CN103986331A

CN103986331A - 一种用于双向dc/dc变换器的pwm加双重移相控制方法

Info

Publication number: CN103986331A
Application number: CN201410181212.4A
Authority: CN
Inventors: 王辉; 晏坤
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2014-04-30
Filing date: 2014-04-30
Publication date: 2014-08-13
Anticipated expiration: 2034-04-30

Abstract

本发明公开了一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，包括：实时采集双向DC/DC的端口电压，计算使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比；获取电路闭环控制器输出的外移相角j；根据已得到占空比和外移相角计算完全消除电路功率环流时，作用在改进的H桥的第二桥臂上的内移相角j₀；将外移相角、占空比和内移相角这三个参数生成电路的控制信号。本发明的有益效果为：本发明适用于变换器一侧为改进的H桥、另一侧为buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC拓扑结构，既能减小电路开关器件的电流应力，扩大电路的软开关范围，又能在电路工作在轻载或重载等不同工况时完全消除电路中的环流功率，提高电路的工作效率。

Description

一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法。

背景技术

双向DC/DC在很多需要功率双向传递的场合得到应用，移相控制技术运用于双向DC/DC变换器上，能够方便的管理能量的双向传输，且易于实现功率器件的软开关。传统的移相控制技术存在一定缺陷，比如当变换器工作在端口电压不匹配的情况下时，电路开关的电流应力增大，软开关范围变小，变换器内部环流功率增大，带来更多的损耗。

目前针对端口电压不匹配的问题提出了一些相关的控制方法,比如:

(1)针对图1(a)所示的双向DC/DC拓扑，采用PWM加传统移相的控制策略,该策略实现了在双向DC/DC端口电压不匹配情况下，变压器漏感两端电压的主动匹配，在一定程度上改善了双向DC/DC变换器的工况,其电路工作波形如图1(b)所示，但是该方法只考虑了端口电压不匹配的问题，没有考虑电路中的环流问题。

(2)在如图2所示的双主动全桥的基础上，在原边和副边H桥上同时采用外移相和内移相的控制策略，该方法能够消除双主动全桥内流动的功率环流，仅适用于双主动全桥拓扑，应用范围小。

(3)以双主动全桥为基础，在双主动全桥一侧的H桥上进行内移相控制的双重移相控制方法，该方法也能消除电路中的功率环流,其工作波形如图3；但是只能在变换器工作在重载，即较大的外移相角时，才可以通过设置合适的内移相角消除电路的环流功率，不能在整个移相范围内都完全消除环流，而当变换器工作在轻载时恰恰是工作效率比较低的状态，这种方法对轻载时电路的工作状态改善不大。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提出了一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，该方法适用于变换器一侧为改进的H桥、另一侧为buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC拓扑结构；该方法可以完全消除电路中的功率环流，从而减少由环流带来的损耗，同时进一步减小了开关应力，减小输出侧的电流纹波，并且对电路的软开关范围没有影响。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，包括以下步骤：

(1)实时采集双向DC/DC的端口电压，计算使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比，该占空比为双向DC/DC两侧单元电路控制信号的共同占空比。

(2)获取电路闭环控制器输出的外移相角

(3)根据已得到占空比和外移相角计算完全消除电路功率环流时，作用在改进的H桥的第二桥臂上的内移相角

(4)将闭环控制器输出的外移相角、实时计算得到的占空比和内移相角这三个参数生成电路的控制信号。

所述步骤(1)中计算使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比的方法为：

D = 1 - \frac{{nU}_{1}}{{2 U}_{0}}

其中，U₀为原边直流侧电压，U₁为副边直流侧电压，n为变压器变比。

所述步骤(3)中计算完全消除电路功率环流时内移相角的方法为：

其中，为外移相角，D为使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比。

所述方法适用于变换器一侧为改进的H桥、另一侧为buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC拓扑结构。

所述双向DC/DC拓扑结构的交流侧输出的方波u_h2必须满足：

其中，D为使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比，U₁为副边直流侧电压。

本发明的有益效果是：

本发明适用于变换器一侧为改进的H桥、另一侧为buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC拓扑结构，既能减小电路开关器件的电流应力，扩大电路的软开关范围，又能在电路工作在轻载或重载等不同工况时完全消除电路中的环流功率，提高电路的工作效率。

通过实时采集双向DC/DC端口电压，求解使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比，通过已求解的占空比和闭环控制器输出的外移相角求解完全消除电路功率环流时H桥的内移相角，最后根据占空比、外移相角、内移相角这三个参数合成电路的控制信号，解决了双向 DC/DC变换器端口电压不匹配和环流功率带来的效率降低，变换器功率器件电流应力大、软开关范围窄的问题。

与图2所示的方法相比，本发明可以完全消除电路中的功率环流，从而减少由环流带来的损耗，同时进一步减小了开关应力，减小输出侧的电流纹波，并且对电路的软开关范围没有影响。

与图3所示的方法相比，本发明可应用于全桥与buck、boost电路或者其衍生电路的组合电路，可应用的拓扑有多种。

与图4所示的方法相比，本发明在整个移相范围内都可以实现消除环流，也就是说当电路工作在轻载或者重载时，都可以完全消除环流，减小损耗，同时本发明的功率开关器件电流应力更小，软开范围更大。

附图说明

图1(a)为PWM加传统移相控制所基于的电路结构；

图1(b)为PWM加传统移相控制电路的波形；

图2为双主动全桥电路；

图3为单侧双重移相的工作波形；

图4(a)为改进的全桥-升压半桥组合拓扑；

图4(b)为改进的全桥-buck/boost组合拓扑

图5为PWM加移相控制下双向DC/DC电路等效到原边的简化电路

图6为PWM加双重移相控制的工作波形；

图7为本发明控制方法的实施框图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明：

本发明提出一种PWM加双重移相控制的控制策略，该控制策略可用变换器一侧为改进的H桥——如图4(a)、(b)中虚线框中的单元电路；另一侧为指定的一族buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC单元电路，图4(a)、(b)为其中的两种常见的拓扑结构。

以图4(a)所示的拓扑为例阐述本方法的原理，该方法不止适用于这种拓扑，但是这一类拓扑具有若干共同点：

本发明控制方法的实施框图如图7所示，电路的作用量有三个，占空比D，外移相角内移相角其中占空比调节用以使电路漏感电压主动匹配，外移相调节用以控制功率传输的方向和大小，内移相调节来消除电路中的功率环流。

外移相角是电路闭环控制器给出的，闭环控制器为线性控制器，闭环控制器的控制量可以是输出电压、电流或者功率，作用是使控制量稳定在给定值上，同时抵抗输入或负载的扰动对输出的影响。占空比依据端口电压和变压器变比设定，内移相角设置到完全消除电路功率环流的值上。

调节图4(a)所示拓扑控制信号的占空比D，可以改变C_a、C_b1和C_b2上的电压，在电路稳定工作时，能够使电感L_r两端的方波电压幅值达到新的匹配点，当u_h1与u_h2正负幅值匹配时，控制信号的占空比的推导：

双向DC/DC等效到原边的简化电路如图5：

则高压侧全桥单元交流侧的输出电压为：

u_{h 1} = \{\begin{matrix} 2 (1 - D) U_{0} & S_{01}, S_{04}, on; \\ - 2 D U_{0} & S_{02}, S_{03}, on; \end{matrix} - - - (1)

低压侧升压半桥单元交流侧的输出电压等效到变压器原边为：

u_{h 2} = \{\begin{matrix} n U_{1} & S_{11} on; \\ - nD U_{1} / (1 - D) & S_{12} on; \end{matrix} - - - (12)

当u_h1与u_h2正负幅值匹配时可得到控制信号的占空比为：

D = 1 - \frac{{nU}_{1}}{{2 U}_{0}} - - - (3)

其中U₀为原边直流侧电压，U₁为副边直流侧电压，n为变压器变比。

移相角可以表示为移相角度占半个周期的比例，假设外移相角内移相角每种工作状态下电感电流的表达式如下：

i_{L} (t) = \{\begin{matrix} i_{L} (t_{0}) & t_{0} \leq t < t_{1} \\ i_{L} (t_{1}) - \frac{2}{L} U_{0} (t - t_{1}) & t_{1} \leq t < t_{3} \\ i_{L} (t_{3}) - \frac{1}{L} U_{0} (t - t_{3}) & t_{3} \leq t < t_{4} \\ i_{L} (t_{4}) & t_{4} \leq t < t_{5} \\ i_{L} (t_{5}) + \frac{2}{L} U_{0} (t - t_{5}) & t_{5} \leq t < t_{7} \\ i_{L} (t_{7}) + \frac{1}{L} U_{0} (t - t_{7}) & t_{7} \leq t < t_{8} \end{matrix} - - - (4)

根据电感每个周期内正负半周的安秒值平衡，可知正负半周电流波形与时间轴围成的面积相等，即：

{&Integral;}_{t_{2}}^{t_{6}} i_{L} (t) dt + ({&Integral;}_{t_{0}}^{t_{2}} i_{L} (t) dt + {&Integral;}_{t_{6}}^{t_{8}} i_{L} (t) dt) = 0 - - - (5)

漏感电流在各个时刻都是连续的，可得到一组边界条件：

\{\begin{matrix} i_{L} (t_{0}) = i_{L} (t_{1}) = i_{L} (t_{8}) \\ i_{L} (t_{1}) - \frac{2}{L} U_{0} (t_{3} - t_{1}) = i_{L} (t_{3}) \\ i_{L} (t_{3}) - \frac{1}{L} U_{0} (t_{4} - t_{3}) = i_{L} (t_{4}) \\ i_{L} (t_{4}) = i_{L} (t_{5}) \\ i_{L} (t_{5}) + \frac{2}{L} U_{0} (t_{7} - t_{5}) = i_{L} (t_{7}) \\ i_{L} (t_{7}) + \frac{1}{L} U_{0} (t_{8} - t_{7}) = i_{L} (t_{8}) \end{matrix} - - - (6)

且t₂和t₆时刻为电流的过零点，则有：

\{\begin{matrix} i_{L} (t_{1}) - \frac{2}{L} U_{0} (t_{2} - t_{1}) = 0 \\ i_{L} (t_{5}) + \frac{2}{L} U_{0} (t_{6} - t_{5}) = 0 \end{matrix} - - - (7)

结合(6)式(7)式以及(8)式可得到一个周期内电流函数转折点处的值：

\{\begin{matrix} i_{L} (t_{0}) = i_{L} (t_{1}) = \frac{T_{s} U_{0}}{2 L} [\frac{({2 D}_{1} - D_{2}) (4 D + D_{1} - {2 D}_{2} - 4)}{(D_{1} - 4 D_{2} - 4)}] \\ i_{L} (t_{3}) = \frac{T_{s} U_{0}}{2 L} [\frac{({6 D}_{2}^{2} + {4 D}_{2} + {4 DD}_{2} - {5 D}_{1} D_{2} - {8 DD}_{1})}{({4 D}_{2} + 4 - D_{1})}] \\ i_{L} (t_{4}) = i_{L} (t_{5}) = \frac{T_{s} U_{0}}{L} [\frac{(D_{2} + 2 D) ({2 D}_{1} - D_{2})}{(D_{1} - {4 D}_{2} - 4)}] \\ i_{L} (t_{7}) = \frac{T_{s} U_{0}}{L} [\frac{(D_{2} + 2 D) ({2 D}_{1} - D_{2})}{(D_{1} - {4 D}_{2} - 4)} + D_{1} - D_{2}] \end{matrix} - - - (8)

一个周期内电感电流两次过零的时刻为：

\{\begin{matrix} t_{2} = \frac{T_{s} (8 D - {3 D}_{2}^{2} + {4 D}_{2} + 10 {DD}_{2} - D_{1} D_{2} - {6 DD}_{1})}{2 ({4 D}_{2} + 4 - D_{1})} \\ t_{6} = \frac{T_{s} (D_{1}^{2} + {6 D}_{1} - D_{2}^{2} + {4 D}_{1} D_{2} - {6 DD}_{1} - {6 DD}_{2} + {8 D}_{2}) + 8}{2 ({4 D}_{2} + 4 - D_{1})} \end{matrix} - - - (9)

由图6可知，若前半个周期电感电流i_L(t)在t₃时刻过零，则后半个周期i_L(t)必然会在t₇时刻之前已经过零，此时一个周期内的无功环流为零。因此在完全消除回流功率时，

D_{2} = \frac{1}{12} (M + \sqrt{M^{2} + N}) - - - (10)

其中：M＝5D₁-4D-4，N＝192DD₁。

外移相角通过电路闭环控制器可以确定外移相角的值，因此可以计算出的值内移相角以弧度表示为：

以上为PWM加双重移相控制方法占空比和内移相角两个主要参数的设定，若电路为非隔离型，以上推导过程中的变压器变比为1即可。

这种方法应用的拓扑需满足是：

①变换器一侧为改进的全桥拓扑，改进的H桥是现有的电路，它在H桥交流侧串接一个电容C_a。这种改进只用于实现一定的控制方法，在常规控制方式下不能适用。

②变换器另一侧的双向DC/DC单元并不是固定的一种，而是一族特定的buck、boost单元。这一族双向DC/DC单元的特点在于，其交流侧的输出的方波满足式(11)：

在PWM加移相控制方法下，不同拓扑结构的电路工作状态只有6种，换流过程也具有相似性，但不完全一致。电路的工作波形图如图6：

以下以图4(a)电路为例，分析在PWM加双重移相控制下，电路一个开关周期内的6种工作的换流过程和功率流动。

(a)状态1：t₀～t₁时间段。

在t₀～t₁时间段，D₀₁、D₀₄和S₁₂导通，C_b2经D₀₁、D₀₄、S₁₂和高频变压器向高压侧电源U₀和电容C_a充电，低压侧电源U₁通过S₁₂向升压电感L_dc充电。C_a电压上升，C_b2电压下降，C_b1电压保持不变，漏感L_r上的电流在此期间大小和方向维持不变，其两端电压u_L为0。

(b)状态2：t₁～t₂时间段。

t₁～t₂时间段，D₀₁、D₀₄仍维持导通，t₁时刻S₁₂关闭，电流从S₁₂换流到D₁₁上。低压侧电源U₁和升压电感L_dc通过D₁₁以及高频变压器共同向电容C_b1、C_b2充电。电感L经D₀₁、D₀₄、D₁₁和高频变压器向电源U₁和电容C_a、C_b1充电。C_a、C_b1和C_b2电压都上升，逐渐减小并在t₂时刻过零。

(c)状态3：t₂～t₃时间段。

t₂～t₃时间段，S₀₂维持导通，S₀₃在t₂时刻关闭，使漏感电流从S₀₄换流到D₀₃续流，电源U₀的功率不再回流到L_r中，且S₁₁此刻为ZVS开通。电容C_a经S₀₂、D₀₃和高频变压器向漏感L_r充电，电容C_b1经S₁₁和高频变压器向漏感L_r充电，电源U₁和电感L_dc经高频变压器向L_r和C_b2充电。C_a、C_b1的电压下降，C_b2的电压上升，继续上升但上升斜率减小。

(d)状态4：t₂～t₃时间段。

t₃时刻S₂关闭，D₀₂、S₁₁维持导通，此时漏感电流从S₂换流到D₀₁上续流，电容C_a经D₀₁、D₀₂和高频变压器向电源U₀充电；电容C_b1经S₁₁、高频变压器以及D₀₁、D₀₂向U₀充电；U₁和L_dc则经高频变压器向C_b2充电。这段时间内C_a、C_b1上的电压都下降，C_b2上的电压上升，大小和方向保持不变，且u_L为0。

(e)状态5：t₄～t₅时间段。

在t₄～t₅时间段内，仍然为负，在t₄时刻S₁₁关闭，副边电流从S₁₁换流到D₁₂上续流。这段时间内，电感L和电容C_a经D₀₁、D₀₄、D₁₂以及高频变压器向电源U₀和电容C_b2充电，电源U₁和升压电感L_dc一同经高频变压器向C_b2充电。电容C_a的电压继续下降，C_b2的电压继续上升，C_b1电压保持不变，上升且在t₅时刻过零。

(f)状态6：t₄～t₅时间段。

在t₄～t₅时间段内，开关S₀₁和S₁₂维持导通，S₀₄在t₅时刻关闭，使原边电流从S₀₄换流到D₀₃上，电源U₀的功率不再回流至L_r中，电容C_b2经S₁₂、S₀₃、D₀₃和高频变压器向电容C_a和电感L_r充电，电源U₁通过S₁₂继续向升压电感L_dc充电。C_a电压上升，C_b2电压下降，C_b1电压保持不变，漏感电流继续上升，但上升斜率较上一阶段减小。

从分析中可以推断该控制方法下，电路中已经不存在功率环流了。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims

1.一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，其特征是，包括以下步骤：

(1)实时采集双向DC/DC的端口电压，计算使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比，该占空比为双向DC/DC两侧单元电路控制信号的共同占空比；

(2)获取电路闭环控制器输出的外移相角

2.如权利要求1所述的一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，其特征是，所述步骤(1)中计算使漏感电压重新匹配时的控制信号的占空比的方法为：

D = 1 - \frac{{nU}_{1}}{{2 U}_{0}}

3.如权利要求1所述的一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，其特征是，所述步骤(3)中计算完全消除电路功率环流时内移相角的方法为：

4.如权利要求1所述的一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，其特征是，所述方法适用于变换器一侧为改进的H桥、另一侧为buck、boost或者其衍生电路的双向DC/DC拓扑结构。

5.如权利要求4所述的一种用于双向DC/DC变换器的PWM加双重移相控制方法，其特征是，所述双向DC/DC拓扑结构的交流侧输出的方波u_h2必须满足：