T6、T7分别表示表示此时导通的开关管为Q1、Q4、Q6、Q7，d1表示此时导通的为与1号开关管并联的二极管，d1、d4、d5、d6、d7、d8分别表示此时导通的为与Q1、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8开关管并联的二极管，PC_T、PC_D分别为开关管和反并联二极管的导通损耗，而其相应的计算公式为式(19)(20)所示：
其中，VCES、VF分别为开关管和二极管的导通压降，并且两者数值差距不大，故VCES≈VF＝Vref，同理可得半个开关周期内工作模式Ⅰ、Ⅲ、Ⅳ的导通损耗如表四所示。
表四不同子区间导通耗损表达式
B、开关损耗分析；
开关损耗包括开通损耗和关断损耗，建立关断模型如图6所示，半个开关周期内的关断耗损为式(21)所示：
其中，i(δi)为开关管发生切换点电流，toff为关断时间；
同理未实现软开通的开通损耗为式(22)所示：
其中，ton为开通时间，iL(δi)为δi时刻外串等效电感电流值。
详细分析不同工作子模式下的电路切换状态可得如表五所示不同子区间下器件开关损耗。
表五不同子区间下器件开关损耗表达式
耗损模型：DAB总损耗Ploss为导通损耗和开关损耗之和，可表示为式(23)所示：
Ploss＝PC_T+PC_D+Poff+Pon (23)
如图7所示四种模式下Ploss随着(D1,D2)变化，图8为损耗等高线和传输功率等高线投影到(D1,D2)平面上的示意图，根据表一可得如图9所示峰值电流随(D1,D2)变化示意图。
对比图7、9可知，峰值电流与损耗存在正相关，峰值电流小的其损耗相应的较低，故采用峰值电流最小化作为降低DAB损耗的控制目标。
从表一中可以看出，峰值电流大小与(D1,D2)取值有关；在满足额定功率条件下，以峰值电流最小化为目标函数，建立输出功率和峰值电流的拉格朗日目标函数方程，计算两个移相角(D1,D2)取值，从而可实现电感电流峰值最小。以工作模式Ⅰ为例，建立如下式(24)拉格朗日方程：
L(D1,D2,λ)＝ipeak+λ(P(D1,D2)-P0) (24)
其中，ipeak为峰值电流表达式，λ为拉格朗日系数，P(D1,D2)为传输功率表达式，P0为变换器额定传输功率值。
当电流峰值取得最小值时，有：
代入表一中工作模式Ⅰ峰值电流表达式和表二中传输功率表达式可得式(26)所示(D1,D2)取值：
其中，P为DAB传输功率；
同理可得其余三种模式下(D1,D2)取值：
工作模式Ⅱ：其中A1＝12d2-8d+4，
模式Ⅲ：峰值电流由D1确定，
模式Ⅳ：峰值电流由D1确定，
结合步骤2，按照峰值电流最小化的控制策略为：固定优化后的内移相占空比D1，通过采样输出电压经PI调节闭环控制外移相占空比D2，达到控制(D1,D2)使DAB工作在四种工作模式状态下，进而控制变换器的电压稳定和能量传递，如图10所示为控制器整体设计框图。
为验证本发明所提出的控制器的可行性，搭建试验样机，进行实验验证，如图11所示为DAB在工作模式Ⅰ下，变压器原端和副端端电压和外串电感上电流波形，由电压电流波形可以看出，该控制器可实现输出电压的稳定控制。
上述方法在双移相控制方式下，通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的内环设计；通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的外环设计，加入双环控制补偿系统后，可增加系统的截止频率，大大提高的系统的动态响应，减小系统的静态误差，可有效实现快速的响应速度和精度，以峰值电流最优取代损耗最优的控制手段，可以简化控制器设计，实现变换器的实时控制。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。
Claims (8)
1.双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：包括，
在双移相控制方式下，根据内、外移相角取值范围，将双有源桥DC/DC变换器划分为若干种工作模式，对每种工作模式进行分析，在一个开关周期内，将不同工作模式下双有源桥DC/DC变换器的工作状态分为若干个工作子阶段；通过小信号建模技术，得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的内环设计；通过建立不同工作模式下损耗模型与峰值电流的关系，以峰值电流最优为目标，得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角，以此来指导双有源桥DC/DC变换器的外环设计。
2.根据权利要求1所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：得到不同工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数的过程为，
以电感电流、输入电压和输出电压为状态变量，建立某种工作模式下各工作子阶段的状态空间表达式，对状态空间表达式进行降维处理，借助状态空间平均的概念，引入关于状态空间表达式的小信号扰动，得到该工作模式下的内、外移相角到输出电压的传递函数。
3.根据权利要求1所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：得到不同工作模式下峰值电流最优时的内、外移相角的过程为，
对某种工作模式下双有源桥DC/DC变换器各工作子阶段的电流特性进行分析，并由电流特性推导出实现软开关的条件，进而建立该工作模式下的损耗模型，建立损耗模型和峰值电流的关系，以峰值电流最优作为目标函数，建立拉格朗日方程，得到该工作模式下峰值电流最小时的内外移相角。
4.根据权利要求3所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：双有源桥DC/DC变换器损耗包括导通损耗和开关损耗，开关损耗包括开通损耗和关断损耗。
5.根据权利要求1-3任意一项所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：根据内、外移相角取值范围，将双有源桥DC/DC变换器划分为四种工作模式，每种工作模式下，将双有源桥DC/DC变换器的工作状态分为八个工作子阶段。
6.根据权利要求5所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：当D2＜D1且D2+D1＜1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅰ，当D2＜D1且D2+D1＞1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅱ，当D2＞D1且D2+D1＜1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅲ，当D2＞D1且D2+D1＞1时，双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅳ；其中D1为内移相角，D2为外移相角；
0≤θ≤δ1为第一个工作子阶段，δ1≤θ≤δ2为第二个工作子阶段，δ2≤θ≤δ3为第三个工作子阶段，δ3≤θ≤π为第四个工作子阶段，π≤θ≤π+δ1为第五个工作子阶段，π+δ1≤θ≤π+δ2为第六个工作子阶段，π+δ2≤θ≤π+δ3为第七个工作子阶段，π+δ3≤θ≤2π为第八个工作子阶段；其中，θ为电角度，θ＝2πfst，t为时间，fs为开关频率，δ1～δ3表示此时有开关发生动作，在工作模式Ⅰ中δ1＝D2π、δ2＝D1π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅱ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D2π、δ3＝D1π，在工作模式Ⅲ中δ1＝D1π、δ2＝D2π、δ3＝(D1+D2)π，在工作模式Ⅳ中δ1＝(D1+D2-1)π、δ2＝D1π、δ3＝D2π。
7.根据权利要求6所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅰ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅱ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅲ时，得到内移相角到输出电压的传递函数
双有源桥DC/DC变换器处于工作模式Ⅳ时，得到外移相角到输出电压的传递函数
其中，C1为双有源桥DC/DC变换器直流输入端稳压电容值，C2为双有源桥DC/DC变换器直流输出端稳压电容值，R为负载电阻值，n是变压器变比，Ls是外串等效电感，U1、U2分别为输入电压和输出电压，us、u2、d1、d2为稳态量，为扰动量。
8.根据权利要求6所述的双移相控制双有源桥DC/DC变换器新型双环控制方法，其特征在于：四种工作模式下，峰值电流最小时的内外移相角取值为，
工作模式Ⅰ时：
工作模式Ⅱ：其中A1＝12d2-8d+4，
模式Ⅲ：峰值电流由D1确定，
模式Ⅳ：峰值电流由D1确定，
其中，为电压变比，VT1、VT2分别是逆变桥输入变压器的端电压和变压器输出至整流桥的端电压，U1、U2分别为双有源桥DC/DC变换器输入电压和输出电压，P为双有源桥DC/DC变换器传输功率。
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